CN102378449B - Led驱动电路和使用该led驱动电路的led照明组件 - Google Patents

Abstract

提供一种经由相控光控制器连接于交流电源并驱动LED负载的LED驱动电路。该LED驱动电路包括：开关电源部分，其具有开关元件、检测开关电流的开关电流检测部分以及检测LED电流的LED电流检测部分；第一减法部分，用于从开关电流检测部分的输出减去一给定值；第一确定部分，其通过对多个外部输入电压的计算来确定开关电流被限流至的目标值；第二减法部分，用于从LED电流检测部分的输出减去一给定值；第二确定部分，其通过对多个外部输入电压的计算确定LED电流的目标值；开关电流限流部分，如果第一减法部分的减法结果超过第一确定部分的确定结果，该开关电流限流部分使开关元件截止以限制开关电流；以及LED电流控制部分，其驱动开关元件来控制LED电流以使第二减法部分的减法结果与第二确定部分的确定结果一致。

Description

LED驱动电路和使用该LED驱动电路的LED照明组件

发明背景

发明领域

本发明涉及LED驱动电路和使用该LED驱动电路的LED照明组件。

背景技术

LED(发光二极管)的特征在于，其具有低电流损耗、长寿命等，并且其应用范围不仅已扩展至显示设备，还扩展至照明装置等。LED照明装置为了达到要求的亮度经常使用多个LED(例如参见JP-A-2004-327152、JP-A-2006-319172和JP-A-2008-104273)。

一般使用的照明装置经常采用商业交流电源，并且考虑例如采用LED照明组件取代例如白炽灯之类的一般用途照明组件的情形下，要求LED照明组件也配置成与一般用途的照明组件一样使用商业交流电源。

此外，在设法执行白炽灯的光控制中，使用相控光控制器(通常称为白炽光控制器)，其中开关元件(例如可控硅元件或三端双向可控硅元件)在交流电源电压的某一相位角上导通并由此使通过对白炽灯供电控制的光控制能轻易地通过调光(volume)元件的简单操作来实现(例如参见JP-A-2005-26142)。然而已知的是，在通过使用相控光控制器执行低瓦数白炽灯的光控制器时，将白炽灯连接于光控制器导致闪烁或闪光的发生，因此无法正确执行光控制。

在设法对使用交流电源的LED照明组件执行光控制时，要求LED照明组件能不作任何改变地连接于已有白炽灯的相控光控制器。通过在仅将照明组件改变成LED照明组件同时使用已有的相应光控制设备，相比使用白炽灯的情形，功耗可显著降低。此外，这还能确保兼容性而不需要将光控制设备改变为专门针对LED照明组件使用的类型，并因此降低了设备成本。

现在，图16示出能实现使用交流电源的LED照明组件的光控制的LED照明系统的传统示例。图16示出的LED照明系统包括相控光控制器200、具有二极管电桥DB1和限流部分IL的LED驱动电路300以及通过将数个LED串联而形成的LED阵列400。相控光控制器200串联地连接在作为交流电源的商业电源100和限流部分IL之间。在相控光控制器200中，可变电阻器Rvar的电阻值设计成可变的，并因此三端双向可控硅元件Tri根据该电阻值在某一电源相位角上导通。典型地，可变电阻器Rvar以旋钮或滑块的形式构筑并由此通过改变旋钮的转角或滑块的位置实现对照明组件的光控制。此外，在相控光控制器200中，电容器Ca和电感器L构成噪声抑制电路，该噪声抑制电路降低从相控光控制器200反馈回给交流电源线的噪声。图17示出光控制器的输出波形和二极管电桥DB1的输出波形，它们分别对应于相控光控制器200的0°、45°、90°和135°的相位角。随着相位角增大，二极管电桥的输出波形的电压的平均值减小。在LED照明组件连接于相控光控制器200的情形下，随着光控制器的相位角增大，导致的亮度减小。

当相控光控制器200的相位角增加以致减小LED的结果亮度时，如果二极管电桥DB1的输出电压变得小于当LED阵列400开始发光时获得的正向电压(VF)，则LED阵列400不再发光，并且在流过光控制器的电流中出现急剧减小。由于这种急剧减小，流过光控制器的电流落到光控制器中的三端双向可控硅Tri的导通状态保持电流的水平之下，因此三端双向可控硅截止以停止光控制器的输出并由此带来不稳定状态，该不稳定状态导致发生LED阵列400的亮度闪烁。此外，当三端双向可控硅Tri通过对光控制器输出的相控从截止状态切换至导通状态时，LED从截止状态切换至导通状态，因此导致LED阻抗的急剧变化。这可能使减幅振荡(ring)发生在在光控制器的输出电压边沿，在那里输出电压剧烈变化，因此三端双向可控硅Tri被引向拟被截止的不稳定状态，该不稳定状态导致亮度闪烁的发生。因为前述原因，在适于使用相控光控制器的LED照明系统中，当LED不发光时，使用强制地使保持电流通过的电流汲取电路来防止三端双向可控硅截止。然而在这种情形下，汲取电流全部被转化成热，这将导致LED照明系统的效率恶化并需要采取散热措施。

