WO2010073437A1 - Ｌｅｄ点灯装置及びヘッドランプ用ｌｅｄ点灯装置 - Google Patents

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WO2010073437A1
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led
current
value
lighting device
voltage
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PCT/JP2009/004739
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French (fr)
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井上優
大澤孝
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology

Definitions

  • the present invention relates to an LED lighting device for lighting an LED (Light Emitting Diode) used as a light source such as an in-vehicle headlamp and a tail lamp, and an LED lighting device for a headlamp.
  • LED Light Emitting Diode
  • LEDs have begun to be used as light sources for in-vehicle headlamps and tail lamps.
  • the light emission efficiency is still low, and in order to secure a sufficient amount of light emission for the headlamp, it is necessary to use the same input power as that of the discharge lamp type headlamp. Is as large as a discharge lamp. Therefore, at the present stage, it is necessary to reduce the power consumption of both the LED and the lighting power source from the viewpoint of heat generation countermeasures and energy saving. This problem is the same even when an LED is used as the light source for the tail lamp.
  • a light source with a large peak current is used.
  • the DC rated current is applied to each segment (one light emitting element of the LED or fluorescent display tube).
  • a lighting method in which energization (lighting) and non-energization (light-off) of a large current pulse exceeding a short time is repeated at a high speed so as not to be visually recognized as flickering and the average power is within the rated power.
  • Patent Document 1 As a technique for performing such pulse lighting, a technique for lighting a LED for illumination by applying a pulse current is described in the following prior art.
  • the energy stored in the coil is variable when the switching element of the step-up power supply is on, and an arbitrary output current for lighting the LED is obtained.
  • the apparatus described in Patent Document 1 uses an AC power supply as a power supply, averages the output current for a time longer than the period of the AC power supply, and the averaged output current becomes a target current value.
  • the current value that is energized when the switching element of the step-up power supply is on is appropriately controlled.
  • Patent Document 2 the energy stored in the coil is kept constant when the switching element of the step-up power supply is on, and an arbitrary output current for lighting the LED is obtained.
  • the circuit described in Patent Document 2 averages output current using a DC power supply of a portable device as a power supply, and continues to turn on and off the switching element of the step-up power supply so that the averaged output current becomes a target current value. Control is performed by changing the ratio between the time and the time to keep off and intermittent operation.
  • the light source for headlamps is defined in terms of brightness and emission color, and in order to obtain an appropriate emission color, it is necessary to set the current supplied to the LED to a specific value.
  • the current stored in the coil is made variable and the current supplied to the LED is changed, the emission color changes depending on the amount of the supplied current, and for the headlamp using the LED as the light source. There was a problem that it was not preferable as a lighting power source.
  • the lighting frequency is 200 Hz or more that flicker is not recognized with a general light source for illumination.
  • the circuit of Patent Document 2 is lit at a lighting frequency at which flicker is not visually recognized.
  • a strobe phenomenon in which an object to be illuminated appears intermittently appears, and the flicker is easily visually recognized.
  • the above strobe phenomenon appears remarkably at the lighting frequency of 200 Hz described above, so that it is insufficient as a light source, and has a higher frequency. It is necessary to turn on.
  • the energy stored in the coil is made constant for each switching operation of the switching element, and the LED energization current for each switching operation is made constant.
  • This lighting method is effective in preventing the emission color of the LED from being changed by a change in energization current.
  • a blinking and bright state that occurs when the switching element is repeatedly turned on and off to turn on the LED at a high frequency, and a timing that keeps the switching element off and that the LED is turned off, and a dark state that is turned off. It is not considered to make the difference in light or fluctuation (flicker) inconspicuous in correspondence with the in-vehicle headlamp.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and can reduce the number of parts with a simple configuration, reduce power consumption while maintaining visual brightness, prevent flicker from being recognized, or emit light. It is an object of the present invention to obtain an LED lighting device and a headlamp LED lighting device capable of maintaining color and brightness at predetermined values.
  • An LED lighting device includes an LED circuit in which a plurality of LEDs connected to a DC power source via an inductor are connected in series, and a switching element that allows current to flow through the inductor.
  • An LED lighting device configured to turn on the LED circuit by outputting a pulsed current (flyback current) generated by turning off the switching element after the current is supplied to the LED circuit from the inductor to the LED circuit.
  • the first control unit that controls the peak value of the pulsed current output to the LED circuit to a predetermined value by adjusting the energization current when turning off the switching element to a predetermined value, at approximately equal intervals
  • a pulse output from the inductor to the LED circuit by adjusting the operating cycle of the operating switching element The average value of the current in which and a second control unit for controlling so as to maintain a predetermined value.
  • the LED lighting device can be realized with a simple circuit that performs on / off control of the switching element at a predetermined cycle, and the number of components can be reduced.
  • the LED can be lit with a pulsed current, it can be lit brighter than when it is lit with direct current, so if the brightness feels equivalent, the power consumption is lower than the power consumption with direct current lighting. can do.
  • the average current value is changed while maintaining the pulsed current value, the brightness can be changed while maintaining the emission color at a predetermined value.
  • the pulsed current value is changed while maintaining the average current value, the emission color can be changed while maintaining the brightness. It should be noted that lighting with the current in the form of a pulse is repeated at a high speed by turning on and off the switching element, so that flicker is not recognized.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an LED lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an LED lighting power source 1 includes LEDs 2-1 to 2-n, an error amplifier 3, an oscillator (VCO: Voltage Controlled Oscillator) 4, a flip-flop 5, a comparator 6, a switching transistor 7, a choke coil L1 (inductor), and A DC power supply 8 having a power supply voltage Vi is provided.
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • the LEDs 2-1 to 2-n constitute an LED circuit composed of n LEDs connected in series (hereinafter referred to as an LED series circuit), and the anode of the LED 2-1 at the end is connected to one end of the choke coil L1.
  • the cathode of the LED2-n at the other end is grounded via the shunt resistor R2.
  • the error amplifier 3 has an inverting input terminal connected to the cathode of the LED 2-n via a resistor R 0, a reference power supply Vt that provides a target current is connected to a non-inverting input terminal, an output terminal is connected to the oscillator 4, and so on.
  • the output terminal is connected to the connection point between the inverting input terminal and the resistor R0 via the capacitor C0.
  • the oscillator 4 generates a rectangular wave having an oscillation frequency corresponding to the voltage value applied from the error amplifier 3 and outputs it to the set terminal S of the flip-flop 5.
  • the error amplifier 3 and the oscillator 4 constitute period determining means.
  • the set terminal S is connected to the output terminal of the oscillator 4, the reset terminal R is connected to the output terminal of the comparator 6, and the output terminal Q is the gate of the switching transistor 7. Connected to the terminal.
  • the FF 5 sets the potential of the output terminal Q to a high level when a rising edge is input to the set terminal S, and sets the potential of the output terminal Q to a low level when a rising edge is input to the reset terminal R.
  • the FF 5 is not limited to the RS flip-flop, and may be a circuit having two stable output states that hold the switching transistor 7 on and off.
  • the comparator 6 has a reference power source Vc that provides a predetermined current value connected to the inverting input terminal, a non-inverting input terminal connected to a connection point between the source terminal of the switching transistor 7 and the shunt resistor R1, and an output having a reset terminal FF5. Connected to R.
  • the FF 5 and the comparator 6 described above constitute lighting means.
  • the switching transistor (switching element) 7 is composed of a field effect transistor (FET), the gate terminal is connected to the output terminal Q of the FF 5, the drain terminal is connected to the connection point between the choke coil L 1 and the LED series circuit, and the source The terminal is grounded via the shunt resistor R1, and current supply from the DC power supply 8 to the choke coil L1 is controlled by ON / OFF switching.
  • FET field effect transistor
  • the switching transistor 7 When the switching transistor 7 is turned on, the voltage Vi of the DC power supply 8 is applied to the choke coil L1, and current is supplied from the DC power supply 8 to the choke coil L1. On the other hand, when the switching transistor 7 is turned off, the pulsed output current Io (peak current) flowing out from the choke coil L1 is supplied to the LED series circuit, and the LEDs 2-1 to 2-n are lit.
  • the switching transistor 7, the DC power supply 8, and the choke coil L1 constitute a step-up power supply (power supply unit).
  • the pulsed output current Io flowing in the series circuit of the LEDs 2-1 to 2-n is averaged by the error amplifier 3 that also serves as an integrator using the resistor R0 and the capacitor C0.
  • the error amplifier 3 compares the averaged current Ia value with the target current value from the reference power source Vt, and applies a voltage obtained by amplifying the error between the two to the oscillator 4.
  • the oscillator 4 outputs a rectangular wave having an oscillation frequency corresponding to the output voltage of the error amplifier 3 to the set terminal S of the FF 5.
  • the oscillator 4 decreases the oscillation frequency if the value of the average current Ia is higher than the target current value, and increases the oscillation frequency if it is lower than the target current value.
  • the FF 5 outputs from the output terminal Q a drive signal that becomes high level (high potential) at the edge timing of the rectangular wave input from the oscillator 4 via the set terminal S, and turns on the switching transistor 7.
  • the average current Ia (power) energized in the LED series circuit is controlled to an arbitrary value by increasing or decreasing the timing at which the switching transistor 7 is turned on earlier or later. That is, by arbitrarily manipulating the oscillation frequency of the oscillator 4, the number of times that the gate terminal of the switching transistor 7 is energized per unit time is increased or decreased, and the average value (average current Ia) of the output current Io flowing through the LED series circuit Is controlled to a predetermined value.
  • the comparator 6 detects whether a voltage drop across the shunt resistor R1 is compared with a predetermined voltage value of the voltage value and the reference power source Vc by the current I FET reaches a predetermined voltage value of the reference voltage Vc.
  • the comparator 6 sets the reset terminal R of the FF 5 to a high level (high potential).
  • the drive signal output from the output terminal Q is set to low level (low potential), and the switching transistor 7 is turned off.
  • FIG. 2 is a diagram showing output waveforms of each component circuit of the LED lighting device in FIG. 1, FIG. 2 (a) is an output voltage waveform of the oscillator (VCO) 4, and FIG. 2 (b) is an output voltage of the FF5. waveform, FIG. 2 (c) the waveform of the current I FET flowing through the choke coil L1 and the switching transistor 7, FIG. 2 (d) shows the waveform of the output current Io.
  • the drive signal at which the FF 5 becomes high level (high potential) is output from the output terminal Q at the timing of the rising edge of the rectangular wave input from the oscillator 4.
  • the switching transistor 7 is turned on while the drive signal from the FF 5 is high level, and is turned off when the driving signal is low level (low potential). In this on / off period, a pulsed current IFET having a peak value as shown in FIG. 2C flows from the coil L1 between the drain and the source. 2C is the voltage of the reference power supply Vc, and the comparator 6 compares this comparison value with a voltage representing the current amount of the current IFET generated in the shunt resistor R1.
  • the output current Io is a pulsed current that flows from the choke coil L1 to the LED series circuit when the switching transistor 7 is turned off. Further, if the cycle for turning on / off the switching transistor 7 is made constant, the energy stored in the choke coil L1 is made constant in one cycle. Therefore, as shown in FIGS. 2C and 2D, at the timing when the switching transistor 7 is turned off. , the beginning of the peak current of the output current Io flowing out of the choke coil L1 is equal to the peak current of the current I FET flowing through the terminal at the timing of turning on the switching transistor 7.
  • the value of the average current Ia indicated by a broken line in FIG. 2D is a current value obtained by averaging the output current Io by the integrator of the error amplifier 3.
  • the value of the average current Ia and the target current from the reference power source Vt are compared by the error amplifier 3 and controlled so that the value of the average current Ia becomes constant.
  • the output power per cycle of the period is calculated by (the square of the inductance ⁇ pulsed current I FET of the choke coil L1) / 2. Therefore, if the pulsed current IFET is made constant, the number of cycles and the output power are proportional, and therefore the cycle of the repetitive operation (the cycle of the output rectangular wave of the oscillator 4 shown in FIG. 2A) is an arbitrary cycle.
  • the output polarity of the LED lighting device 1 may be the same polarity as the power supply voltage or a polarity obtained by inverting the polarity of the power supply voltage.
  • the output power per pulse of the output current Io can be controlled to be substantially constant without particularly performing the feedback control.
  • the lighting frequency is 200 Hz or more that flicker is not recognized with a general light source for illumination.
  • the vehicular headlamp is used even under high-speed running, the strobe phenomenon tends to appear remarkably, and it is necessary to light it at a higher frequency. Therefore, in the first embodiment, the LED circuit is lit at 1 KHz or higher, preferably from 20 KHz where the sound generated by the switching element and the inductor exceeds the audible range, and 1 MHz or lower, which is the range in which the switching element can be easily handled.
