JP5721440B2 - Ｌｅｄ点灯装置及びヘッドランプ用ｌｅｄ点灯装置 - Google Patents

Description

この発明は、車載ヘッドランプやテールランプ等の光源として使用するＬＥＤ（発光ダイオード；Light Emitting Diode）を点灯させるＬＥＤ点灯装置及びヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置に関するものである。

近年、車載ヘッドランプやテールランプ用の光源としてＬＥＤが使用され始めている。しかしながら、未だに発光効率が低く、ヘッドランプ用として充分な発光量を確保するには、放電灯式ヘッドランプと同等な投入電力が必要であり、当該ヘッドランプにおいて、ＬＥＤ及び点灯用電源による消費電力は放電灯と同程度に大きい。従って、現段階では、ＬＥＤ及び点灯電源の発熱対策や省エネルギーの観点から両者の消費電力を低減する必要がある。なお、この課題は、テールランプ用の光源としてＬＥＤを使用した場合であっても同様である。

また、少ない点灯電力でＬＥＤの発光量を視覚的に高くみせる手法としては、人の視覚において、ピーク電流通電時の明るさが当該光源の明るさとして認識されるため、ピーク電流の大きな光源が明るく感じられることを利用して、数字や文字等を表示するディスプレイにＬＥＤや蛍光表示管を使用する構成において、個々のセグメント（ＬＥＤや蛍光表示管の１発光素子）に対してＤＣ定格電流を超える短時間の大電流パルスの通電（点灯）と非通電（消灯）を、ちらつきとして視認されないように高速で繰り返して平均電力を定格電力以内にする点灯方式が一般的である。

このようなパルス点灯を行う技術として、照明用のＬＥＤにパルス電流を通電して点灯するものが、下記の先行文献に記載されている。例えば、特許文献１では、ステップアップ電源のスイッチング素子がオンのときにコイルに蓄えられるエネルギーを可変として、ＬＥＤ点灯用の任意の出力電流を得ている。これを実現するため、特許文献１に記載される装置は、交流電源を電源として出力電流を当該交流電源の周期より長い時間平均化し、当該平均化出力電流が目標の電流値となるように、ステップアップ電源のスイッチング素子がオンのときに通電される電流値を適宜制御している。

また、特許文献２では、ステップアップ電源のスイッチング素子がオンのときにコイルに蓄えられるエネルギーを一定にして、ＬＥＤ点灯用の任意の出力電流を得ている。特許文献２に記載の回路は、携帯機器の直流電源を電源として出力電流を平均化し、当該平均化出力電流が目標の電流値となるようにステップアップ電源のスイッチング素子のオン、オフを継続する時間とオフを保つ時間との比率を変えて間欠動作させて制御している。

特開２００１−３１３４２３号公報 特開２００２−２０３９８８号公報

ヘッドランプ用の光源は明るさと発光色が規定されており、適切な発光色を得るためには、ＬＥＤに通電する電流を特定の値にする必要がある。しかしながら、特許文献１に記載される装置では、コイルに蓄えるエネルギーを可変としてＬＥＤに通電する電流を変化させるため、当該通電電流量によって発光色が変わってしまい、ＬＥＤを光源とするヘッドランプ用の点灯電源としては好ましくないという課題があった。

なお、一般的な照明用の光源でちらつき（フリッカ）が認識されないのは、点灯周波数が２００Ｈｚ以上であるとされている。これを鑑みると、特許文献２の回路においても、フリッカが視認されない点灯周波数で点灯させていると予想される。しかし、光を物体に照射する光学系では、同様な点灯周波数であっても、被照明物が断続的に見えるストロボ現象が現れ、上記フリッカが視認されやすい。例えば、走行中に前方を照らし出す（高速で移動する物体を照明する）ヘッドランプでは、前述した２００Ｈｚの点灯周波数では上記ストロボ現象が顕著に表れるため、光源としては不十分であり、さらに高い周波数で点灯させる必要がある。