在使用传统白炽灯负载的情形下，由于钨灯丝之类的灯丝构成负载，即便相控光控制器的三端双向可控硅从截止状态切换至导通状态，也几乎不会发生阻抗变化，并因此保持低阻状态。因此，流过相控光控制器的电流不存在突然变化，由此只要交流电源具有0V左右或更高的电压值就能执行稳定的光控制操作。

此外，在图16所示的传统示例的情形下，当二极管电桥DB1的输出电压低于当LED阵列400开始发光时获得的正向电压(VF)时，LED截止，并且假设交流电源处于60Hz的频率，由于通过二极管电桥执行全波整流，因此LED以两倍于交流电源频率的120Hz频率反复地导通/截止。这种LED的导通/截止造成闪烁并当用户快速移动他/她的视线以试图跟随体育比赛等中的快速移动时更可能不利地观察到这种闪烁。在使用白炽灯的情形下，由于灯丝具有0.1秒数量级响应速度并因此不响应于120Hz的导通/截止操作，因此前述闪烁不会演变至令人注意的程度。另一方面，在使用LED的情形下，由于其响应速度比白炽灯中使用的灯丝高上百万倍或更多倍，因此闪烁容易演变至令人注意的程度。

此外，图18示出在图16所示的传统LED照明系统的情形下和白炽灯照明系统的情形下相控光控制器的相位角θ和照明亮度之间的关系(光控制曲线)。在传统LED照明系统中，在相位角θ＝0°-45°时不发生亮度变化，而在θ＝45°或更大时，光量成线性地变化，而在θ＝130°时，LED照明系统熄灭。白炽灯表现出一条曲线，其特征在于光量从θ＝0°开始徐徐减小，在θ＝50°-100°时，与传统LED照明系统的光控制曲线一起变化，而在θ＝120°-150°时，徐徐减小。亮度是通过人眼对数性地观察到的，并因此光量相对于相位角θ徐徐减小的特征是在低照度下精密控制光量的关键。传统LED照明系统的缺点在于，由于它在θ＝130°附近急剧变暗，因此120°至150°左右相位角时的光量相比白炽灯的情形是无法被精密控制的。

发明内容

本发明的一个目的是提供精密控制切换电流和LED电流以维持相控光控制器的保持电流并由此抑制光控制器被引至不稳定状态以造成亮度闪烁的现象并也能获得提高的效率的LED驱动电路和LED照明组件。此外，本发明的另一目的是允许光控制抑制闪烁的发生并获得接近白炽灯的光控制曲线，由此不造成不适感。

本发明提供一种能经由相控光控制器连接于交流电源并驱动LED负载的LED驱动电路。该LED驱动电路包括：开关电源部分，其具有开关元件、检测开关电流的开关电流检测部分以及检测LED电流的LED电流检测部分；第一减法部分，用于从开关电流检测部分的输出减去一给定值；第一确定部分，其通过对多个外部输入电压的计算来确定开关电流被限流至的目标值；第二减法部分，用于从LED电流检测部分的输出减去一给定值；第二确定部分，其通过对多个外部输入电压的计算确定LED电流的目标值；开关电流限流部分，如果第一减法部分的减法结果超过第一确定部分的确定结果，该开关电流限流部分使开关元件截止以对开关电流限流；以及LED电流控制部分，其驱动开关元件来控制LED电流以使第二减法部分的减法结果与第二确定部分的确定结果一致(第一配置)。

根据这种配置，开关电流和LED电流受到精密控制以使保持电流得以维持。这能抑制相控光控制器的电流保持单元被截止从而引发不稳定状态的现象，所述不稳定状态导致LED负载发生亮度闪烁，并还能取得增加的效率。