  • a triangular wave which is a non-square wave output from the inductor, is output to the LED circuit, and the current supplied to the inductor is controlled by a switching element connected in series to the inductor.
  • the lighting of the LED circuit at a high frequency is achieved with an inexpensive circuit.
  • LED circuits used for the left and right headlamps are replaced with the LED lighting device according to the first embodiment.
  • LED circuits used for the left and right headlamps are replaced with the LED lighting device according to the first embodiment.
  • a plurality of LED circuits constituting the left and right headlamps are lit using a plurality of LED lighting devices according to the first embodiment, variations in brightness and emission color of the plurality of LED circuits are apparent.
  • the first embodiment since the brightness and the emission color can be individually adjusted, the variation can be made difficult to be recognized.
  • the LED lighting device 1 is configured as shown in FIG. 1, and a high peak current (output current Io) is supplied for each pulse at a predetermined repetition period.
  • LEDs 2-1 to 2-n are turned on.
  • the peak current of the output current Io is constant, the light emission color of the LED can be made constant, and if the light emission color does not matter, the peak current of the output current Io can be increased to make the LED apparent
  • the amount of light emitted (brightness) can be increased.
  • by operating the oscillation frequency of the oscillator 4 to shorten the repetition cycle it is possible to speed up one cycle of turning on / off the LED so that flicker is not visually recognized.
  • the variation in light emission amount and light emission color for each LED exists in a normal distribution, and the plurality of LEDs used in the LED headlamp have a light emission amount and a light emission color at a specific current value (specified current value) from the distribution. It may be necessary to select and use a plurality of equivalent LEDs.
  • the LED manufacturer selects an LED having the same light emission amount and emission color at the specified current value, and the LED headlamp manufacturer selects the LED as the specified current value. It can be considered to be completed as an LED headlamp that is turned on.
  • an LED circuit in which a plurality of LEDs are connected in series is provided per vehicle.
  • a headlamp is configured by using a plurality of LED circuits
  • a plurality of LED circuits having different light emission amounts and emission colors at a specified current value are equal to each other with different average current values and peak current values for energizing each LED circuit. It is possible to approach the light emission amount and the light emission color.
  • a plurality of LED circuits having different light emission amounts and light emission colors at a specified current value it is possible to approach the specified light emission amount and light emission color as a vehicle headlamp.
  • the choke coil L1 detected by the shunt resistor R1 and the current IFET flowing through the switching transistor 7 can be controlled to an arbitrary value. Even if the pulsed current I FET to be energized is changed to an arbitrary value by changing the comparison voltage Vc, the error amplifier 3 generates an average value (average current Ia) of the LED energizing current (output current Io). If controlled, the amount of light emission (brightness) does not change. Thus, by increasing the peak current and extending the cycle of the repeated operation, it is possible to change the emission color while keeping the emission amount (brightness) constant.
  • This configuration can also be applied to Embodiments 2 to 7 described later.
  • Embodiment 1 described above by controlling the LED current (average current Ia) to a constant low current, it can be used as a power supply for DRL (Daytime Running Lamps).
  • DRL Daytime Running Lamps
  • the LED lighting device 1 according to the first embodiment to an LED headlamp, the light emission for bright driving (high light emission amount) in the normal driving state and the light emission amount for daytime driving are reduced in the same emission color. Dimming (DRL) lighting is possible.
  • a DRL-compatible LED lighting device can be realized without adding a dedicated component. The switching from the normal driving state to the DRL lighting state in which the light emission amount is reduced, or vice versa, can be performed by changing the voltage Vt in FIG.
  • the LED lighting devices of the second to seventh embodiments can also be DRL-compatible LED lighting devices.
  • FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of an LED lighting device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the LED lighting device 1A according to the second embodiment includes a choke coil L1 of an autotransformer L2 (the number of primary coil turns n1, the number of secondary coil turns n2 of the configuration shown in FIG. ).
  • resistors Rb1 to Rbn are connected in parallel to the LEDs as elements that distribute the voltages applied to the LEDs 2-1 to 2-n substantially evenly.
  • the switching transistor 7, the DC power supply 8, and the autotransformer L2 constitute a step-up power supply (power supply unit). Since the other components are the same as or correspond to those in FIG. 1, the same reference numerals are given and redundant description is omitted.
  • FIG. 4A and 4B are diagrams showing output waveforms of each component circuit of the LED lighting device in FIG. 3,
  • FIG. 4A is an output voltage waveform of the oscillator (VCO) 4
  • FIG. 4B is an output voltage of the FF 5.
  • FIG. 4 (d) an output voltage waveform,
  • FIG. 4 (e) shows a waveform of the output current Io.
  • the drive signal at which the FF 5 becomes high level (high potential) is output from the output terminal Q at the timing of the rising edge of the rectangular wave input from the oscillator 4 (FIG. 4). (See (a) and (b)).
  • a pulsed current IFET having a peak value as shown in FIG. 4C flows from the primary coil of the autotransformer L2 between the drain terminal and the source terminal.
  • 4C is the voltage of the reference power supply Vc, and the comparator 6 compares this comparison value with the voltage representing the current amount of the current IFET generated in the shunt resistor R1.
  • the output current Io is a pulsed current that flows out from the secondary coil of the autotransformer L2 and flows through the LED series circuit when the switching transistor 7 is off.
  • the leading peak current of the output current Io flowing out from the secondary coil of the autotransformer L2 when the switching transistor 7 is turned off is the peak current (current I) flowing from the primary coil to the end when the switching transistor 7 is turned on.
  • FET is multiplied by the turn ratio of the autotransformer L2 (the number of turns of the primary coil n1 / 2 the number of turns of the secondary coil n2).
  • the value of the average current Ia indicated by a broken line in FIG. 4E is a current value obtained by averaging the output current Io by the integrator of the error amplifier 3.
  • the average current Ia and the target current from the reference power source Vt are compared by the error amplifier 3 and controlled so that the value of the average current Ia is constant as in the first embodiment.
  • the output power per cycle of the period is calculated by (the square of the inductance ⁇ pulsed current I FET autotransformer L2) / 2. Therefore, if the pulsed current IFET is made constant, the number of cycles and the output power are proportional to each other. Therefore, the cycle of the repetitive operation (the cycle of the output rectangular wave of the oscillator 4 shown in FIG. 4A) is an arbitrary cycle. By controlling the output power, the output power can be controlled.
  • the output polarity of the LED lighting device 1A may be the same polarity as the power supply voltage or a polarity obtained by inverting the polarity of the power supply voltage.
  • the output power per pulse of the output current Io can be controlled to be substantially constant without particularly performing the feedback control.
  • the autotransformer L2 is switched to the power supply voltage Vi at the timing when the switching transistor 7 is turned on, as indicated by a broken line in FIG. 4D (secondary coil winding number n2 / primary coil winding number n1).
  • a forward voltage of the transformer (a reverse voltage with respect to the LED) having a value multiplied by is generated.
  • the LED does not light even if a reverse voltage is applied to the LED.
  • the part lower than GND (broken line) is the forward voltage generated by the transformer, and is the reverse voltage applied to the LED.
  • the reverse voltage is concentrated on a specific LED having a small amount of leakage current.
  • the allowable reverse voltage of the LED is about 5V, and if the voltage is excessively concentrated, the LED may be broken.
  • the resistors Rb1 to Rbn having the same resistance value are connected in parallel to each of the LEDs 2-1 to 2-n, and the voltage applied to each LED is distributed substantially evenly. Thereby, it can avoid that a reverse voltage concentrates on the said specific LED, and it can prevent that the voltage applied to each LED exceeds an allowable reverse voltage.
  • a pair of Zener diodes in which capacitors and one terminal of the same polarity of two Zener diodes are connected to each other are connected. Can be used.
  • the LED lighting device 1A is configured as shown in FIG. 3, and a current having a high peak current is supplied for each pulse as the output current Io at a predetermined repetition period. Turn on -1 to 2-n. Thereby, the same effect as the first embodiment can be obtained.
  • an autotransformer L2 is used instead of the choke coil L1, and an element that distributes the voltage applied to each of the LEDs 2-1 to 2-n substantially equally is connected to each LED in parallel. Therefore, even if a reverse voltage is generated by the autotransformer L2, it is possible to prevent the voltage applied to each LED from exceeding the allowable reverse voltage.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of an LED lighting device according to Embodiment 3 of the present invention. 5, in the LED lighting device 1B according to the third embodiment, a circuit for cutting off power supply (a circuit surrounded by a broken line in FIG. 5) (first power cut-off unit) with respect to the configuration shown in FIG. has been added. For example, if the LED forward voltage is 3V and the number of LEDs constituting the series circuit is 8, the total value of the forward voltage of the series circuit is 24V, but the power supply voltage of the DC power supply 8 is 28V. When the total value of the forward voltages of the series circuit is exceeded, the current continues to flow from the DC power supply 8 to the LED series circuit when the switching transistor 7 is turned off, and the output current cannot be controlled.
  • the circuit includes a transistor 7a, a transistor 9, a Zener diode 10, and resistors R3, R4, and R5.
  • the transistor 7a which is a field effect transistor, has a drain terminal connected to one end of the choke coil L1, a source terminal connected to the emitter terminal of the transistor 9, one end of the resistor R5, and the DC power supply 8, and a gate terminal connected to the resistor R3. Is grounded.
  • the resistor R5 has one end connected to the DC power supply 8, the source terminal of the transistor 7a and the emitter terminal of the transistor 9, and the other end connected to the cathode of the Zener diode 10 and is grounded via the Zener diode 10.
  • the transistor 9 is a bipolar transistor, and has an emitter terminal connected to the source terminal of the transistor 7a, one end of the resistor R5 and the DC power supply 8, and a collector terminal connected to a connection point between the gate terminal of the transistor 7a and the resistor R3.
  • the base terminal is connected to the connection point between the resistor R5 and the Zener diode 10 via the resistor R4.
  • the Zener diode 10 so that the Zener voltage is equal to or less than the total value of the forward voltage of the LED series circuit, the power supply can be shut down so as not to exceed the total voltage.
  • the forward voltage of the LED has a large variation, and it is necessary to allow a design margin in calculating the total value of the forward voltage of the series circuit.
  • the value actually compared with the power supply voltage is the LED series circuit. For example, when eight LEDs having a forward voltage of 3V are connected in series with a predetermined voltage set for the total value of the forward voltage of 19V, a margin of about 20% is provided for the total value of 24V and 19V. Must be set to In the above circuit, the LED is turned off when the power supply voltage is high, so that it is suitable for in-vehicle use as a light source such as a position lamp.
  • the power supply is controlled so as not to exceed the total value of the forward voltage of the LED series circuit. Can be cut off. Thereby, when the power supply voltage of the DC power supply 8 is high, it is possible to avoid occurrence of abnormal operation and LED destruction.
  • the case where the circuit is added to the LED lighting device described with reference to FIG. 1 in the first embodiment is shown.
  • the autotransformer L2 described in the second embodiment is used. The same effect can be obtained even when applied to the existing configuration.
  • FIG. FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of an LED lighting device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the LED lighting device 1C according to the fourth embodiment adds a Zener diode (first power supply limiting unit) 11 that limits the power supply from the DC power supply 8 to the configuration shown in FIG.
  • the switching transistor 7 is turned off even when a transient high voltage pulse in which the power supply voltage of the DC power supply 8 exceeds the total value of the forward voltage of the LED series circuit is applied. As a result, current continues to flow from the DC power supply 8 to the LED series circuit, and the output current cannot be controlled.
  • a Zener diode 11 for limiting power supply from the DC power supply 8 is provided.
  • the Zener diode 11 is composed of, for example, a high-power power Zener diode. As shown in FIG. 6, the cathode is connected to one end of the DC power supply 8 and the autotransformer L2, and the anode is grounded. In this configuration, even if an overvoltage exceeding a predetermined voltage is generated in the DC power supply 8, the voltage is clipped (limited) to the Zener voltage of the Zener diode 11, and a transient large current pulse is applied to the LED series circuit. It is not energized.
  • the power source can be limited so as not to exceed the total value of the forward voltage of the LED series circuit.
  • the LED since the LED does not turn off even at a high power supply voltage, it is suitable for in-vehicle use as a light source such as a headlamp.
  • the power source can be limited so as not to exceed the total value of the forward voltage of the LED series circuit by providing the Zener diode 11 for limiting the power source.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of an LED lighting device according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the LED lighting device 1D according to the fifth embodiment uses an insulating transformer 12 in place of the autotransformer L2 in the configuration shown in FIG. If a transformer is used for the step-up power supply (power supply unit), a forward voltage of the transformer (a reverse voltage with respect to the LED) is generated as described in the second embodiment.