さらに、特許文献２では、スイッチング素子のスイッチング動作１回ごとにコイルに蓄えるエネルギーを一定にしてスイッチング動作１回ごとのＬＥＤ通電電流を一定にする。この点灯方式は、通電電流の変化によってＬＥＤの発光色を変化させないようにするには有効である。しかしながら、ＬＥＤを高い周波数で点滅点灯すべく、スイッチング素子のオンオフを繰り返すタイミングと、ＬＥＤを消灯すべく、スイッチング素子のオフを保持するタイミングとにおいて生じる、点滅点灯した明るい状態と消灯した暗い状態との光の差若しくは光の変動（フリッカ）を、車載ヘッドランプに対応させて目立たなくすることが考慮されていない。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、簡易な構成で部品点数を削減でき、視覚的な明るさを保ちながら消費電力を低減し、フリッカを認識させない、あるいは発光色と明るさをそれぞれ所定値に保つことができるＬＥＤ点灯装置及びヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置を得ることを目的とする。

この発明に係るＬＥＤ点灯装置は、直流電源にインダクタを介して接続した複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ回路と、インダクタに流れる電流を制御するスイッチング素子を備え、スイッチング素子をオンして直流電源からインダクタに電流を通電した後、スイッチング素子をオフすることによって発生するパルス状の電流を、当該インダクタからＬＥＤ回路に出力して、当該ＬＥＤ回路を点灯する構成のＬＥＤ点灯装置であって、スイッチング素子に流れるパルス状の電流に対応した電圧値と第１の基準電源電圧値とを入力し、スイッチング素子の動作期間を調整することによって、ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流のピーク値を第１の基準電源電圧値に対応した電流値に保つように制御する第１の制御部と、ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流の平均値に対応した電圧値と第２の基準電源電圧値とを入力し、スイッチング素子の動作周期を調整することによって、ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流の平均値を第２の基準電源電圧値に対応した電流値に保つように制御する第２の制御部とを備えるものである。

この発明によれば、所定の周期でスイッチング素子をオンオフ制御する簡易な回路でＬＥＤ点灯装置を実現することができ、部品点数の削減が可能である。また、ＬＥＤをパルス状の電流で点灯するために直流で点灯するときより視覚的に明るく点灯することができるため、同等と感じる明るさであれば、消費電力を直流点灯での消費電力より低くすることができる。さらに、パルス状の電流値を保ちながら平均電流値を変化させれば、発光色を所定値に保ちながら明るさを変えることができる。逆に平均電流値を保ちながらパルス状の電流値を変化させれば、明るさを保ちながら発光色を変えることができる。なお、当パルス状の電流による点灯は、スイッチング素子のオンオフによる高速な周期で繰り返されるため、フリッカを認識されることがない。

この発明の実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 図１中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図である。 この発明の実施の形態２によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 図３中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図である。 この発明の実施の形態３によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態５によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態６によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。 図８中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図１において、ＬＥＤ点灯電源１は、ＬＥＤ２−１〜２−ｎ、誤差増幅器３、発振器（ＶＣＯ；Voltage Controlled Oscillator）４、フリップフロップ５、コンパレータ６、スイッチングトランジスタ７、チョークコイルＬ１（インダクタ）及び電源電圧Ｖｉの直流電源８を備える。ＬＥＤ２−１〜２−ｎは直列に接続されたｎ個のＬＥＤからなるＬＥＤ回路（以下、ＬＥＤ直列回路と称す）を構成し、端部のＬＥＤ２−１のアノードがチョークコイルＬ１の一端に接続しており、もう一方の端部のＬＥＤ２−ｎのカソードがシャント抵抗Ｒ２を介して接地されている。