此外，在前述第一配置中，开关电源部分可由升压电路构成(第二配置)。这可使施加于LED负载的正向电压稳定并由此抑制闪烁的发生。

此外，在前述第一配置中，可采用下列配置。即，第一减法部分是获得开关电流检测部分的输出电压和基准电压之间的差的第一误差放大器，而第一确定部分是获得开关电流限流设定电压和第一偏移电压之间的差的第二误差放大器。第二减法部分是获得LED电流检测部分的输出电压和基准电压之间的差的第三误差放大器，而第二确定部分是获得LED电流设定电压和第二偏移电压之间的差的第四误差放大器。开关电流限流部分具有比较器，该比较器将第一误差放大器的输出与第二误差放大器的输出作比较并基于比较器的输出来截止开关元件。LED电流控制部分具有：第五误差放大器，其获得第三误差放大器的输出和第四误差放大器的输出之间的差；以及PWM信号发生部分，其根据第五误差放大器的输出产生PWM信号，并基于该PWM信号驱动开关元件(第三配置)。

此外，在前述第三配置中，可采用下列配置。即，进一步提供：检测整个电路中的电流的电路电流检测部分；以及汲取电流的电流汲取部分。电路电流检测部分的输出被用作基准电压，并基于电路电流检测部分的输出，电流汲取部分汲取电流以使整个电路中的电流保持恒定(第四配置)。

根据这种配置，执行控制以使开关电流、LED电流和汲取电流的总和保持恒定，并因此能维持相控光控制器的保持电流。

此外，在前述第四配置中，可采用下列配置。即，电路电流检测部分具有将电路电流转换成电压的电阻元件以及对由转换得到的电压求平均的平均电压检测部分。电流汲取部分汲取电流以使平均电压检测部分具有等于基准电压的输出(第五配置)。

这种配置抑制了无用电流汲取并因此能提供提高的效率。

此外，在前述第三配置中，开关电流限流设定电压可以是与LED驱动电路的输入电压成比例的电压。这使开关电流具有与输入电压成比例形状的波形并因此能提供功率因数改善(第六配置)。

此外，在前述第三配置中，LED电流设定电压可以是与LED驱动电路的输入电压的平均电压成比例的电压(第七配置)。这允许在宽范围相位角上执行光控制。

此外，在前述第七配置中，第二偏移电压可以是与LED驱动电路的输入电压的边沿电压成比例的电压。这可提供接近白炽灯的光控制曲线并因此允许以防止造成不适感的方式来执行光控制。

此外，在前述第七配置中，第二偏移电压可以是对与LED驱动电路的输入电压的边沿电压成比例的电压求平方而获得的电压。这可提供进一步接近白炽灯的光控制曲线并因此允许以进一步防止造成不适感的方式来执行光控制。

本发明也提供LED照明组件，包括：LED驱动电路，其能经由相控光控制器连接于交流电源并驱动LED负载；以及LED负载，其连接于LED驱动电路的输出侧。该LED驱动电路包括：开关电源部分，其具有开关元件、检测开关电流的开关电流检测部分以及检测LED电流的LED电流检测部分；第一减法部分，用于从开关电流检测部分的输出减去一给定值；第一确定部分，其通过对多个外部输入电压的计算来确定开关电流被限流至的目标值；第二减法部分，用于从LED电流检测部分的输出减去一给定值；第二确定部分，其通过对多个外部输入电压的计算确定LED电流的目标值；开关电流限流部分，如果第一减法部分的减法结果超过第一确定部分的确定结果，该开关电流限流部分使开关元件截止以限制开关电流；以及LED电流控制部分，其驱动开关元件来控制LED电流以使第二减法部分的减法结果与第二确定部分的确定结果一致。