  • the allowable reverse voltage of the LED is a relatively low value (about 5 V)
  • the LED is destroyed when the reverse voltage applied by the transformer exceeds the total allowable reverse voltage of the LED series circuit. there is a possibility.
  • the forward voltage generated in the secondary winding of the isolation transformer 12 is reverse to the LED series circuit. Considering that the voltage is applied, even if a reverse voltage is generated, select the primary and secondary windings so that the total allowable reverse voltage of the LED series circuit is not exceeded.
  • the insulated transformer 12 is used. Note that the allowable reverse voltage also has the same variation as the forward voltage, and it is necessary to provide a design margin and set the set value to a predetermined voltage set for the total value.
  • the rectifying diode can be omitted. Further, the primary side and the secondary side of the insulating transformer 12 can be separated, and destruction due to a ground fault of the output line can be easily avoided.
  • the switching transistor 7 when the switching transistor 7 is turned on, a forward voltage is generated in the secondary winding of the insulating transformer 12.
  • the forward voltage is obtained by (power supply voltage ⁇ secondary coil winding number / primary coil winding number). Therefore, when an overvoltage is supplied from the DC power source 8, a reverse overvoltage exceeding the total allowable reverse voltage of the LED series circuit is applied to the LED series circuit.
  • the LED lighting device 1D is provided with a circuit (a circuit surrounded by a broken line in FIG. 7) (second power cutoff unit) that shuts off the power supply when an overvoltage is supplied from the power source.
  • the circuit includes a comparator 13 and an AND circuit 14 as shown in FIG.
  • the comparator 13 has an inverting input terminal connected to the connection point between the DC power supply 8 and the isolation transformer 12, a non-inverting input terminal connected to the reference power supply Va, and an output terminal connected to one input terminal of the AND circuit 14. is doing.
  • the AND circuit 14 has one input terminal connected to the output terminal of the comparator 13, the other input terminal connected to the output terminal Q of the FF 5, and the output terminal connected to the gate terminal of the switching transistor 7. .
  • the comparator 13 compares the power supply voltage of the DC power supply 8 with a predetermined voltage value of the reference power supply Va (allowable voltage value set according to the total value of the allowable reverse voltage of the LED series circuit). If the power supply voltage does not exceed the predetermined voltage value of the reference power supply Va, the potential of the output terminal is kept at a high level (high potential), but if the DC power supply 8 exceeds the predetermined voltage value of the reference power supply Va, the output terminal Is set to a low level (low potential).
  • the AND circuit 14 when both the outputs of the FF 5 and the comparator 13 are at a high level, the output is set to a high level and the switching transistor 7 is turned on. As a result, a voltage is applied from the insulating transformer 12 to the LED series circuit. On the other hand, when the DC power supply 8 becomes overvoltage and the output of the comparator 13 becomes low level, the AND circuit 14 sets the output to low level to turn off the switching transistor 7 and cut off the power supply.
  • the circuit receives a power supply voltage in which the forward voltage of the secondary winding of the isolation transformer 12 generated when the switching transistor 7 is turned on is higher than the total allowable reverse voltage of the LED series circuit.
  • the switching operation of the switching transistor 7 is stopped.
  • the LED lighting device 1D is suitable for a light source such as a position lamp for in-vehicle use.
  • the insulation transformer 12 in which the primary side and secondary side windings are selected so as not to exceed the total allowable reverse voltage of the LED series circuit is used as the step-up power supply. Therefore, it is possible to easily avoid the damage caused by the ground fault of the output line.
  • a Zener diode (second power supply limiting unit) is provided in the same connection relationship as in the fourth embodiment. Also good.
  • a power zener diode for high current a zener voltage that does not exceed the total value of the reverse voltage of the LED series circuit
  • the occurrence of abnormal operation and LED destruction due to the application of the reverse voltage can be similarly avoided.
  • the LED since the LED does not turn off, it is suitable for a light source such as a headlamp for in-vehicle use.
  • Embodiment 6 As in the first to fifth embodiments described above, when there is a single step-up power supply, there is a timing for turning on the switching transistor 7 (the output current Io is zero). If it is not increased, the rated light emission may not be obtained. For example, if the on-duty of the switching transistor 7 is 50%, the peak current must be quadrupled. However, since the allowable current value of the LED having a high light emission amount is about twice the rated current value, it is necessary to reduce the peak current of the LED while ensuring the on-duty of the switching transistor 7.
  • step-up power supplies are connected in parallel, and the output of an oscillator (VCO; Voltage Controlled Oscillator) 4 is distributed so that the operation timing of each power supply is generated alternately.
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • the switching transistor of the other step-up power supply is turned off to output the output current Io to the LED series circuit.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of an LED lighting device according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the LED lighting device 1E according to the sixth embodiment includes two step-up power supplies including insulating transformers 12-1 and 12-2 connected to the DC power supply 8.
  • the isolation transformers 12-1 and 12-2 are connected in parallel to the DC power source 8, and the drain terminals of the switching transistors 7-1 and 7-2 are connected to the other end of the primary winding.
  • the cathodes of the diodes D1 and D2 are connected to the anode of the LED 2-1 of the LED series circuit through a filter circuit including a coil L1 and a capacitor C.
  • the switching transistors 7-1 and 7-2 have their source terminals grounded via shunt resistors R1a and R1b, and their gate terminals flip-flops 5-1 and 5-2 (hereinafter referred to as FF5-1 and 5-2). Are connected to output terminals Q of each other.
  • the reset terminals R of FF5-1 and 5-2 are connected to the output terminals of comparators 6-1 and 6-2, respectively, and the output terminal Q of FF5 is connected to the set terminal S of FF5-1.
  • An inverting output terminal Q bar of FF5 is connected to the set terminal S of FF5-2.
  • a reference power source Vc that provides a predetermined current value is connected to the inverting input terminal, and the non-inverting input terminal is connected to the source terminals of the switching transistors 7-1, 7-2 and the shunt resistor R1a Each is connected to a connection point with R1b.
  • the output of the oscillator 4 is connected to the clock terminal CK of the FF 5, the output terminal Q for inverting the output at each edge timing of the rectangular wave output from the oscillator 4, and the inverted value from the inverted output terminal Q bar. Output.
  • the pulsed output current Io flowing through the LED series circuit is averaged by the error amplifier 3 that also serves as an integrator using the resistor R0 and the capacitor C0. Similar to the first to fifth embodiments, the error amplifier 3 compares the averaged current Ia value with the target current value from the reference power source Vt, and supplies the amplified voltage to the oscillator 4. Apply.
  • the oscillator 4 outputs a rectangular wave having an oscillation frequency corresponding to the output voltage of the error amplifier 3 to the clock terminal CK of the FF 5 that divides the frequency into two.
  • the oscillator 4 decreases the oscillation frequency if the value of the average current Ia is higher than the target current value, and increases the oscillation frequency if it is lower than the target current value.
  • the FF 5 sets the FF 5-1 by the rising edge of the output terminal Q that inverts the output at every edge timing of the rectangular wave input from the oscillator 4 via the clock terminal CK, and from the output terminal Q of the FF 5-1.
  • the switching transistor 7-1 is turned on by the output, and the inverted value thereof is set by the rising edge of the inverting output terminal Q bar.
  • the FF5-2 is set, and the output from the output terminal Q of the FF5-2 is set by the switching transistor 7-2. Turn on.
  • the shunt resistor R1a when the switching transistor 7-1 is on, the current I FET-1 flowing between the drain and source of the switching transistor 7-1 from the primary coil of the insulating transformer 12-1 is displayed. A voltage representing the amount of current is generated.
  • the comparator 6-1 the voltage value generated by the current IFET-1 and the predetermined voltage value of the reference power source Vc are compared, and whether or not the voltage drop generated in the shunt resistor R1a has reached the predetermined voltage value of the reference voltage Vc. Is detected.
  • the comparator 6-2 compares the voltage value of the current IFET-2 with a predetermined voltage value of the reference power source Vc, and whether the voltage drop generated in the shunt resistor R1b has reached the predetermined voltage value of the reference voltage Vc. Detect whether or not.
  • the comparators 6-1 and 6-2 set the reset terminals R of the FFs 5-1 and 5-2 to a high level (high potential).
  • the drive signal output from the output terminal Q is set to low level (low potential) at the timing when the potential of the reset terminal R is set to high level by the comparators 6-1 and 6-2.
  • the switching transistors 7-1 and 7-2 are turned off.
  • the output currents from the two step-up power supplies are added by the diodes D1 and D2 and passed through the LED series circuit. At this time, a steep current change of the output current Io is suppressed by the filter circuit including the coil L1 and the capacitor C, and noise is removed.
  • FIG. 9 is a diagram showing output waveforms of each component circuit of the LED lighting device in FIG. 8, FIG. 9 (a) is an output voltage waveform of the oscillator (VCO) 4, and FIG. 9 (b) is an output terminal of the FF5.
  • 9C shows the waveform of the output voltage from Q
  • FIG. 9C shows the waveform of the current IFET-1 flowing through the insulating transformer 12-1 and the switching transistor 7-1
  • FIG. 9D shows the insulating transformer 12-2 and the switching transistor 7- 2 shows the waveform of the current IFET -2 flowing in FIG. 2
  • FIG. 9 (e) shows the waveform of the output current Io.
  • FIGS. 9A and 9B show how the output of the output terminal Q of the FF 5 and the output of the inverted output terminal Q bar are inverted at the timing of the rising edge of the rectangular wave input from the oscillator 4.
  • the switching transistors 7-1 and 7-2 are turned on while the drive signals from the FFs 5-1 and 5-2 are at a high level, and are turned off when the driving signal is at a low level (low potential). Further, the switching transistors 7-1 and 7-2 operate alternately according to the mutually inverted rectangular waves output from the FF5. As a result, as shown in FIGS. 9C and 9D, the currents I FET-1 and I FET-2 are connected to the isolation transformer 12 so as to interpolate the off periods of the switching transistors 7-1 and 7-2. -1,12-2 flows between the drains and sources of the switching transistors 7-1 and 7-2.
  • the comparison value indicated by the broken line is the voltage of the reference power source Vc, and this comparison value and the current amounts of the currents I FET-1 and I FET-2 generated in the shunt resistors R1a and R1b. Are compared by comparators 6-1 and 6-2. Further, as shown by the broken lines drawn from FIG. 9A to FIG. 9C and FIG. 9D, the rising edges of the output rectangular wave of the oscillator 4 shown in FIG. 7-1 and 7-2 operate alternately, and the state where the energization current flows alternately is shown.
  • the output current Io is added by the diodes D1 and D2, and as shown in FIG. 9 (e), when the switching transistor 7-1 is off, a pulsed current flows from the isolation transformer 12-1 to the LED series circuit. And the pulsed current flowing from the isolation transformer 12-2 to the LED series circuit when the switching transistor 7-2 is off.
  • the output current from these step-up power supplies has a waveform close to a sine wave, with the steeple portion being smoothly suppressed by a filter circuit comprising a coil L and a capacitor C, as shown in FIG. 9 (e).
  • a filter circuit comprising a coil L and a capacitor C, as shown in FIG. 9 (e).
  • This filter circuit may be provided in the configurations of the first to fifth embodiments.
  • the average current Ia indicated by the broken line in FIG. 9E is a current value obtained by averaging the output current Io by the integrator of the error amplifier 3.
  • the value of the average current Ia and the target current from the reference power source Vt are compared by the error amplifier 3 and controlled so that the value of the average current Ia becomes constant.
  • the LED lighting device 1E is configured as shown in FIG. 8, and the output of the oscillator 4 is distributed and used as the operation timing of each power source, and no current is output. While the switching transistor is on, the switching transistor of the other step-up power supply is turned off, and the respective output currents are added by the diodes D1 and D2 to energize the LED series circuit. By doing so, it is possible to light the LED by passing a current close to the rated (DC) current without passing an excessive peak current to the LED.
  • DC rated
  • step-up power supplies are connected in parallel.
  • three or more step-up power supplies are connected in parallel to interpolate each output current generation interval. You may comprise as follows.
  • the configuration using the isolation transformers 12-1 and 12-2 as the step-up power supply is given as an example.
  • the power supply using the choke coil L1 shown in the first embodiment By connecting a plurality of power sources using the autotransformer L2 shown in the second embodiment in parallel and controlling the current intervals of the currents output to the LED series circuit to interpolate each other, the same effect as described above is obtained. be able to.
  • Embodiment 7 FIG.