誤差増幅器３は、反転入力端子がＬＥＤ２−ｎのカソードに抵抗Ｒ０を介して接続しており、目標電流を与える基準電源Ｖｔが非反転入力端子に接続し、出力端子が発振器４に接続するとともに、コンデンサＣ０を介して反転入力端子と抵抗Ｒ０の接続点に出力端子が接続している。発振器４は、誤差増幅器３から印加される電圧値に応じた発振周波数の矩形波を生成してフリップフロップ５のセット端子Ｓに出力する。誤差増幅器３及び発振器４が周期決定手段を構成する。

フリップフロップ５（以下、ＦＦ５と略称する）は、セット端子Ｓが発振器４の出力端子に接続し、リセット端子Ｒがコンパレータ６の出力端子に接続しており、出力端子Ｑがスイッチングトランジスタ７のゲート端子に接続している。ＦＦ５は、セット端子Ｓに立ち上がりエッジが入力されると、出力端子Ｑの電位をハイレベルとし、リセット端子Ｒに立ち上がりエッジが入力されると、出力端子Ｑの電位をロウレベルとする。なお、ＦＦ５としては、ＲＳフリップフロップに限定されるものではなく、スイッチングトランジスタ７のオンオフを保持する２つの安定出力状態を有する回路であればよい。

コンパレータ６は、所定の電流値を与える基準電源Ｖｃが反転入力端子に接続し、非反転入力端子がスイッチングトランジスタ７のソース端子とシャント抵抗Ｒ１との接続点に接続し、出力がＦＦ５のリセット端子Ｒに接続している。上述したＦＦ５及びコンパレータ６が点灯手段を構成する。

スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）７は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から構成され、ゲート端子がＦＦ５の出力端子Ｑに接続し、ドレイン端子がチョークコイルＬ１とＬＥＤ直列回路との接続点に接続し、ソース端子がシャント抵抗Ｒ１を介して接地されており、オンオフのスイッチングによって直流電源８からチョークコイルＬ１への電流の通電を制御する。

スイッチングトランジスタ７がオン状態になると、直流電源８の電圧ＶｉがチョークコイルＬ１に印加され、直流電源８からチョークコイルＬ１へ電流が通電される。一方、スイッチングトランジスタ７がオフ状態になると、チョークコイルＬ１から流出したパルス状の出力電流Ｉｏ（ピーク電流）がＬＥＤ直列回路に供給されてＬＥＤ２−１〜２−ｎが点灯する。なお、スイッチングトランジスタ７、直流電源８及びチョークコイルＬ１からステップアップ電源（電源供給部）が構成される。

次に動作について説明する。
ＬＥＤ２−１〜２−ｎの直列回路に流れるパルス状の出力電流Ｉｏは、抵抗Ｒ０及びコンデンサＣ０を用いた積分器を兼ねる誤差増幅器３によって平均化処理される。誤差増幅器３は、当該平均化処理した電流Ｉａの値と基準電源Ｖｔからの目標電流値とを比較し、両者の誤差を増幅した電圧を発振器４に印加する。

発振器４では、誤差増幅器３の出力電圧に応じた発振周波数の矩形波をＦＦ５のセット端子Ｓに出力する。ここで、発振器４は、平均電流Ｉａの値が目標電流値よりも高ければ発振周波数を下げ、目標電流値よりも低ければ発振周波数を上げる。ＦＦ５は、セット端子Ｓを介して発振器４から入力した矩形波のエッジタイミングでハイレベル（高電位）となる駆動信号を出力端子Ｑから出力し、スイッチングトランジスタ７をオンする。

上記構成において、スイッチングトランジスタ７のオンを開始するタイミングを早くあるいは遅くすることで、ＬＥＤ直列回路に通電される平均電流Ｉａ（電力）を任意の値に保つ制御がなされる。つまり、発振器４の発振周波数を任意に操作することにより、スイッチングトランジスタ７のゲート端子に単位時間あたりに通電する回数を増減して、ＬＥＤ直列回路に流れる出力電流Ｉｏの平均値（平均電流Ｉａ）を所定の値に制御する。