附图说明

图1是示出根据本发明一个实施例的LED照明系统的整个配置的图。

图2是示出根据本发明的LED驱动电路的一个配置示例的图。

图3是示出振荡器的一个配置示例的图。

图4是示出误差放大器和比较器的一个配置示例的图。

图5是示出误差放大器的一个配置示例的图。

图6是示出在使光控制器的相位角改变的情形下输入至LED驱动电路的电压的波形图。

图7是示出在光控制器的相位角和输入电压平均值之间的关系的曲线图。

图8是示出产生LED电流设定电压和第二偏移电压的电路的一个示例的图。

图9是示出输入电压平均值、与边沿电压成比例的电压、两者间的差值与相位角之间的关系的曲线图。

图10是示出白炽灯的光控制曲线和本发明的光控制曲线的曲线图。

图11是示出产生LED电流设定电压和第二偏移电压的电路的另一示例的图。

图12是示出输入电压平均值、与边沿电压成比例的电压的平方值、两者间的差值与相位角之间的关系的曲线图。

图13是示出白炽灯的光控制曲线和本发明的光控制曲线的曲线图。

图14是示出根据本发明的LED驱动电路的另一配置示例的图。

图15是示出图14所示的LED驱动电路的特殊配置示例的图。

图16是示出传统LED照明系统的示例的图；

图17是示出在光控制器的相位角变化的情形下光控制器的输出波形和二极管电桥的输出波形的图。

图18是分别示出白炽灯和传统LED照明系统的光控制曲线的曲线图。

具体实施方式

下文中，将参照附图对本发明的实施例进行说明。图1示出根据本发明一个实施例的LED照明系统的整个配置。如图1所示，根据本发明的LED照明系统包括商业电源100、相控光控制器200、保险丝F1、过载保护元件NR1、二极管电桥DB1、LED驱动电路500以及LED阵列400。商业电源100经由相控光控制器200和保险丝F1连接于二极管电桥DB1，而过载保护元件NR1连接在商业电源100的一端和保险丝F1的一端之间。LED驱动电路500连接于二极管电桥DB1的输出侧，并且LED阵列400连接于LED驱动电路500的输出侧。LED驱动电路500和LED阵列400构成LED照明组件，LED照明组件的示例包括LED灯。

商业电源100输出正弦交流电压，正弦交流电压随着国家不同而在100V-250V之间变化，并且50Hz或60Hz的频率用于电源100。当交流电压输入到相控光控制器200时，根据用于调光元件的光控制的转动或滑动操作，产生一波形，该波形具有通过裁去交流电波形的某一相位点而获得的形状。通过二极管电桥DB1，执行相控光控制器200输出波形的全波整流，并且具有两倍输入频率的频率(在50Hz输入频率的情形下为100Hz，在60Hz输入频率的情形下为120Hz)的脉动波形被输入到LED驱动电路500的输入端子T0。

现在，图2示出LED驱动电路500的一个配置示例。图2所示的LED驱动电路500具有开关电源部分1、LED电流检测部分3、开关控制部分4以及输入端子T0-T5。开关电源部分1由电感器L1、二极管D1、电容器C1以及作为nMOS晶体管开关元件M1构成以形成升压电路，并且输入端子T0的输入电压VIN由开关电源部分1升压。LED阵列400的正向电压被设定为输入电压的大约两倍，并且经升压的电压使电流流过LED阵列400，并因此LED阵列400发光。

检测开关电流的开关电流检测部分2连接在开关元件M1的源极侧和接地点之间，而检测流过LED的电流的LED电流检测部分3连接在LED阵列400的阴极侧和接地点之间。

开关控制部分4具有误差放大器AMP1-AMP5、比较器CMP1和CMP2、RS触发器SRFF1、振荡器OS1以及与电路AND1。开关电流检测部分2的输出电压IDET1被输入到误差放大器AMP1的非反相端子，而施加于输入端子T1的基准电压SENS被输入到其反相端子。此外，施加于输入端子T2的开关电流限流设定电压ILIM被输入到误差放大器AMP2的非反相端子，而施加于输入端子T3的第一偏移电压VOS1被输入到其反相端子。误差放大器AMP1放大输入的差并将放大的差输出至比较器CMP1的非反相端子，并且误差放大器AMP2放大输入之间的差并将放大的差输出至比较器CMP1的反相端子。比较器CMP1将输入之间作出的比较结果输出至RS触发器SRFF1的置位端子。由振荡器OS1输出的矩形波信号被输入到RS触发器SRFF1的复位端子，并且来自其输出端子的输出被输入至与电路AND1。

此外，LED电流检测部分3的输出电压IDET2被输入到误差放大器3的非反相端子，并且施加于输入端子T1的基准电压SENS被输入到其反相端子。此外，施加于输入端子T4的LED电流设定电压ILED被输入到误差放大器AMP4的非反相端子，而施加于输入端子T5的第二偏移电压VOS2被输入到其反相端子。误差放大器AMP3放大输入之间的差并将放大的差输出至误差放大器AMP5的反相端子，而误差放大器AMP4放大输入之间的差并将放大的差输出至误差放大器AMP5的非反相端子。误差放大器AMP5放大误差放大器AMP3和AMP4的各输出电压之间的差，并将经放大的差输出至比较器CMP2的非反相端子。由振荡器QS1输出的三角波信号被输入至比较器CMP2的反相端子。比较器CMP2将在输入之间作出的比较的结果输出至与电路AND1。然后，与电路AND1的输出被输入到开关元件M1的栅极侧。

通过前述配置，当(IDET1-SENS)＞(ILIM-VOS1)时，比较器CMP1的输出变为高电平并因此RS触发器SRFF1被置位，由此与电路AND1的输出变为低电平。由此，开关元件M1的栅极变为低电平并因此开关元件M1被截止以停止切换。结果，开关电流受到限流。

此外，PWM功能发生，其中比较器CMP2的输出脉冲的占空比根据误差放大器AMP5的输出电平而变化，且因此开关元件M1的栅极电压以执行反馈从而令(IDET2-SENS)＝(ILED-VOS2)的方式受到控制。