  • the first control unit that arbitrarily adjusts the pulse current value (the value of the output current Io) that is passed through the LED series circuit, and the value of the average current Ia that is passed through the LED series circuit. At least one of the second control units to be adjusted.
  • the first and second control units for example, in FIG.
  • timing for setting the value of the variable resistor or setting appropriate information in the CPU is a process from assembly of a product (LED lighting device) to shipment.
  • the variable resistor is operated or stored as data in the CPU so that a predetermined light emission color or light emission amount is obtained at the timing.
  • the data used by the CPU can be stored as EEPROM (Electronically Erasable and Programmable Read Only Memory) as a storage medium.
  • the predetermined value (comparison reference value) of the comparison value (Vc) for setting the LED to a predetermined emission color and the predetermined value (comparison reference) of the target value (Vt) for lighting the LED with a predetermined light emission amount. Value) is determined in advance, and based on these values, adjustment of the value of the variable resistor and LED lighting control by the CPU are performed.
  • the CPU may correct the comparison value Vc or the target value Vt based on characteristic change data prepared in advance. For example, the CPU monitors the change in the light emission amount of the LED from the output voltage value or current value, etc., and when the LED becomes dark due to a change with time (change occurs), the target value Vt is adjusted by the CPU and the output current value is adjusted. Increase the brightness (by increasing the value of the average current Ia) to adjust the brightness.
  • timing is when the accumulated LED lighting time reaches a predetermined lighting time.
  • the value of the average current Ia may be adjusted again. For example, when the accumulated lighting time reaches a predetermined time, it is determined that the LED has become dark due to a change over time, the target value Vt is adjusted to a predetermined value, the value of the average current Ia is increased, and the predetermined brightness is corrected. .
  • the value of the first control unit for arbitrarily adjusting the pulse current value (the value of the output current Io) energized in the LED series circuit and the value of the average current Ia are arbitrarily adjusted. Since at least one of the second control units is provided, it is possible to realize an LED lighting device capable of independently adjusting or correcting the light emission amount and the light emission color of the LED to arbitrary values.
  • the seventh embodiment shows the case where the present invention is applied to the configuration of the first embodiment
  • the pulse current value (output current Io) that is applied to the LED series circuit is compared with the configurations of the second to sixth embodiments.
  • the same effect as described above can be obtained by providing a means for arbitrarily adjusting at least one of the value of the average current Ia and the value of the average current Ia.
  • the LED lighting device and the LED headlamp according to the present invention can realize the LED lighting device with a simple circuit that performs on / off control of the switching element at a predetermined cycle, and can reduce the number of parts. It is suitable for use in an LED lighting device that lights an LED that uses a lamp, tail lamp, or the like as a light source.

Abstract

　スイッチングトランジスタ７をオンして直流電源８からチョークコイルＬ１に通電される電流が所定値に至ったときに、スイッチングトランジスタ７をオフすることによって発生するパルス状の電流を通電することでＬＥＤ直列回路を点灯する。当該パルス状電流を発生する周期は、発振器（ＶＣＯ）４を用いて、ＬＥＤ直列回路に流れる平均電流の値に応じて決定する。当該パルス状電流値と平均電流値をそれぞれ任意に制御する。

Description

ＬＥＤ点灯装置及びヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置
　この発明は、車載ヘッドランプやテールランプ等の光源として使用するＬＥＤ（発光ダイオード；Light Emitting Diode）を点灯させるＬＥＤ点灯装置及びヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置に関するものである。
　近年、車載ヘッドランプやテールランプ用の光源としてＬＥＤが使用され始めている。しかしながら、未だに発光効率が低く、ヘッドランプ用として充分な発光量を確保するには、放電灯式ヘッドランプと同等な投入電力が必要であり、当該ヘッドランプにおいて、ＬＥＤ及び点灯用電源による消費電力は放電灯と同程度に大きい。従って、現段階では、ＬＥＤ及び点灯電源の発熱対策や省エネルギーの観点から両者の消費電力を低減する必要がある。なお、この課題は、テールランプ用の光源としてＬＥＤを使用した場合であっても同様である。
　また、少ない点灯電力でＬＥＤの発光量を視覚的に高くみせる手法としては、人の視覚において、ピーク電流通電時の明るさが当該光源の明るさとして認識されるため、ピーク電流の大きな光源が明るく感じられることを利用して、数字や文字等を表示するディスプレイにＬＥＤや蛍光表示管を使用する構成において、個々のセグメント（ＬＥＤや蛍光表示管の１発光素子）に対してＤＣ定格電流を超える短時間の大電流パルスの通電（点灯）と非通電（消灯）を、ちらつきとして視認されないように高速で繰り返して平均電力を定格電力以内にする点灯方式が一般的である。
　このようなパルス点灯を行う技術として、照明用のＬＥＤにパルス電流を通電して点灯するものが、下記の先行文献に記載されている。例えば、特許文献１では、ステップアップ電源のスイッチング素子がオンのときにコイルに蓄えられるエネルギーを可変として、ＬＥＤ点灯用の任意の出力電流を得ている。これを実現するため、特許文献１に記載される装置は、交流電源を電源として出力電流を当該交流電源の周期より長い時間平均化し、当該平均化出力電流が目標の電流値となるように、ステップアップ電源のスイッチング素子がオンのときに通電される電流値を適宜制御している。
　また、特許文献２では、ステップアップ電源のスイッチング素子がオンのときにコイルに蓄えられるエネルギーを一定にして、ＬＥＤ点灯用の任意の出力電流を得ている。特許文献２に記載の回路は、携帯機器の直流電源を電源として出力電流を平均化し、当該平均化出力電流が目標の電流値となるようにステップアップ電源のスイッチング素子のオン、オフを継続する時間とオフを保つ時間との比率を変えて間欠動作させて制御している。
特開２００１－３１３４２３号公報 特開２００２－２０３９８８号公報
　ヘッドランプ用の光源は明るさと発光色が規定されており、適切な発光色を得るためには、ＬＥＤに通電する電流を特定の値にする必要がある。しかしながら、特許文献１に記載される装置では、コイルに蓄えるエネルギーを可変としてＬＥＤに通電する電流を変化させるため、当該通電電流量によって発光色が変わってしまい、ＬＥＤを光源とするヘッドランプ用の点灯電源としては好ましくないという課題があった。
　なお、一般的な照明用の光源でちらつき（フリッカ）が認識されないのは、点灯周波数が２００Ｈｚ以上であるとされている。これを鑑みると、特許文献２の回路においても、フリッカが視認されない点灯周波数で点灯させていると予想される。しかし、光を物体に照射する光学系では、同様な点灯周波数であっても、被照明物が断続的に見えるストロボ現象が現れ、上記フリッカが視認されやすい。例えば、走行中に前方を照らし出す（高速で移動する物体を照明する）ヘッドランプでは、前述した２００Ｈｚの点灯周波数では上記ストロボ現象が顕著に表れるため、光源としては不十分であり、さらに高い周波数で点灯させる必要がある。
　さらに、特許文献２では、スイッチング素子のスイッチング動作１回ごとにコイルに蓄えるエネルギーを一定にしてスイッチング動作１回ごとのＬＥＤ通電電流を一定にする。この点灯方式は、通電電流の変化によってＬＥＤの発光色を変化させないようにするには有効である。しかしながら、ＬＥＤを高い周波数で点滅点灯すべく、スイッチング素子のオンオフを繰り返すタイミングと、ＬＥＤを消灯すべく、スイッチング素子のオフを保持するタイミングとにおいて生じる、点滅点灯した明るい状態と消灯した暗い状態との光の差若しくは光の変動（フリッカ）を、車載ヘッドランプに対応させて目立たなくすることが考慮されていない。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、簡易な構成で部品点数を削減でき、視覚的な明るさを保ちながら消費電力を低減し、フリッカを認識させない、あるいは発光色と明るさをそれぞれ所定値に保つことができるＬＥＤ点灯装置及びヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置を得ることを目的とする。
　この発明に係るＬＥＤ点灯装置は、直流電源にインダクタを介して接続した複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ回路と、インダクタに電流を流すスイッチング素子を備え、スイッチング素子をオンして直流電源からインダクタに電流を通電した後、スイッチング素子をオフすることによって発生するパルス状の電流（フライバック電流）を当該インダクタからＬＥＤ回路に出力して、当該ＬＥＤ回路を点灯する構成のＬＥＤ点灯装置であって、スイッチング素子をオフするときの通電電流を所定の値に調整することによって、ＬＥＤ回路に出力するパルス状の電流のピーク値を所定の値に制御する第１の制御部と、略等間隔で動作するスイッチング素子の動作周期を調整することによって、インダクタからＬＥＤ回路に出力されるパルス状の電流の平均値を所定の値に保つように制御する第２の制御部とを備えるものである。