また、シャント抵抗Ｒ１の両端には、スイッチングトランジスタ７がオンであるとき、チョークコイルＬ１からスイッチングトランジスタ７のドレイン−ソース間を流れた電流Ｉ_ＦＥＴの電流量を表す電圧が生じる。コンパレータ６では、この電流Ｉ_ＦＥＴによる電圧値と基準電源Ｖｃの所定電圧値とを比較してシャント抵抗Ｒ１に発生する電圧降下が基準電圧Ｖｃの所定電圧値に達したか否かを検出する。

ここで、上記電圧降下が基準電圧Ｖｃの電圧値に達すると、コンパレータ６は、ＦＦ５のリセット端子Ｒにハイレベル（高電位）にする。ＦＦ５では、コンパレータ６によってリセット端子Ｒの電位がハイレベルにされたタイミングで、出力端子Ｑから出力している駆動信号をロウレベル（低電位）にしてスイッチングトランジスタ７をオフする。

図２は、図１中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図であり、図２（ａ）は発振器（ＶＣＯ）４の出力電圧波形、図２（ｂ）はＦＦ５の出力電圧波形、図２（ｃ）はチョークコイルＬ１とスイッチングトランジスタ７に流れる電流Ｉ_ＦＥＴの波形、図２（ｄ）は出力電流Ｉｏの波形を示している。図２（ａ）（ｂ）に示す例では、発振器４から入力した矩形波の立ち上がりエッジのタイミングで、ＦＦ５がハイレベル（高電位）となる駆動信号を出力端子Ｑから出力する。

スイッチングトランジスタ７は、ＦＦ５からの駆動信号がハイレベルの間にオン状態となり、ロウレベル（低電位）になるとオフ状態となる。このオンオフ期間において、図２（ｃ）に示すようなピーク値を有するパルス状の電流Ｉ_ＦＥＴがコイルＬ１からドレイン−ソース間に流れる。なお、図２（ｃ）中の破線の比較値は基準電源Ｖｃの電圧であり、この比較値とシャント抵抗Ｒ１に発生した電流Ｉ_ＦＥＴの電流量を表す電圧とがコンパレータ６によって比較される。

出力電流Ｉｏは、図２（ｂ）（ｄ）に示すように、スイッチングトランジスタ７がオフになったとき、チョークコイルＬ１からＬＥＤ直列回路へ流れるパルス状の電流である。また、スイッチングトランジスタ７をオンオフする周期を一定にすると１周期でチョークコイルＬ１に蓄えられるエネルギーは一定であるので、図２（ｃ）（ｄ）に示すように、スイッチングトランジスタ７をオフしたタイミングで、チョークコイルＬ１から流出する出力電流Ｉｏの先頭のピーク電流は、スイッチングトランジスタ７をオンしたタイミングで終末に流れる電流Ｉ_ＦＥＴのピーク電流と等しい。

なお、図２（ｄ）中に破線で示した平均電流Ｉａの値は、誤差増幅器３の積分器によって出力電流Ｉｏを平均化処理した電流値である。この平均電流Ｉａの値と基準電源Ｖｔからの目標電流とが誤差増幅器３により比較され、平均電流Ｉａの値が一定になるように制御される。

ＬＥＤ直列回路に印加される電圧に変化がなく、出力電流Ｉｏの値を一定に制御する（出力電力を一定にする）場合、電源電圧が高ければ短時間で所定のパルス状電流Ｉ_ＦＥＴの値に到達するので通電幅を狭くして、電源電圧が低ければ所定のパルス状電流Ｉ_ＦＥＴの値に到達するまでに長時間を要するので通電幅を広くする。

そこで、誤差増幅器３の目標電流値とコンパレータ６の基準電源Ｖｃを適切に設定してスイッチングトランジスタ７をオンする時間を調整し、パルス状の電流Ｉ_ＦＥＴを一定に保つことによって、ＬＥＤ直列回路に流れる出力電流Ｉｏのピーク電流が一定となる。