结果，LED电流保持恒定。

现在，为了相控光控制器200的正常操作，要求电流恒定地流过以防止包含在相控光控制器200中的三端双向可控硅截止。在本发明中，基于输入电压VIN适当设定的电压分别施加于输入端子T1-T5，以使开关电流和LED电流精密地受到控制以防止包含在相控光控制器200中的三端双向可控硅截止。这可抑制光控制器被引向不稳定状态以造成LED亮度闪烁的现象并能同时取得增加的效率。典型地，施加于输入端子T2的开关电流限流设定电压ILIM被设定至给定电压，并且拟施加于输入端子T3的第一偏移电压VOS1被设定在接地电平。此外，拟施加于输入端子T1的基准电压SENS被设定在接地电平。分别施加于输入端子T4和T5的电压将在下面说明。

施加于输入端子T2的开关电流限流设定电压ILIM可被设定为与输入电压VIN成比例的电压。这使开关电流具有与输入电压VIN成比例形状的波形并因此提供功率因数改善。

此外，还存在的特征是，升压操作致使电容器C1存储能量，并由此使LED阵列400的电压施加变得稳定，因此闪烁不容易发生。

图3示出振荡器OS1的特定配置示例。振荡器OS1具有端子T6，数字直流电源电压DVCC施加于该端子T6；端子T7，模拟直流电源电压AVCC施加于该端子T7；端子T8，基准电压VREF施加于该端子T8；端子T9，基准电压VOSCH施加于该端子T9；端子T10，基准电压VOSCL(＜VOSCH)施加于该端子T10以及输出端子T11和T12。振荡器OS1进一步具有恒定电流pMOS晶体管M2、M3和M5，恒电流nMOS晶体管M4和M6以及nMOS晶体管M7。作为其附加，振荡器OS1具有运算放大器AMP、电阻器R、电容器C2、比较器CMP3和CMP4以及RS触发器SRFF2。

如果输出端子T11的输出电压OUT达到不低于基准电压VOSCH(＝3V)的值，则RS触发器SRFF2被置位并因此其输出变为低电平，因此nMOS晶体管M7截止并因此恒电流nMOS晶体管M6导通以使蓄积在电容器C2中的电荷以恒定电流IO放电。如果放电的结果是电容器C2的电压降低至不高于基准电压VOSCL(＝1V)的值，则RS触发器SRFF 2重置并因此其输出变为高电平，因此nMOS晶体管M7导通并因此恒电流nMOS晶体管M6截止。因此，以恒定电流IO执行对电容器C2充电的操作以造成恒定频率下的振荡。结果，三角波信号从输出端子T11输出，并且矩形波信号从输出端子T12输出。三角波信号被输入至比较器CMP2的反相输入，而矩形波信号被输入至RS触发器SRFF1的重置端子(图2)。

图4示出误差放大器AMP1和AMP2的特定配置示例。误差放大器AMP1是由MOS晶体管M8-M15、电阻器R1-R5以及电容器C3构成的跨导放大器。在误差放大器AMP1中，开关电流检测部分输出电压IDET1和基准电压SENS之间的差被转换成电流的变化，该电流的变化随后通过电阻器R4转换成电压。流过电阻器R4的电流的变化表示为：

ΔI1＝(2/gm+R2)×(IDET1-SENS)

其中gm＝MOS晶体管M11和M13的跨导，而源自电阻器4的转换的电压表示为：

ΔV1＝R4×ΔI1

＝R4×(2/gm+R2)×(IDET1-SENS)。

另一方面，误差放大器AMP2是由MOS晶体管M16-M23、电阻器R6-R10以及电容器C4构成的跨导放大器。在误差放大器AMP2中，开关电流限流设定电压ILIM和第一偏移电压VOS1之间的差被转换成电流的变化，该电流的变化随后通过电阻器R9转换成电压。流过R9的电流的变化被表示为：

ΔI2＝(2/gm+R7)×(ILIM-VOS1)

其中gm＝MOS晶体管M19和M21的跨导，而源自电阻器R9的转换的电压表示为：

ΔV2＝R9×ΔI2

＝R9×(2/gm+R7)×(ILIM-VOS1)。

假设R3＝R4＝R8＝R9＝RC，且R2＝R7＝RE，

ΔV1＝RC×(2/gm+RE)×(IDET1-SENS)

ΔV2＝RC×(2/gm+RE)×(ILIM-VOS1)

并且通过比较器CMP1在ΔV1和ΔV2之间作出比较。在图2所示的配置中，如果ΔV1＞ΔV2，即(IDET1-SENS)＞(ILIM-VOS1)，则比较器CMP1的输出变为高电平，以使开关元件M1的栅极变为低电平，并由此对开关电流进行限流。