　この発明によれば、所定の周期でスイッチング素子をオンオフ制御する簡易な回路でＬＥＤ点灯装置を実現することができ、部品点数の削減が可能である。また、ＬＥＤをパルス状の電流で点灯するために直流で点灯するときより視覚的に明るく点灯することができるため、同等と感じる明るさであれば、消費電力を直流点灯での消費電力より低くすることができる。さらに、パルス状の電流値を保ちながら平均電流値を変化させれば、発光色を所定値に保ちながら明るさを変えることができる。逆に平均電流値を保ちながらパルス状の電流値を変化させれば、明るさを保ちながら発光色を変えることができる。なお、当パルス状の電流による点灯は、スイッチング素子のオンオフによる高速な周期で繰り返されるため、フリッカを認識されることがない。
この発明の実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 図１中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図である。 この発明の実施の形態２によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 図３中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図である。 この発明の実施の形態３によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態５によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態６によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 図８中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図１において、ＬＥＤ点灯電源１は、ＬＥＤ２－１～２－ｎ、誤差増幅器３、発振器（ＶＣＯ；Voltage Controlled Oscillator）４、フリップフロップ５、コンパレータ６、スイッチングトランジスタ７、チョークコイルＬ１（インダクタ）及び電源電圧Ｖｉの直流電源８を備える。ＬＥＤ２－１～２－ｎは直列に接続されたｎ個のＬＥＤからなるＬＥＤ回路（以下、ＬＥＤ直列回路と称す）を構成し、端部のＬＥＤ２－１のアノードがチョークコイルＬ１の一端に接続しており、もう一方の端部のＬＥＤ２－ｎのカソードがシャント抵抗Ｒ２を介して接地されている。
　誤差増幅器３は、反転入力端子がＬＥＤ２－ｎのカソードに抵抗Ｒ０を介して接続しており、目標電流を与える基準電源Ｖｔが非反転入力端子に接続し、出力端子が発振器４に接続するとともに、コンデンサＣ０を介して反転入力端子と抵抗Ｒ０の接続点に出力端子が接続している。発振器４は、誤差増幅器３から印加される電圧値に応じた発振周波数の矩形波を生成してフリップフロップ５のセット端子Ｓに出力する。誤差増幅器３及び発振器４が周期決定手段を構成する。
　フリップフロップ５（以下、ＦＦ５と略称する）は、セット端子Ｓが発振器４の出力端子に接続し、リセット端子Ｒがコンパレータ６の出力端子に接続しており、出力端子Ｑがスイッチングトランジスタ７のゲート端子に接続している。ＦＦ５は、セット端子Ｓに立ち上がりエッジが入力されると、出力端子Ｑの電位をハイレベルとし、リセット端子Ｒに立ち上がりエッジが入力されると、出力端子Ｑの電位をロウレベルとする。なお、ＦＦ５としては、ＲＳフリップフロップに限定されるものではなく、スイッチングトランジスタ７のオンオフを保持する２つの安定出力状態を有する回路であればよい。
　コンパレータ６は、所定の電流値を与える基準電源Ｖｃが反転入力端子に接続し、非反転入力端子がスイッチングトランジスタ７のソース端子とシャント抵抗Ｒ１との接続点に接続し、出力がＦＦ５のリセット端子Ｒに接続している。上述したＦＦ５及びコンパレータ６が点灯手段を構成する。
　スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）７は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から構成され、ゲート端子がＦＦ５の出力端子Ｑに接続し、ドレイン端子がチョークコイルＬ１とＬＥＤ直列回路との接続点に接続し、ソース端子がシャント抵抗Ｒ１を介して接地されており、オンオフのスイッチングによって直流電源８からチョークコイルＬ１への電流の通電を制御する。
　スイッチングトランジスタ７がオン状態になると、直流電源８の電圧ＶｉがチョークコイルＬ１に印加され、直流電源８からチョークコイルＬ１へ電流が通電される。一方、スイッチングトランジスタ７がオフ状態になると、チョークコイルＬ１から流出したパルス状の出力電流Ｉｏ（ピーク電流）がＬＥＤ直列回路に供給されてＬＥＤ２－１～２－ｎが点灯する。なお、スイッチングトランジスタ７、直流電源８及びチョークコイルＬ１からステップアップ電源（電源供給部）が構成される。
　次に動作について説明する。
　ＬＥＤ２－１～２－ｎの直列回路に流れるパルス状の出力電流Ｉｏは、抵抗Ｒ０及びコンデンサＣ０を用いた積分器を兼ねる誤差増幅器３によって平均化処理される。誤差増幅器３は、当該平均化処理した電流Ｉａの値と基準電源Ｖｔからの目標電流値とを比較し、両者の誤差を増幅した電圧を発振器４に印加する。
　発振器４では、誤差増幅器３の出力電圧に応じた発振周波数の矩形波をＦＦ５のセット端子Ｓに出力する。ここで、発振器４は、平均電流Ｉａの値が目標電流値よりも高ければ発振周波数を下げ、目標電流値よりも低ければ発振周波数を上げる。ＦＦ５は、セット端子Ｓを介して発振器４から入力した矩形波のエッジタイミングでハイレベル（高電位）となる駆動信号を出力端子Ｑから出力し、スイッチングトランジスタ７をオンする。
　上記構成において、スイッチングトランジスタ７のオンを開始するタイミングを早くあるいは遅くすることで、ＬＥＤ直列回路に通電される平均電流Ｉａ（電力）を任意の値に保つ制御がなされる。つまり、発振器４の発振周波数を任意に操作することにより、スイッチングトランジスタ７のゲート端子に単位時間あたりに通電する回数を増減して、ＬＥＤ直列回路に流れる出力電流Ｉｏの平均値（平均電流Ｉａ）を所定の値に制御する。
　また、シャント抵抗Ｒ１の両端には、スイッチングトランジスタ７がオンであるとき、チョークコイルＬ１からスイッチングトランジスタ７のドレイン－ソース間を流れた電流ＩＦＥＴの電流量を表す電圧が生じる。コンパレータ６では、この電流ＩＦＥＴによる電圧値と基準電源Ｖｃの所定電圧値とを比較してシャント抵抗Ｒ１に発生する電圧降下が基準電圧Ｖｃの所定電圧値に達したか否かを検出する。
　ここで、上記電圧降下が基準電圧Ｖｃの電圧値に達すると、コンパレータ６は、ＦＦ５のリセット端子Ｒにハイレベル（高電位）にする。ＦＦ５では、コンパレータ６によってリセット端子Ｒの電位がハイレベルにされたタイミングで、出力端子Ｑから出力している駆動信号をロウレベル（低電位）にしてスイッチングトランジスタ７をオフする。
　図２は、図１中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図であり、図２（ａ）は発振器（ＶＣＯ）４の出力電圧波形、図２（ｂ）はＦＦ５の出力電圧波形、図２（ｃ）はチョークコイルＬ１とスイッチングトランジスタ７に流れる電流ＩＦＥＴの波形、図２（ｄ）は出力電流Ｉｏの波形を示している。図２（ａ）（ｂ）に示す例では、発振器４から入力した矩形波の立ち上がりエッジのタイミングで、ＦＦ５がハイレベル（高電位）となる駆動信号を出力端子Ｑから出力する。
　スイッチングトランジスタ７は、ＦＦ５からの駆動信号がハイレベルの間にオン状態となり、ロウレベル（低電位）になるとオフ状態となる。このオンオフ期間において、図２（ｃ）に示すようなピーク値を有するパルス状の電流ＩＦＥＴがコイルＬ１からドレイン－ソース間に流れる。なお、図２（ｃ）中の破線の比較値は基準電源Ｖｃの電圧であり、この比較値とシャント抵抗Ｒ１に発生した電流ＩＦＥＴの電流量を表す電圧とがコンパレータ６によって比較される。
　出力電流Ｉｏは、図２（ｂ）（ｄ）に示すように、スイッチングトランジスタ７がオフになったとき、チョークコイルＬ１からＬＥＤ直列回路へ流れるパルス状の電流である。また、スイッチングトランジスタ７をオンオフする周期を一定にすると１周期でチョークコイルＬ１に蓄えられるエネルギーは一定であるので、図２（ｃ）（ｄ）に示すように、スイッチングトランジスタ７をオフしたタイミングで、チョークコイルＬ１から流出する出力電流Ｉｏの先頭のピーク電流は、スイッチングトランジスタ７をオンしたタイミングで終末に流れる電流ＩＦＥＴのピーク電流と等しい。
　なお、図２（ｄ）中に破線で示した平均電流Ｉａの値は、誤差増幅器３の積分器によって出力電流Ｉｏを平均化処理した電流値である。この平均電流Ｉａの値と基準電源Ｖｔからの目標電流とが誤差増幅器３により比較され、平均電流Ｉａの値が一定になるように制御される。
　ＬＥＤ直列回路に印加される電圧に変化がなく、出力電流Ｉｏの値を一定に制御する（出力電力を一定にする）場合、電源電圧が高ければ短時間で所定のパルス状電流ＩＦＥＴの値に到達するので通電幅を狭くして、電源電圧が低ければ所定のパルス状電流ＩＦＥＴの値に到達するまでに長時間を要するので通電幅を広くする。
　そこで、誤差増幅器３の目標電流値とコンパレータ６の基準電源Ｖｃを適切に設定してスイッチングトランジスタ７をオンする時間を調整し、パルス状の電流ＩＦＥＴを一定に保つことによって、ＬＥＤ直列回路に流れる出力電流Ｉｏのピーク電流が一定となる。
　上記周期の１サイクルあたりの出力電力は、（チョークコイルＬ１のインダクタンス×パルス状電流ＩＦＥＴの２乗）／２で求められる。従って、パルス状電流ＩＦＥＴを一定にすれば、サイクル数と出力電力とは比例することから、繰り返し動作の周期（図２（ａ）に示す発振器４の出力矩形波の周期）を任意の周期に制御することにより出力電力を制御できる。なお、ＬＥＤ点灯装置１の出力極性は、電源電圧と同極性でも、電源電圧の極性を反転した極性でも構わない。
　このようにパルス状電流ＩＦＥＴの値を一定にすることで、出力電流Ｉｏのピーク電流を一定としながらもＬＥＤ直列回路に印加される電圧が高いときは出力電流Ｉｏの通電幅が狭くなり、上記電圧が低いときは通電幅が広くなる。これにより、実施の形態１では、特にフィードバック制御を実施することなく、出力電流Ｉｏの１パルスあたりの出力電力を概ね一定に制御できる。
　なお、一般的な照明用の光源でちらつき（フリッカ）が認識されないのは、点灯周波数が２００Ｈｚ以上であるとされている。しかしながら、車輌用ヘッドランプは、高速走行下でも用いられるため、ストロボ現象が顕著に現れやすく、さらに高い周波数で点灯させる必要がある。そこで、この実施の形態１では、ＬＥＤ回路を１ＫＨｚ以上、好ましくはスイッチング素子及びインダクタの発する音が可聴範囲を超える２０ＫＨｚからスイッチング素子の扱いが容易な範囲である１ＭＨｚ以下で点灯する。この実施の形態１においては、インダクタが出力する非方形波である三角波をＬＥＤ回路に出力し、そのインダクタに通電する電流をインダクタに対して直列に接続されたスイッチング素子でコントロールすることにより、上記高い周波数でのＬＥＤ回路の点灯を安価な回路で達成している。
　また、この実施の形態１に示すＬＥＤ点灯装置を複数用いて１台の車輌用ヘッドランプを構成する場合、例えば、左右のヘッドランプに用いられるＬＥＤ回路を、この実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置で構成する場合、あるいは、左右のヘッドランプを構成する複数のＬＥＤ回路をこの実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置を複数用いて点灯する場合、それら複数のＬＥＤ回路の明るさや発光色のばらつきが顕在化しやすいが、この実施の形態１では、個々に明るさと発光色が調整できるため、当該ばらつきを認識され難くすることができる。
　以上のように、この実施の形態１では、ＬＥＤ点灯装置１を図１に示すように構成し、所定の繰り返し周期で、１パルスごとにピーク電流（出力電流Ｉｏ）の高い電流を供給してＬＥＤ２－１～２－ｎを点灯する。これによって、出力電流Ｉｏのピーク電流が一定であることからＬＥＤの発光色を一定にすることができ、また発光色を問わなければ出力電流Ｉｏのピーク電流を高くすることにより、ＬＥＤの見かけ上の発光量（明るさ）を高くすることができる。さらに、発振器４の発振周波数を操作して繰り返し周期を早くすることにより、ＬＥＤの点灯、消灯の１サイクルが高速化され、ちらつき（フリッカ）を視認されないようにすることが可能である。
　また、上記実施の形態１では、規定電流における発光色が同等なＬＥＤを、当該同等な発光色で点灯させる場合を示したが、通電電流によってＬＥＤの発光色が変化することを利用すれば、特定の通電電流で発光色が異なるＬＥＤであっても、通電電流を適切に選定することにより、所望の発光色で点灯させることが可能である。
　例えば、ＬＥＤの量産技術は日々進歩しているものの、現時点においては、まだＬＥＤヘッドランプはＬＥＤ単体での発光量が少ないため、車輌１台あたりに複数のＬＥＤを用いて構成することが必要である。また、ＬＥＤ毎の発光量と発光色のばらつきは正規分布的に存在し、ＬＥＤヘッドランプに用いる複数のＬＥＤは、当該分布の中から特定電流値（規定電流値）における発光量と発光色が同等な複数のＬＥＤを選別して用いる必要がある場合がある。この場合、ＬＥＤヘッドランプの製造工程としては、ＬＥＤの製造メーカにおいて、規定電流値における発光量と発光色が同等なＬＥＤを選別し、ＬＥＤヘッドランプの製造メーカが、そのＬＥＤを当該規定電流値で点灯するＬＥＤヘッドランプとして完成させることが考えられる。
　しかしながら、この実施の形態１においては、ＬＥＤを規定電流値とは異なる平均電流値とピーク電流値を通電することが可能であり、特に、ＬＥＤを複数直列に接続したＬＥＤ回路を車輌１台あたりに複数用いてヘッドランプを構成する場合に、規定電流値においては発光量と発光色が異なる複数のＬＥＤ回路を、各ＬＥＤ回路へ通電する平均電流値とピーク電流値とを互いに異ならせて同等の発光量と発光色に近付けることが可能となる。