上記周期の１サイクルあたりの出力電力は、（チョークコイルＬ１のインダクタンス×パルス状電流Ｉ_ＦＥＴの２乗）／２で求められる。従って、パルス状電流Ｉ_ＦＥＴを一定にすれば、サイクル数と出力電力とは比例することから、繰り返し動作の周期（図２（ａ）に示す発振器４の出力矩形波の周期）を任意の周期に制御することにより出力電力を制御できる。なお、ＬＥＤ点灯装置１の出力極性は、電源電圧と同極性でも、電源電圧の極性を反転した極性でも構わない。

このようにパルス状電流Ｉ_ＦＥＴの値を一定にすることで、出力電流Ｉｏのピーク電流を一定としながらもＬＥＤ直列回路に印加される電圧が高いときは出力電流Ｉｏの通電幅が狭くなり、上記電圧が低いときは通電幅が広くなる。これにより、実施の形態１では、特にフィードバック制御を実施することなく、出力電流Ｉｏの１パルスあたりの出力電力を概ね一定に制御できる。

なお、一般的な照明用の光源でちらつき（フリッカ）が認識されないのは、点灯周波数が２００Ｈｚ以上であるとされている。しかしながら、車輌用ヘッドランプは、高速走行下でも用いられるため、ストロボ現象が顕著に現れやすく、さらに高い周波数で点灯させる必要がある。そこで、この実施の形態１では、ＬＥＤ回路を１ＫＨｚ以上、好ましくはスイッチング素子及びインダクタの発する音が可聴範囲を超える２０ＫＨｚからスイッチング素子の扱いが容易な範囲である１ＭＨｚ以下で点灯する。この実施の形態１においては、インダクタが出力する非方形波である三角波をＬＥＤ回路に出力し、そのインダクタに通電する電流をインダクタに対して直列に接続されたスイッチング素子でコントロールすることにより、上記高い周波数でのＬＥＤ回路の点灯を安価な回路で達成している。

また、この実施の形態１に示すＬＥＤ点灯装置を複数用いて１台の車輌用ヘッドランプを構成する場合、例えば、左右のヘッドランプに用いられるＬＥＤ回路を、この実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置で構成する場合、あるいは、左右のヘッドランプを構成する複数のＬＥＤ回路をこの実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置を複数用いて点灯する場合、それら複数のＬＥＤ回路の明るさや発光色のばらつきが顕在化しやすいが、この実施の形態１では、個々に明るさと発光色が調整できるため、当該ばらつきを認識され難くすることができる。

以上のように、この実施の形態１では、ＬＥＤ点灯装置１を図１に示すように構成し、所定の繰り返し周期で、１パルスごとにピーク電流（出力電流Ｉｏ）の高い電流を供給してＬＥＤ２−１〜２−ｎを点灯する。これによって、出力電流Ｉｏのピーク電流が一定であることからＬＥＤの発光色を一定にすることができ、また発光色を問わなければ出力電流Ｉｏのピーク電流を高くすることにより、ＬＥＤの見かけ上の発光量（明るさ）を高くすることができる。さらに、発振器４の発振周波数を操作して繰り返し周期を早くすることにより、ＬＥＤの点灯、消灯の１サイクルが高速化され、ちらつき（フリッカ）を視認されないようにすることが可能である。