图5示出误差放大器AMP3、AMP4和AMP5的特定配置示例。误差放大器AMP3是由MOS晶体管M16-M23、电阻器R11-R15以及电容器C5构成的跨导放大器。在误差放大器AMP3中，LED电流检测部分输出电压IDET2和基准电压SENS之间的差被转换成电流的变化，该电流的变化随后通过电阻器R14转换成电压。流过电阻器R14的电流的变化表示为：

ΔI3＝(2/gm+R12)×(IDET2-SENS)

其中gm＝MOS晶体管M19和M21的跨导，而源自电阻器R14的转换的电压表示为：

ΔV3＝R14×ΔI3

＝R14×(2/gm+R12)×(IDET2-SENS)。

另一方面，误差放大器AMP4是由MOS晶体管M24-M31、电阻器R16-R20以及电容器C6构成的跨导放大器。在误差放大器AMP4中，LED电流设定电压ILED和第二偏移电压VOS2之间的差被转换成电流的变化，该电流的变化随后通过电阻器R19转换成电压。流过电阻器R19的电流的变化表示为：

ΔI4＝(2/gm+R17)×(ILED-VOS2)

其中gm＝MOS晶体管M27和M29的跨导，而源自电阻器R19的转换的电压表示为：

ΔV4＝R19×ΔI4

＝R19×(2/gm+R17)×(ILED-VOS2)。

假设R13＝R14＝R18＝R19＝RC，并且R12＝R17＝RE，则

ΔV3＝RC×(2/gm+RE)×(IDET2-SENS)

ΔV4＝RC×(2/gm+RE)×(ILED-VOS2)。

误差放大器AMP5由缓冲器BUF1和BUF2、电阻器R21-R24、电容器C7和C8、运算放大器AMP6和AMP7构成，并放大误差放大器AMP3和AMP4之间的输出电压的差。

假设R21＝R22＝RIN，R23＝R24＝RF，并且VREF＝1V，则输出电压VOUT表示为：

VOUT＝VREF+(R23/R21)(ΔV4-ΔV3)

＝1V+(R23/R21)×RC×(2/gm+RE)×((ILED-VOS2)-(IDET2-SENS))。

在图2所示的配置中，通过升压开关操作执行反馈以使VOUT＝VREF，即

ΔV3＝ΔV4，即(ILED-VOS2)＝(IDET2-SENS)，

并因此可控制LED电流以使其保持恒定。

如前面结合图4和图5描述的那样，使用能对其输入与GND电平相等或更高电平的信号的跨导放大器，并由此能够简化电路。

接着，下面描述本发明中执行的光控制。图6示出在相控光控制器200的相位角分别为0°、45°、90°和135°的情形下输入到LED驱动电路500的电压的波形。假设输入电压为100Vrms，电压峰值Vo为大约141.4伏，并且在这些相位角下的平均电压分别具有90.0V、76.8V、45.0V和13.2V的值。相控光控制器的相位角θ和平均电压具有一定的关系，表示为：

平均电压＝Vo(1+cos(θ))/π。

图7绘出相控光控制器的相位角和平均电压之间的关系。与平均电压成比例的电压作为LED电流设定电压ILED被输入至输入端子T4(第二偏移电压VOS2假设为处于接地电平)，由此获得与输入电压的平均值相称的LED电流，并因此可执行LED的光控制以与光控制器的相位角对应。图10中的虚线表示此情形下获得光控制曲线。该光控制曲线与图18所示的传统LED照明系统的光控制曲线之间的比较指出，前面描述的情形允许在较宽范围值的相位角θ上执行光控制。为了将与输入电压的平均值成比例的电压作为LED电流设定电压ILED输出，采用下面的配置。即，如图8所示，输入电压VIN在电阻器R25和R26之间分压，并通过电容器C9将得到的电压平滑化。

此外，如图8所示，可在R27和R28之间对输入电压VIN分压，并基于得到的电压，通过边沿检测电路5和采样保持电路6产生与输入电压波形的上升部分的电压(边沿电压，见图6)成比例的电压，该电压随后作为第二偏移电压VOS2输入至输入端子T5。

边沿电压表示为：

边沿电压＝Vo×sin(θ)，并且与之成比例的电压表示为：

A×边沿电压＝A×Vo×sin(θ)(A代表比例常数)。

因此，在这种情形下获得的光控制曲线成比例于：

(Vo×(1+cos(θ))/π)-(A×Vo×sin(θ))。

图9示出在A＝0.15且Vo＝141.4V的情形下，各输入电压平均值、与边沿电压成比例的电压、两者间的差与相位角之间的关系。此外，图10中的实线表示在使用与边沿电压成比例的电压的情形下获得的光控制曲线。如这里指出的那样，获得进一步接近白炽灯的光控制曲线所表示的特性的特性。