　同様に、規定電流値における発光量と発光色が互いに異なる複数のＬＥＤ回路を使用しながらも、車輌のヘッドランプとして、規定の発光量と発光色に近付けることが可能となる。
　例えば、図１の構成において、コンパレータ６の比較値（電圧Ｖｃ）を調節することで、シャント抵抗Ｒ１によって検出されたチョークコイルＬ１とスイッチングトランジスタ７に流れる電流ＩＦＥＴを任意の値に制御できる。なお、比較電圧Ｖｃを変更して通電するパルス状の電流ＩＦＥＴを任意の値に変化させても、ＬＥＤの通電電流（出力電流Ｉｏ）は、誤差増幅器３により平均値（平均電流Ｉａ）を制御すれば、発光量（明るさ）が変化することはない。これにより、ピーク電流を高くして繰り返し動作の周期を長くすることで、発光量（明るさ）を一定に保ちつつ、発光色を変化させることができる。この構成は、後述する実施の形態２～７においても適用可能である。
　さらに、上記実施の形態１において、ＬＥＤの通電電流（平均電流Ｉａ）を一定の低電流に制御することにより、ＤＲＬ（Daytime Running Lamps）用電源として使用できる。例えば、実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置１をＬＥＤ式のヘッドランプに適用することで、同じ発光色において、通常走行状態の明るい（発光量の高い）点灯と昼間走行用の発光量を絞った減光（ＤＲＬ）点灯が可能である。
　このように、実施の形態１では、専用の部品を追加することなく、ＤＲＬ対応のＬＥＤ点灯装置を実現することができる。通常走行状態の点灯から発光量を絞ったＤＲＬ点灯状態への切り替え、あるいはその逆の切り替えは、図１の電圧Ｖｔを可変として、例えば不図示の車輌ドライバによるスイッチ操作や、車輌の周囲温度を検出する不図示の照度検出手段の検出結果に応じて、当該電圧Ｖｔの値を変更することにより行うことができる。このとき、図１の電圧Ｖｃを変化させなければ、ＬＥＤの発光色を変化させずに発光量を変化させることができる。また、ＬＥＤの発光色を変える場合には、図１の電圧Ｖｃを変更するようにしてもよい。図１の電圧Ｖｔの変更や、図１の電圧Ｖｃの変更を行う手段としては、後述する実施の形態７に示す第１の調整手段や、第２の調整手段を用いることができ、これら第１の調整手段や第２の調整手段が電圧Ｖｔや電圧Ｖｃを切り替える目標電圧値を不図示の記憶手段に予め記憶しておけばよい。なお、上述の制御を実施の形態２～７においても実施すれば、実施の形態２～７のＬＥＤ点灯装置も、ＤＲＬ対応のＬＥＤ点灯装置とすることができる。
実施の形態２．
　図３は、この発明の実施の形態２によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図３に示すように、実施の形態２によるＬＥＤ点灯装置１Ａは、図１に示した構成のうち、チョークコイルＬ１をオートトランスＬ２（１次コイルの巻回数ｎ１、２次コイルの巻回数ｎ２）に置き換えている。また、ＬＥＤ点灯装置１Ａでは、ＬＥＤ２－１～２－ｎの各々に印加される電圧を略均等に配分する素子として抵抗Ｒｂ１～Ｒｂｎを各ＬＥＤに並列に接続している。なお、スイッチングトランジスタ７、直流電源８及びオートトランスＬ２からステップアップ電源（電源供給部）が構成される。この他の構成要素については図１と同一若しくはこれに相当するものであるので、同一符号を付して重複する説明を省略する。
　次に動作について説明する。
　図４は、図３中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図であり、図４（ａ）は発振器（ＶＣＯ）４の出力電圧波形、図４（ｂ）はＦＦ５の出力電圧波形、図４（ｃ）は電流ＩＦＥＴの波形、図４（ｄ）は出力電圧波形、図４（ｅ）は出力電流Ｉｏの波形を示している。上記実施の形態１で示した図２と同様に、発振器４から入力した矩形波の立ち上がりエッジのタイミングで、ＦＦ５がハイレベル（高電位）となる駆動信号を出力端子Ｑから出力する（図４（ａ）（ｂ）参照）。
　スイッチングトランジスタ７のオン期間において、図４（ｃ）に示すようなピーク値を有するパルス状の電流ＩＦＥＴが、オートトランスＬ２の１次コイルからドレイン端子－ソース端子間に流れる。なお、図４（ｃ）中の破線の比較値は基準電源Ｖｃの電圧であり、この比較値とシャント抵抗Ｒ１に発生した電流ＩＦＥＴの電流量を表す電圧とがコンパレータ６によって比較される。
　出力電流Ｉｏは、図４（ｅ）に示すように、スイッチングトランジスタ７がオフのときに、オートトランスＬ２の２次コイルから流出してＬＥＤ直列回路に通電されるパルス状の電流である。なお、スイッチングトランジスタ７がオフしたときにオートトランスＬ２の２次コイルから流出する出力電流Ｉｏの先頭のピーク電流は、スイッチングトランジスタ７がオンしたタイミングで１次コイルから終末に流れるピーク電流（電流ＩＦＥＴ）にオートトランスＬ２の巻数比（１次コイルの巻回数ｎ１／２次コイルの巻回数ｎ２）を乗じた電流値となる。
　図４（ｅ）中に破線で示した平均電流Ｉａの値は、誤差増幅器３の積分器によって出力電流Ｉｏを平均化処理した電流値である。この平均電流Ｉａと基準電源Ｖｔからの目標電流とが誤差増幅器３によって比較され、上記実施の形態１と同様にして平均電流Ｉａの値が一定になるように制御される。
　上記周期の１サイクルあたりの出力電力は、（オートトランスＬ２のインダクタンス×パルス状電流ＩＦＥＴの２乗）／２で求められる。従って、パルス状電流ＩＦＥＴを一定にすれば、サイクル数と出力電力とは比例することから、繰り返し動作の周期（図４（ａ）に示す発振器４の出力矩形波の周期）を任意の周期に制御することにより出力電力を制御できる。なお、ＬＥＤ点灯装置１Ａの出力極性は、電源電圧と同極性であっても、電源電圧の極性を反転した極性でも構わない。
　このようにパルス状電流ＩＦＥＴの値を一定にすることで、出力電流Ｉｏのピーク電流を一定にしながらＬＥＤ直列回路に印加される電圧が高いときは出力電流Ｉｏの通電幅が狭くなり、上記電圧が低いときは通電幅が広くなる。これにより、実施の形態２においても、特にフィードバック制御を実施することなく、出力電流Ｉｏの１パルスあたりの出力電力を概ね一定に制御することができる。
　なお、オートトランスＬ２は、スイッチングトランジスタ７がオンするタイミングで、図４（ｄ）中に破線で示すように、電源電圧Ｖｉに（２次コイルの巻回数ｎ２／１次コイルの巻回数ｎ１）を乗じた値のトランスのフォワード電圧（ＬＥＤに対して逆方向電圧）を発生する。ただし、ＬＥＤに逆方向電圧を印加してもＬＥＤは点灯しない。図４（ｄ）において、ＧＮＤ（破線）より低い部分がトランスが発生するフォワード電圧であり、ＬＥＤに印加される逆方向電圧である。
　また、ＬＥＤ直列回路の各ＬＥＤに逆方向電圧が印加されると、ＬＥＤに多少の逆方向の漏れ電流が生じるが、ＬＥＤの個体差によってその電流量は異なる。このため、ＬＥＤ直列回路において、漏れ電流量が少ない特定のＬＥＤには逆方向電圧が集中することとなる。ここで、ＬＥＤの許容逆方向電圧は５Ｖ程度であり、過度に電圧が集中すると、ＬＥＤが破壊する可能性がある。
　そこで、ＬＥＤ２－１～２－ｎの各々に並列に同一抵抗値の抵抗Ｒｂ１～Ｒｂｎを接続して、各ＬＥＤに印加される電圧を略均等に配分する。これにより、上記特定のＬＥＤに逆方向電圧が集中することを回避でき、個々のＬＥＤに印加される電圧が許容逆方向電圧を超えることを防ぐことができる。
　なお、ＬＥＤ２－１～２－ｎの各々の印加電圧を略均等に配分する素子としては、抵抗の他に、コンデンサや、２個のツェナーダイオードの同極性の片側端子を互いに接続したツェナーダイオード対の使用が可能である。
　以上のように、この実施の形態２は、ＬＥＤ点灯装置１Ａを図３に示すように構成し、所定の繰り返し周期で、出力電流Ｉｏとして１パルスごとにピーク電流の高い電流を供給してＬＥＤ２－１～２－ｎを点灯する。これにより、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
　また、上記実施の形態２では、チョークコイルＬ１の代わりにオートトランスＬ２を用い、ＬＥＤ２－１～２－ｎの各々に印加される電圧を略均等に配分する素子を各ＬＥＤに並列に接続したので、オートトランスＬ２によって逆方向電圧が発生しても、個々のＬＥＤに印加される電圧が許容逆方向電圧を超えないようにすることができる。
実施の形態３．
　図５は、この発明の実施の形態３によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図５において、実施の形態３によるＬＥＤ点灯装置１Ｂでは、図１に示した構成に対して、電源供給を遮断する回路（図５中に破線で囲った回路）（第１の電源遮断部）を追加している。例えば、ＬＥＤの順方向電圧が３Ｖであり、直列回路を構成するＬＥＤが８個であると、直列回路の順方向電圧の合計値は２４Ｖであるが、直流電源８の電源電圧が２８Ｖであって直列回路の順方向電圧の合計値を超える場合、スイッチングトランジスタ７をオフしているときに直流電源８から電流がＬＥＤの直列回路に流れ続け、出力電流を制御できなくなる。
　そこで、実施の形態３では、直流電源８の電源電圧が高いときに、電源供給を遮断する回路を設けている。当該回路は、図５に示すようにトランジスタ７ａ、トランジスタ９、ツェナーダイオード１０及び抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５を備えて構成される。電界効果トランジスタであるトランジスタ７ａは、チョークコイルＬ１の一端にドレイン端子が接続し、ソース端子がトランジスタ９のエミッタ端子、抵抗Ｒ５の一端、及び直流電源８に接続しており、ゲート端子が抵抗Ｒ３を介して接地される。
　また、抵抗Ｒ５は、一端が直流電源８、トランジスタ７ａのソース端子及びトランジスタ９のエミッタ端子に接続しており、他端がツェナーダイオード１０のカソードに接続し、ツェナーダイオード１０を介して接地される。トランジスタ９は、バイポーラトランジスタからなり、エミッタ端子がトランジスタ７ａのソース端子、抵抗Ｒ５の一端及び直流電源８に接続し、コレクタ端子がトランジスタ７ａのゲート端子と抵抗Ｒ３との接続点に接続しており、ベース端子が抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ５とツェナーダイオード１０との接続点に接続されている。
　直流電源８の電圧が上昇し、ツェナーダイオード１０に印加される電圧がツェナー電圧に到達すると、抵抗Ｒ５を介してツェナーダイオード１０のカソードからアノード、ＧＮＤに電流が流れることによって抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ４を介してトランジスタ９のベース電圧が上昇して、トランジスタ９がオンする。このとき、トランジスタ９及び抵抗Ｒ３を介して直流電源８からの電流がＧＮＤに流れると、トランジスタ７ａのソース－ゲート間の電位差が小さくなり、トランジスタ７ａがオフ状態となる。これにより、直流電源８からチョークコイルＬ１への電流が遮断される。
　このようにして、ツェナー電圧がＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値以下になるようにツェナーダイオード１０を選定することにより、当該合計値の電圧を超えないように電源を遮断することができる。ただし、現実には、ＬＥＤの順方向電圧はばらつきが大きく直列回路の順方向電圧の合計値を算出するにあたり設計的な余裕を見込む必要があり、実際に電源電圧と比較する値はＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧、例えば上記順方向電圧が３ＶのＬＥＤを８個直列に接続した場合は、合計値２４Ｖに対して２０％程度の余裕を設けて１９Ｖに設定する必要がある。上記回路では高電源電圧時にＬＥＤが消灯するので、車載用としては例えばポジションランプ等の光源に好適である。
　以上のように、この実施の形態３によれば、ツェナーダイオード１０を適切に選定した図５に示すような回路を設けることにより、ＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値を超えないように電源を遮断することができる。これにより、直流電源８の電源電圧が高いときに異常動作の発生やＬＥＤ破壊を回避することが可能である。
　なお、上記実施の形態３では、上記実施の形態１で図１を用いて説明したＬＥＤ点灯装置に上記回路を追加した場合を示したが、上記実施の形態２で説明したオートトランスＬ２を用いた構成に適用しても、同様の効果が得られる。
実施の形態４．
　図６は、この発明の実施の形態４によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。実施の形態４によるＬＥＤ点灯装置１Ｃは、図３に示した構成に対して、直流電源８からの電源供給を制限するツェナーダイオード（第１の電源制限部）１１を追加する。上記実施の形態３と同様に、直流電源８の電源電圧がＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値を超える一過性の高電圧パルスが印加されても、スイッチングトランジスタ７をオフしているときに直流電源８から電流がＬＥＤの直列回路に流れ続け、出力電流を制御できなくなる。
　そこで、実施の形態４では、直流電源８からの電源供給を制限するツェナーダイオード１１を設けている。このツェナーダイオード１１は、例えば大電力用のパワーツェナーダイオードからなり、図６に示すように、カソードが直流電源８及びオートトランスＬ２の一端に接続しており、アノードが接地される。この構成において、直流電源８で予め規定された電圧を超える過電圧が発生しても、当該電圧はツェナーダイオード１１のツェナー電圧にクリップ（制限）され、一過性の大電流パルスがＬＥＤ直列回路に通電されることはない。
　このように、ツェナーダイオード１１を適切に選定することにより、ＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値を超えないように電源を制限することができる。なお、この構成であれば、高電源電圧時であってもＬＥＤが消灯することはないので、車載用としては例えばヘッドランプ等の光源に好適である。