また、上記実施の形態１では、規定電流における発光色が同等なＬＥＤを、当該同等な発光色で点灯させる場合を示したが、通電電流によってＬＥＤの発光色が変化することを利用すれば、特定の通電電流で発光色が異なるＬＥＤであっても、通電電流を適切に選定することにより、所望の発光色で点灯させることが可能である。
例えば、ＬＥＤの量産技術は日々進歩しているものの、現時点においては、まだＬＥＤヘッドランプはＬＥＤ単体での発光量が少ないため、車輌１台あたりに複数のＬＥＤを用いて構成することが必要である。また、ＬＥＤ毎の発光量と発光色のばらつきは正規分布的に存在し、ＬＥＤヘッドランプに用いる複数のＬＥＤは、当該分布の中から特定電流値（規定電流値）における発光量と発光色が同等な複数のＬＥＤを選別して用いる必要がある場合がある。この場合、ＬＥＤヘッドランプの製造工程としては、ＬＥＤの製造メーカにおいて、規定電流値における発光量と発光色が同等なＬＥＤを選別し、ＬＥＤヘッドランプの製造メーカが、そのＬＥＤを当該規定電流値で点灯するＬＥＤヘッドランプとして完成させることが考えられる。
しかしながら、この実施の形態１においては、ＬＥＤを規定電流値とは異なる平均電流値とピーク電流値を通電することが可能であり、特に、ＬＥＤを複数直列に接続したＬＥＤ回路を車輌１台あたりに複数用いてヘッドランプを構成する場合に、規定電流値においては発光量と発光色が異なる複数のＬＥＤ回路を、各ＬＥＤ回路へ通電する平均電流値とピーク電流値とを互いに異ならせて同等の発光量と発光色に近付けることが可能となる。
同様に、規定電流値における発光量と発光色が互いに異なる複数のＬＥＤ回路を使用しながらも、車輌のヘッドランプとして、規定の発光量と発光色に近付けることが可能となる。

例えば、図１の構成において、コンパレータ６の比較値（電圧Ｖｃ）を調節することで、シャント抵抗Ｒ１によって検出されたチョークコイルＬ１とスイッチングトランジスタ７に流れる電流Ｉ_ＦＥＴを任意の値に制御できる。なお、比較電圧Ｖｃを変更して通電するパルス状の電流Ｉ_ＦＥＴを任意の値に変化させても、ＬＥＤの通電電流（出力電流Ｉｏ）は、誤差増幅器３により平均値（平均電流Ｉａ）を制御すれば、発光量（明るさ）が変化することはない。これにより、ピーク電流を高くして繰り返し動作の周期を長くすることで、発光量（明るさ）を一定に保ちつつ、発光色を変化させることができる。この構成は、後述する実施の形態２〜７においても適用可能である。

さらに、上記実施の形態１において、ＬＥＤの通電電流（平均電流Ｉａ）を一定の低電流に制御することにより、ＤＲＬ（Daytime Running Lamps）用電源として使用できる。例えば、実施の形態１によるＬＥＤ点灯装置１をＬＥＤ式のヘッドランプに適用することで、同じ発光色において、通常走行状態の明るい（発光量の高い）点灯と昼間走行用の発光量を絞った減光（ＤＲＬ）点灯が可能である。
このように、実施の形態１では、専用の部品を追加することなく、ＤＲＬ対応のＬＥＤ点灯装置を実現することができる。通常走行状態の点灯から発光量を絞ったＤＲＬ点灯状態への切り替え、あるいはその逆の切り替えは、図１の電圧Ｖｔを可変として、例えば不図示の車輌ドライバによるスイッチ操作や、車輌の周囲温度を検出する不図示の照度検出手段の検出結果に応じて、当該電圧Ｖｔの値を変更することにより行うことができる。このとき、図１の電圧Ｖｃを変化させなければ、ＬＥＤの発光色を変化させずに発光量を変化させることができる。また、ＬＥＤの発光色を変える場合には、図１の電圧Ｖｃを変更するようにしてもよい。図１の電圧Ｖｔの変更や、図１の電圧Ｖｃの変更を行う手段としては、後述する実施の形態７に示す第１の調整手段や、第２の調整手段を用いることができ、これら第１の調整手段や第２の調整手段が電圧Ｖｔや電圧Ｖｃを切り替える目標電圧値を不図示の記憶手段に予め記憶しておけばよい。なお、上述の制御を実施の形態２〜７においても実施すれば、実施の形態２〜７のＬＥＤ点灯装置も、ＤＲＬ対応のＬＥＤ点灯装置とすることができる。