另外，如图11所示，可以在采样保持电路6的输出侧提供平方电路7以产生一电压，该电压是通过将与输入电压波形的边沿电压成比例的电压求平方而获得的，该电压随后作为第二偏移电压VOS2输入至输入端子T5。

在这种情形下获得的光控制曲线成比例于：

(Vo×(1+cos(θ))/π)-(A×Vo×sin(θ))²。

图12示出在A²＝0.15/141.4且Vo＝141.4V的情形下，各输入电压平均值、与边沿电压成比例的电压的平方值、两者间的差与相位角之间的关系。此外，图13中的实线表示在使用与边沿电压成比例的电压的平方值的情形下获得的光控制曲线。如这里指出的那样，相比图10中的实线表示的光控制曲线，该光控制曲线在其代表大相位角低照度的部分进一步接近白炽灯的光控制曲线。

如前所述，当安装于白炽灯的已有光控制器时，本发明的LED照明组件可提供与白炽灯提供的光控制特性相似的光控制特性，并因此其光控制不会引起不适感。

此外，图14示出根据本发明另一实施例的LED驱动电路的配置。图14所示的LED驱动电路500’具有一种配置，其中电路电流检测部分9被插入到接地点和开关电流检测部分2的一端、LED电流检测部分3的一端之间，而电流汲取部分8被插入到输入电压线路和电路电流检测部分9的一端之间。此外，电路电流检测部分9的检测信号作为基准电压SENS输入至误差放大器AMP1、AMP3中的每一个。电路电流检测部分9检测整个电路中的电流，并基于作为检测结果获得的检测信号，电流汲取部分8汲取一电流以使开关电流、LED电流和汲取电流的总和具有恒定的值。这可抑制包含在相控光控制器200中的三端双向可控硅被截止以将LED的光发射引向不稳定状态的现象。

图15示出LED驱动电路500’的更详尽配置示例。将电阻器RSW用作开关电流检测部分2以将流过开关元件M1的开关电流转化成一电压，随后将该电压作为开关电流检测部分输出电压IDET1输入至误差放大器AMP1。此外，将电阻器RLED用作LED电流检测部分3以将流过LED阵列400的LED电流转化成一电压，随后将该电压作为LED电流检测部分输出电压IDET2输入至误差放大器AMP3。此外，检测整个电路中的电流的电路电流检测部分9由电阻器RSENS和平均电压检测部分10构成。电流汲取部分8具有基准电压源VREF、误差放大器AMP8以及nMOS晶体管M2。平均电压检测部分10通过电阻器RSENS检测源自电压转换的电压的平均值。误差放大器AMP8放大由平均电压检测部分10检测到的平均电压和基准电压VREF之间的差，并使恒定电流经过nMOS晶体管M2，因此驱动nMOS晶体管M2使具有恒定平均值的电流流过电阻器RSENS。如此执行控制以防止相控光控制器中的三端双向可控硅截止。

由于开关电流是脉动电流，因此电阻器RSENS两端的电压在与开关同步的周期中增大和减小。然而，由电阻器RSENS检测到的电压通过平均电压检测部分10被平滑化，因此防止无用的电流汲取，从而能够提高LED驱动电路的效率。

Claims (9)