　以上のように、この実施の形態４によれば、電源の制限用にツェナーダイオード１１を設けることにより、ＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値を超えないように電源を制限することができる。これにより、直流電源８の電源電圧が高いときにも、異常動作の発生やＬＥＤ破壊を回避することが可能である。
　なお、上記実施の形態４では、上記実施の形態２で図３を用いて説明したＬＥＤ点灯装置に上記回路を追加した場合を示したが、上記実施の形態１の構成（チョークコイルＬ１を用いた構成）に適用しても、同様の効果が得られる。
実施の形態５．
　図７は、この発明の実施の形態５によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図７に示すように、実施の形態５によるＬＥＤ点灯装置１Ｄは、図３に示した構成のうち、オートトランスＬ２の代わりに絶縁トランス１２を使用している。なお、ステップアップ電源（電源供給部）にトランスを使用すると、上記実施の形態２で説明したようにトランスのフォワード電圧（ＬＥＤに対して逆方向電圧）が発生する。ここで、ＬＥＤの許容逆方向電圧は比較的低い値（５Ｖ程度）であるため、トランスによって印加された逆方向電圧がＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値を超えると、ＬＥＤが破壊する可能性がある。
　実施の形態５では、ＬＥＤ直列回路を絶縁トランス１２の２次巻線に発生するフライバック電圧で点灯するときに、絶縁トランス１２の２次巻線に発生するフォワード電圧がＬＥＤ直列回路に逆方向電圧となって印加されることを考慮して、逆方向電圧が発生しても、ＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値を超えないように１次側と２次側の巻線を選定した絶縁トランス１２を使用する。なお、当該許容逆方向電圧に関しても上記順方向電圧と同様なばらつきがあり、設計的な余裕を備えて、設定値は合計値に対して設定した所定の電圧とすることが必要である。
　このように構成することにより、ＬＥＤに印加される電圧が許容逆方向電圧を超えないので、ＬＥＤ直列回路の通電電流は個々のＬＥＤが自ら整流して略直流となる。従って、整流用のダイオードを省略することができる。また、絶縁トランス１２の１次側と２次側を分離でき、出力ラインの地絡事故等による破壊を容易に回避できる。
　また、スイッチングトランジスタ７がオンするとき、絶縁トランス１２の２次巻線にはフォワード電圧が発生する。このフォワード電圧は（電源電圧×２次コイル巻回数／１次コイル巻回数）で求められる。従って、直流電源８から過電圧が供給されると、ＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値を超える逆方向の過電圧がＬＥＤ直列回路に印加される。
　そこで、ＬＥＤ点灯装置１Ｄには、電源から過電圧が供給されたときには電源供給を遮断する回路（図７中に破線で囲った回路）（第２の電源遮断部）を設けている。当該回路は、図７に示すようにコンパレータ１３及びＡＮＤ回路１４を備えて構成される。コンパレータ１３は、反転入力端子が直流電源８と絶縁トランス１２との接続点に接続し、非反転入力端子に基準電源Ｖａが接続しており、出力端子がＡＮＤ回路１４の一方の入力端子に接続している。ＡＮＤ回路１４は、一方の入力端子がコンパレータ１３の出力端子に接続され、もう一方の入力端子がＦＦ５の出力端子Ｑと接続しており、出力端子がスイッチングトランジスタ７のゲート端子に接続している。
　当該回路において、コンパレータ１３は、直流電源８の電源電圧と基準電源Ｖａの所定の電圧値（ＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値に応じて設定した許容電圧値）とを比較しており、電源電圧が基準電源Ｖａの所定の電圧値を超えなければ、出力端子の電位をハイレベル（高電位）に保つが、直流電源８が基準電源Ｖａの所定の電圧値を超えると、出力端子の電位をロウレベル（低電位）にする。
　ＡＮＤ回路１４では、ＦＦ５とコンパレータ１３の出力がともにハイレベルであると、出力をハイレベルにしてスイッチングトランジスタ７をオンさせる。これにより、絶縁トランス１２からＬＥＤ直列回路へ電圧が印加される。一方、直流電源８が過電圧となってコンパレータ１３の出力がロウレベルになると、ＡＮＤ回路１４は、出力をロウレベルにしてスイッチングトランジスタ７をオフし、電源供給を遮断する。
　このように、上記回路は、スイッチングトランジスタ７がオンのタイミングで発生する絶縁トランス１２の２次巻線のフォワード電圧がＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値より高くなる電源電圧が入力されるときに、スイッチングトランジスタ７のスイッチング動作を停止させる。このとき、ＬＥＤは消灯するので、ＬＥＤ点灯装置１Ｄは、車載用としては例えばポジションランプ等の光源に好適である。
　以上のように、この実施の形態５によれば、ＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値を超えないように１次側と２次側の巻線を選定した絶縁トランス１２をステップアップ電源に使用したので、出力ラインの地絡事故等による破壊を容易に回避できる。
　また、実施の形態５によれば、絶縁トランス１２の２次巻線のフォワード電圧がＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値より高くならないように、スイッチングトランジスタ７のスイッチング動作を停止させる回路を設けたので、直流電源８の電源電圧が高いときであっても、逆方向電圧の印加に起因した異常動作の発生やＬＥＤ破壊を回避することが可能である。
　さらに、上記実施の形態５において、上記回路（図７中に破線で囲った回路）の代わりに、上記実施の形態４と同様な接続関係でツェナーダイオード（第２の電源制限部）を設けてもよい。当該ツェナーダイオードとしては、例えば大電流用のパワーツェナーダイオード（ツェナー電圧がＬＥＤ直列回路の逆方向電圧の合計値を超えないもの）を使用する。このように構成すれば、ＬＥＤ直列回路に印加される電圧がツェナー電圧にクリップ（制限）されるので、同様に逆方向電圧の印加に起因した異常動作の発生やＬＥＤ破壊を回避できる。なお、この場合、ＬＥＤが消灯することはないので、車載用としてはヘッドランプ等の光源に好適である。
実施の形態６．
　上記実施の形態１～５のように、ステップアップ電源が１つの構成では、スイッチングトランジスタ７をオンするタイミング（出力電流Ｉｏは零）が存在するので、ＬＥＤに通電するピーク電流を定格値よりも高くしなければ定格の発光量が得られない場合がある。例えば、スイッチングトランジスタ７のオンデューティが５０％ならば、ピーク電流を４倍にしなければならない。しかしながら、高発光量のＬＥＤの許容電流値は、定格電流値の２倍程度であるために、スイッチングトランジスタ７のオンデューティを確保しつつ、ＬＥＤのピーク電流は低くする必要がある。
　そこで、この実施の形態６では、例えば２個のステップアップ電源を並列に接続し、発振器（ＶＣＯ；Voltage Controlled Oscillator）４の出力を分配してそれぞれの電源の動作タイミングが交互に発生するようにして、電流が出力されない一方のスイッチングトランジスタがオンしている最中に、他方のステップアップ電源のスイッチングトランジスタをオフして出力電流ＩｏをＬＥＤ直列回路に出力する構成としている。
　図８は、この発明の実施の形態６によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図８に示すように、実施の形態６によるＬＥＤ点灯装置１Ｅは、直流電源８に接続する絶縁トランス１２－１，１２－２からなる２つのステップアップ電源を備える。絶縁トランス１２－１，１２－２は、直流電源８に並列に接続し、１次巻線のもう一端にスイッチングトランジスタ７－１，７－２のドレイン端子が接続しており、２次巻線の一端がダイオードＤ１，Ｄ２のアノードにそれぞれ接続している。ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、コイルＬ１及びコンデンサＣからなるフィルタ回路を介してＬＥＤ直列回路のＬＥＤ２－１のアノードに接続している。
　スイッチングトランジスタ７－１，７－２は、ソース端子がシャント抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂを介して接地されており、ゲート端子がフリップフロップ５－１，５－２（以下、ＦＦ５－１，５－２と略称する）の出力端子Ｑにそれぞれ接続している。ＦＦ５－１，５－２のリセット端子Ｒには、コンパレータ６－１，６－２の出力端子にそれぞれ接続しており、ＦＦ５－１のセット端子ＳにはＦＦ５の出力端子Ｑが接続し、ＦＦ５－２のセット端子ＳにはＦＦ５の反転出力端子Ｑバーが接続している。
　コンパレータ６－１，６－２は、所定の電流値を与える基準電源Ｖｃが反転入力端子にそれぞれ接続し、非反転入力端子がスイッチングトランジスタ７－１，７－２のソース端子とシャント抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂとの接続点にそれぞれ接続している。また、ＦＦ５は、クロック端子ＣＫに発振器４の出力が接続しており、発振器４が出力する矩形波のエッジタイミング毎に出力を反転する出力端子Ｑと、その反転値を反転出力端子Ｑバーから出力する。
　次に動作について説明する。
　ＬＥＤ直列回路に流れるパルス状の出力電流Ｉｏは、抵抗Ｒ０及びコンデンサＣ０を用いた積分器を兼ねる誤差増幅器３によって平均化処理される。誤差増幅器３は、上記実施の形態１～５と同様に、当該平均化処理した電流Ｉａの値と基準電源Ｖｔからの目標電流値とを比較し、両者の誤差を増幅した電圧を発振器４に印加する。
　発振器４では、誤差増幅器３の出力電圧に応じた発振周波数の矩形波を２分周するＦＦ５のクロック端子ＣＫに出力する。ここで、発振器４は、平均電流Ｉａの値が目標電流値よりも高ければ発振周波数を下げ、目標電流値よりも低ければ発振周波数を上げる。ＦＦ５は、クロック端子ＣＫを介して発振器４から入力した矩形波のエッジタイミング毎に出力を反転する出力端子Ｑの立ち上がりエッジによって、ＦＦ５－１をセットし、このＦＦ５－１の出力端子Ｑからの出力でスイッチングトランジスタ７－１をオンするとともに、その反転値を反転出力端子Ｑバーの立ち上がりエッジによって、ＦＦ５－２をセットし、このＦＦ５－２の出力端子Ｑからの出力でスイッチングトランジスタ７－２をオンする。
　また、シャント抵抗Ｒ１ａの両端には、スイッチングトランジスタ７－１がオンであるとき、絶縁トランス１２－１の１次コイルからスイッチングトランジスタ７－１のドレイン－ソース間を流れた電流ＩＦＥＴ－１の電流量を表す電圧が生じる。コンパレータ６－１では、この電流ＩＦＥＴ－１による電圧値と基準電源Ｖｃの所定電圧値とを比較してシャント抵抗Ｒ１ａに発生する電圧降下が基準電圧Ｖｃの所定電圧値に達したか否かを検出する。同様に、コンパレータ６－２は、電流ＩＦＥＴ－２による電圧値と基準電源Ｖｃの所定電圧値とを比較してシャント抵抗Ｒ１ｂに発生する電圧降下が基準電圧Ｖｃの所定電圧値に達したか否かを検出する。
　ここで、上記電圧降下が基準電圧Ｖｃの電圧値に達すると、コンパレータ６－１，６－２は、ＦＦ５－１，５－２のリセット端子Ｒをハイレベル（高電位）にする。ＦＦ５－１，５－２では、コンパレータ６－１，６－２によってリセット端子Ｒの電位がハイレベルにされたタイミングで、出力端子Ｑから出力している駆動信号をロウレベル（低電位）にしてスイッチングトランジスタ７－１，７－２をオフする。
　２つのステップアップ電源からの出力電流は、ダイオードＤ１，Ｄ２によって加算されてＬＥＤ直列回路へ通電される。このとき、コイルＬ１及びコンデンサＣからなるフィルタ回路によって出力電流Ｉｏの急峻な電流変化を抑制し、ノイズが除去される。
　図９は、図８中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図であり、図９（ａ）は発振器（ＶＣＯ）４の出力電圧波形、図９（ｂ）はＦＦ５の出力端子Ｑからの出力電圧波形、図９（ｃ）は絶縁トランス１２－１とスイッチングトランジスタ７－１に流れる電流ＩＦＥＴ－１の波形、図９（ｄ）は絶縁トランス１２－２とスイッチングトランジスタ７－２に流れる電流ＩＦＥＴ－２の波形、図９（ｅ）出力電流Ｉｏの波形を示している。図９（ａ）（ｂ）は、発振器４から入力した矩形波の立ち上がりエッジのタイミングで、ＦＦ５の出力端子Ｑと、反転出力端子Ｑバーの出力をそれぞれ反転する様子を示す。
　スイッチングトランジスタ７－１，７－２は、ＦＦ５－１，５－２からの駆動信号がハイレベルの間にオン状態となり、ロウレベル（低電位）になるとオフ状態となる。また、スイッチングトランジスタ７－１，７－２は、ＦＦ５から出力された互いに反転した矩形波に応じて交互に動作する。これにより、図９（ｃ）（ｄ）に示すように、スイッチングトランジスタ７－１，７－２の互いのオフ期間を補間するように電流ＩＦＥＴ－１，ＩＦＥＴ－２が、絶縁トランス１２－１，１２－２からスイッチングトランジスタ７－１，７－２のドレイン－ソース間に流れる。
　なお、図９（ｃ）（ｄ）中の破線の比較値は基準電源Ｖｃの電圧であり、この比較値とシャント抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂに発生した電流ＩＦＥＴ－１，ＩＦＥＴ－２の電流量を表す電圧とがコンパレータ６－１，６－２で比較される。また、図９（ａ）から図９（ｃ）（ｄ）へ引いた破線で示すように、図９（ａ）に示す発振器４の出力矩形波の立ち上がりエッジを交互に分配して、スイッチングトランジスタ７－１，７－２が交互に動作して、交互に通電電流が流れている様子を示す。
　出力電流Ｉｏは、ダイオードＤ１，Ｄ２により加算されて、図９（ｅ）に示すように、スイッチングトランジスタ７－１がオフのときに、絶縁トランス１２－１からＬＥＤ直列回路へ流れるパルス状の電流と、スイッチングトランジスタ７－２がオフのときに、絶縁トランス１２－２からＬＥＤ直列回路へ流れるパルス状の電流との合計値となる。
　なお、これら両ステップアップ電源からの出力電流は、図９（ｅ）に示すように、コイルＬ及びコンデンサＣからなるフィルタ回路によって尖塔部分が滑らかに抑制されてサイン波に近い波形となる。このように、各ステップアップ電源から出力電流をＬＥＤ直列回路へ通電する経路にコイルＬ１及びコンデンサＣからなるフィルタ回路を設けたので、急峻な電流が抑制され、ノイズ発生を軽減することができる。このフィルタ回路は、上記実施の形態１～５の構成に設けても構わない。
　また、図９（ｅ）中に破線で示した平均電流Ｉａは、誤差増幅器３の積分器によって出力電流Ｉｏを平均化処理した電流値である。この平均電流Ｉａの値と基準電源Ｖｔからの目標電流とが誤差増幅器３により比較され、平均電流Ｉａの値が一定になるように制御される。
　以上のように、この実施の形態６では、ＬＥＤ点灯装置１Ｅを図８に示すように構成し、発振器４の出力をそれぞれの電源の動作タイミングとして分配し使用して、電流が出力されない一方のスイッチングトランジスタがオンしている最中、他方のステップアップ電源のスイッチングトランジスタをオフしてそれぞれの出力電流をダイオードＤ１，Ｄ２で加算してＬＥＤ直列回路に通電する。このようにすることにより、過剰なピーク電流をＬＥＤに通電することなく、定格（直流）電流に近い電流をＬＥＤに通電して点灯させることが可能である。
　なお、上記実施の形態６では、２個のステップアップ電源を並列に接続した構成を示したが、３個以上のステップアップ電源を並列に接続して、各々の出力電流の発生間隔を補間するように構成しても構わない。
　また、上記実施の形態６では、ステップアップ電源に絶縁トランス１２－１，１２－２を用いた構成を例に挙げたが、上記実施の形態１で示したチョークコイルＬ１を用いる電源や、上記実施の形態２で示したオートトランスＬ２を用いる電源を複数並列に接続し、これらがＬＥＤ直列回路へ出力する電流の通電間隔を互いに補間するように制御することにより、上記と同様の効果を得ることができる。
実施の形態７．
　この実施の形態７は、ＬＥＤ直列回路に通電するパルス電流値（出力電流Ｉｏの値）を任意に調節する第１の制御部、及び、ＬＥＤ直列回路に通電された平均電流Ｉａの値を任意に調整する第２の制御部のうちの少なくとも一方を備えるものである。第１及び第２の制御部としては、例えば上記実施の形態１で示した図１において、コイルＬ１とスイッチングトランジスタ７に流れる電流ＩＦＥＴと比較する比較値（Ｖｃ）、及び、出力電流Ｉｏの値との誤差を増幅するための目標となる電流相当の値（Ｖｔ）を、可変抵抗を用いて任意の電圧に調整したり、ＬＥＤ点灯装置の点灯制御を行う不図示のマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）の出力をＤ／Ａコンバータを用いて変換した任意のアナログ電圧値に調整することが可能である。
　上記可変抵抗の値の設定、あるいはＣＰＵに適切な情報を設定するタイミングの１つの例としては、製品（ＬＥＤ点灯装置）が組み立てられてから出荷までの間の工程が挙げられる。当該タイミングにおいて所定の発光色あるいは発光量となるように、可変抵抗を操作あるいはＣＰＵにデータとして記憶する。ＣＰＵが利用するデータは、ＥＥＰＲＯＭ（Electronically Erasable and Programmable Read Only Memory）を記憶媒体として記憶することも可能である。
　このように、ＬＥＤを所定の発光色にするための比較値（Ｖｃ）の所定値（比較基準値）及びＬＥＤを所定の発光量で点灯させるための目標値（Ｖｔ）の所定値（比較基準値）を予め決定しておき、これらの値に基づいて、上記可変抵抗の値の調節や上記ＣＰＵによるＬＥＤ点灯制御を行う。
　また、上記タイミングの別な例としては、ＬＥＤを長時間点灯し、経時変化が発生したときが挙げられる。このときに予め用意した特性変化データに基づいて、上記ＣＰＵが、比較値Ｖｃあるいは目標値Ｖｔを補正するようにしてもよい。例えば、ＣＰＵが出力電圧値あるいは電流値等からＬＥＤの発光量の変化をモニタしておき、経時変化によりＬＥＤが暗くなる（変化が生じる）と、目標値ＶｔをＣＰＵによって調整し出力電流値を増加させて（平均電流Ｉａの値を増加させて）明るさを調整する。
　この他のタイミングの例として、積算したＬＥＤの点灯時間が、所定の点灯時間に達するときも挙げられる。このとき、平均電流Ｉａの値を再度調整するようにしてもよい。例えば、積算した点灯時間が所定時間に達すると、ＬＥＤが経時変化によって暗くなったと判断し、目標値Ｖｔを所定値に調整して平均電流Ｉａの値を増加させ、所定の明るさに補正する。
　以上のように、この実施の形態７によれば、ＬＥＤ直列回路に通電するパルス電流値（出力電流Ｉｏの値）を任意に調整する第１の制御部及び平均電流Ｉａの値を任意に調整する第２の制御部の少なくとも一方を設けたので、ＬＥＤの発光量及び発光色を各々独立して任意な値に調整若しくは補正が可能なＬＥＤ点灯装置を実現することができる。
　なお、上記実施の形態７は、上記実施の形態１の構成に適用した場合を示したが、上記実施の形態２～６の構成に対してＬＥＤ直列回路に通電するパルス電流値（出力電流Ｉｏの値）と平均電流Ｉａの値の少なくとも一方を任意に調整する手段を設けた構成としても上記と同様の効果が得られる。
　この発明に係るＬＥＤ点灯装置及びＬＥＤヘッドランプは、所定の周期でスイッチング素子をオンオフ制御する簡易な回路でＬＥＤ点灯装置を実現することができ、部品点数の削減等が可能であるため、車載ヘッドランプやテールランプ等を光源として使用するＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置等に用いるのに適している。

Claims (19)

  1. 　直流電源にインダクタを介して接続した複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ回路と、前記インダクタに電流を流すスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をオンして前記直流電源から前記インダクタに電流を通電した後、前記スイッチング素子をオフすることによって発生するパルス状の電流を当該インダクタから前記ＬＥＤ回路に出力して、当該ＬＥＤ回路を点灯する構成のＬＥＤ点灯装置であって、
    　前記スイッチング素子をオフするときの通電電流を所定の値に調整することによって、前記ＬＥＤ回路に出力する前記パルス状の電流のピーク値を所定の値に制御する第１の制御部と、
    　略等間隔で動作する前記スイッチング素子の動作周期を調整することによって、前記インダクタから前記ＬＥＤ回路に出力される前記パルス状の電流の平均値を所定の値に保つように制御する第２の制御部とを備えたことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
  2. 　前記インダクタは、チョークコイル又はオートトランスであって、
    　前記直流電源と前記チョークコイル又は前記オートトランスとの間の経路に設けられ、前記直流電源の電圧が、前記ＬＥＤ回路の前記複数のＬＥＤの各々の順方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧より高くなるときに、前記インダクタへの電源の供給を遮断する第１の電源遮断部を設けたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  3. 　前記インダクタは、チョークコイル又はオートトランスであって、
    　前記直流電源と前記チョークコイル又は前記オートトランスとの間の経路に設けられ、前記直流電源の電圧が、前記ＬＥＤ回路の前記複数のＬＥＤの各々の順方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧より高くなるときに、前記インダクタに供給する電源の供給量を制限する第１の電源制限部を設けたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  4. 　前記インダクタは、絶縁トランスであって、
    　前記直流電源の電圧が高く、前記絶縁トランスの２次巻線に発生するフォワード電圧が、前記ＬＥＤ回路の前記複数のＬＥＤの各々の許容逆方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧より高くなるときに、前記絶縁トランスに電流を通電する前記スイッチング素子の動作を停止する第２の電源遮断部を設けたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  5. 　前記インダクタは、絶縁トランスであって、
    　前記直流電源と前記絶縁トランスとの間の経路に設けられ、前記直流電源の電圧が高く、前記絶縁トランスの２次巻線に発生するフォワード電圧が、前記ＬＥＤ回路の前記複数のＬＥＤの各々の許容逆方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧より高くなるときに、前記絶縁トランスに供給する電源の供給量を制限する第２の電源制限部を設けたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  6. 　前記ＬＥＤ回路の各々のＬＥＤに並列に接続され、前記ＬＥＤ回路に印加された逆方向電圧を前記各々のＬＥＤに略均等に配分する素子を備えたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  7. 　前記インダクタ及び前記スイッチング素子による回路構成を、複数個並列に接続して備え、
    　前記第２の制御部は、前記複数のスイッチング素子の動作タイミングを互いに補間するように、各々のスイッチング素子の周期を決定し、動作させることを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  8. 　前記ＬＥＤ回路へ出力される出力電流の急峻な変化を低減するフィルタ回路を備えたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  9. 　前記第１の制御部の設定値を調整することによって、前記ＬＥＤ回路に通電されるパルス状電流のピーク電流を調整し、前記ＬＥＤ回路の発光色を調整することを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  10. 　前記第１の制御部による調整は、ＬＥＤ点灯装置が組み立てられてから出荷されるまでの間の工程において実施されることを特徴とする請求項９記載のＬＥＤ点灯装置。
  11. 　前記ＬＥＤ回路に通電されるパルス状電流のピーク電流をＬＥＤの点灯時間に応じて変更するために、前記第１の制御部の設定値を調整することを特徴とする請求項９記載のＬＥＤ点灯装置。
  12. 　前記第２の制御部の設定値を調整することによって、前記ＬＥＤ回路に通電される平均電流を調整し、前記ＬＥＤ回路の発光量を調整することを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  13. 　前記第２の制御部による調整は、ＬＥＤ点灯装置が組み立てられてから出荷されるまでの間の工程において実施されることを特徴とする請求項１２記載のＬＥＤ点灯装置。
  14. 　前記ＬＥＤ回路に通電する平均電流をＬＥＤの点灯時間に応じて変更するために、前記第２の制御部の設定値を調整することを特徴とする請求項１２記載のＬＥＤ点灯装置。
  15. 　前記第１及び／又は前記第２の制御部が、前記制御を行う際に参照する前記パルス状の電流のピーク値及び／又は平均値の設定値に相当するデータを記憶する記憶部を備えたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  16. 　前記パルス状の電流の周期は、２０ＫＨｚ以上１ＭＨｚ以下であり、波形は、非方形であることを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  17. 　直流電源にインダクタを介して接続した複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ回路を光源とするヘッドランプと、前記インダクタに電流を流すスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をオンして前記直流電源から前記インダクタに電流を通電した後、前記スイッチング素子をオフすることによって発生するパルス状の電流を当該インダクタから前記ＬＥＤ回路に出力して当該ＬＥＤ回路を点灯する構成のヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置であって、
    　前記スイッチング素子をオフするときの通電電流を所定の値に調整することによって、前記ＬＥＤ回路に出力する前記パルス状の電流のピーク値を所定の値に制御する第１の制御部と、
    　略等間隔で動作する前記スイッチング素子の動作周期を調整することによって、前記インダクタから前記ＬＥＤ回路に出力される前記パルス状の電流の平均値を所定の値に保つように制御する第２の制御部を備えたことを特徴とするヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置。
  18. 　前記パルス状電流のピーク電流の値を変更する前記第１の制御部の設定値の変更及び／又は前記平均電流の値を変更する前記第２の制御部の設定値の変更は、車輌を運転するドライバによるスイッチ操作又は車輌の周囲照度を検出する照度検出部の検出結果に応じて実施されることを特徴とする請求項１７記載のヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置。
  19. 　前記パルス状電流のピーク電流の値を変更する前記第１の制御部の設定値と、前記平均電流の値を変更する前記第２の制御部の設定値を、前記ＬＥＤ回路の発光色及び発光量がヘッドランプの規定値に近づくように設定したことを特徴とする請求項１７記載のヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置。
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