1.一种经由相控光控制器连接于交流电源并驱动LED负载的LED驱动电路，包括：

具有开关元件的开关电源部分；检测开关电流的开关电流检测部分；检测LED电流的LED电流检测部分；

第一减法部分，所述第一减法部分从所述开关电流检测部分的输出中减去一给定值；

第一确定部分，所述第一确定部分通过对多个外部输入电压的计算来确定所述开关电流被限流至的目标值；

第二减法部分，所述第二减法部分从所述LED电流检测部分的输出中减去一给定值；

第二确定部分，所述第二确定部分通过对多个外部输入电压的计算来确定所述LED电流的目标值；

开关电流限流部分，如果所述第一减法部分的减法结果超出所述第一确定部分的确定结果，则所述开关电流限流部分使所述开关元件截止以对开关电流进行限流；以及

LED电流控制部分，所述LED电流控制部分驱动开关元件来控制LED电流以使所述第二减法部分的减法结果与所述第二确定部分的确定结果一致，

所述第一减法部分是第一误差放大器，所述第一误差放大器获得所述开关电流检测部分的输出电压和基准电压之间的差，

所述第一确定部分是第二误差放大器，所述第二误差放大器获得开关电流限流设定电压和第一偏移电压之间的差，

所述第二减法部分是第三误差放大器，所述第三误差放大器获得所述LED电流检测部分的输出电压和基准电压之间的差，

所述第二确定部分是第四误差放大器，所述第四误差放大器获得LED电流设定电压和第二偏移电压之间的差，

所述开关电流限流部分具有比较器，所述比较器将所述第一误差放大器的输出与所述第二误差放大器的输出作比较并基于比较器的输出来使开关元件截止，

LED电流控制部分具有：第五误差放大器，所述第五误差放大器获得第三误差放大器的输出和第四误差放大器的输出之间的差；以及PWM信号发生部分，所述PWM信号发生部分根据第五误差放大器的输出产生PWM信号，并基于所述PWM信号驱动开关元件。

2.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，

所述开关电源部分由升压电路构成。

3.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，还包括：

电路电流检测部分，该电路电流检测部分检测整个电路中的电流；以及

电流汲取部分，该电流汲取部分汲取电流，

其中所述电路电流检测部分的输入端与所述开关电流检测部分的输出端、以及所述LED电流检测部分的输出端相连接，所述电路电流检测部分的一个输出端与接地点相连接，

所述电流汲取部分的一个输入端连接对所述开关电源部分输入电压的输入电压线路，另一个输入端连接所述电路电流检测部分的另一个输出端，所述电流汲取部分的输出端连接所述电路电流检测部分的所述输入端，

所述电路电流检测部分的第三输出端的输出作为基准电压，并且

所述电流汲取部分基于所述电路电流检测部分的输出汲取电流以使整个电路中的电流变得恒定。

4.如权利要求3所述的LED驱动电路，其特征在于，

所述电路电流检测部分具有将电路电流转换成电压的电阻元件以及对由转换得到的电压求平均的平均电压检测部分；并且

所述电流汲取部分汲取电流以使所述平均电压检测部分具有等于基准电压的输出。

5.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，

所述开关电流限流设定电压是与LED驱动电路的输入电压成比例的电压。

6.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，

所述LED电流设定电压是与所述LED驱动电路的输入电压的平均电压成比例的电压。

7.如权利要求6所述的LED驱动电路，其特征在于，

所述第二偏移电压是与所述LED驱动电路的输入电压的边沿电压成比例的电压。

8.如权利要求6所述的LED驱动电路，其特征在于，

所述第二偏移电压是通过对与所述LED驱动电路的输入电压的边沿电压成比例的电压求平方而获得的电压。

9.一种LED照明组件，包括：

LED驱动电路，所述LED驱动电路经由相控光控制器连接于交流电源并驱动LED负载；以及LED负载，所述LED负载连接于所述LED驱动电路的输出侧，

所述LED驱动电路包括：

具有开关元件的开关电源部分；检测开关电流的开关电流检测部分；检测LED电流的LED电流检测部分；

第一减法部分，所述第一减法部分从所述开关电流检测部分的输出中减去一给定值；

第一确定部分，所述第一确定部分通过对多个外部输入电压的计算来确定所述开关电流被限流至的目标值；

第二减法部分，所述第二减法部分从所述LED电流检测部分的输出中减去一给定值；

第二确定部分，所述第二确定部分通过对多个外部输入电压的计算来确定所述LED电流的目标值；

开关电流限流部分，如果所述第一减法部分的减法结果超出所述第一确定部分的确定结果，则所述开关电流限流部分使所述开关元件截止以对开关电流进行限流；以及

LED电流控制部分，所述LED电流控制部分驱动开关元件来控制LED电流以使所述第二减法部分的减法结果与所述第二确定部分的确定结果一致，

所述第一减法部分是第一误差放大器，所述第一误差放大器获得所述开关电流检测部分的输出电压和基准电压之间的差，

所述第一确定部分是第二误差放大器，所述第二误差放大器获得开关电流限流设定电压和第一偏移电压之间的差，

所述第二减法部分是第三误差放大器，所述第三误差放大器获得所述LED电流检测部分的输出电压和基准电压之间的差，

所述第二确定部分是第四误差放大器，所述第四误差放大器获得LED电流设定电压和第二偏移电压之间的差，

所述开关电流限流部分具有比较器，所述比较器将所述第一误差放大器的输出与所述第二误差放大器的输出作比较并基于比较器的输出来使开关元件截止，

LED电流控制部分具有：第五误差放大器，所述第五误差放大器获得第三误差放大器的输出和第四误差放大器的输出之间的差；以及PWM信号发生部分，所述PWM信号发生部分根据第五误差放大器的输出产生PWM信号，并基于所述PWM信号驱动开关元件。