実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図３に示すように、実施の形態２によるＬＥＤ点灯装置１Ａは、図１に示した構成のうち、チョークコイルＬ１をオートトランスＬ２（１次コイルの巻回数ｎ１、２次コイルの巻回数ｎ２）に置き換えている。また、ＬＥＤ点灯装置１Ａでは、ＬＥＤ２−１〜２−ｎの各々に印加される電圧を略均等に配分する素子として抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎを各ＬＥＤに並列に接続している。なお、スイッチングトランジスタ７、直流電源８及びオートトランスＬ２からステップアップ電源（電源供給部）が構成される。この他の構成要素については図１と同一若しくはこれに相当するものであるので、同一符号を付して重複する説明を省略する。

次に動作について説明する。
図４は、図３中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図であり、図４（ａ）は発振器（ＶＣＯ）４の出力電圧波形、図４（ｂ）はＦＦ５の出力電圧波形、図４（ｃ）は電流Ｉ_ＦＥＴの波形、図４（ｄ）は出力電圧波形、図４（ｅ）は出力電流Ｉｏの波形を示している。上記実施の形態１で示した図２と同様に、発振器４から入力した矩形波の立ち上がりエッジのタイミングで、ＦＦ５がハイレベル（高電位）となる駆動信号を出力端子Ｑから出力する（図４（ａ）（ｂ）参照）。

スイッチングトランジスタ７のオン期間において、図４（ｃ）に示すようなピーク値を有するパルス状の電流Ｉ_ＦＥＴが、オートトランスＬ２の１次コイルからドレイン端子−ソース端子間に流れる。なお、図４（ｃ）中の破線の比較値は基準電源Ｖｃの電圧であり、この比較値とシャント抵抗Ｒ１に発生した電流Ｉ_ＦＥＴの電流量を表す電圧とがコンパレータ６によって比較される。

出力電流Ｉｏは、図４（ｅ）に示すように、スイッチングトランジスタ７がオフのときに、オートトランスＬ２の２次コイルから流出してＬＥＤ直列回路に通電されるパルス状の電流である。なお、スイッチングトランジスタ７がオフしたときにオートトランスＬ２の２次コイルから流出する出力電流Ｉｏの先頭のピーク電流は、スイッチングトランジスタ７がオンしたタイミングで１次コイルから終末に流れるピーク電流（電流Ｉ_ＦＥＴ）にオートトランスＬ２の巻数比（１次コイルの巻回数ｎ１／２次コイルの巻回数ｎ２）を乗じた電流値となる。

図４（ｅ）中に破線で示した平均電流Ｉａの値は、誤差増幅器３の積分器によって出力電流Ｉｏを平均化処理した電流値である。この平均電流Ｉａと基準電源Ｖｔからの目標電流とが誤差増幅器３によって比較され、上記実施の形態１と同様にして平均電流Ｉａの値が一定になるように制御される。

上記周期の１サイクルあたりの出力電力は、（オートトランスＬ２のインダクタンス×パルス状電流Ｉ_ＦＥＴの２乗）／２で求められる。従って、パルス状電流Ｉ_ＦＥＴを一定にすれば、サイクル数と出力電力とは比例することから、繰り返し動作の周期（図４（ａ）に示す発振器４の出力矩形波の周期）を任意の周期に制御することにより出力電力を制御できる。なお、ＬＥＤ点灯装置１Ａの出力極性は、電源電圧と同極性であっても、電源電圧の極性を反転した極性でも構わない。

このようにパルス状電流Ｉ_ＦＥＴの値を一定にすることで、出力電流Ｉｏのピーク電流を一定にしながらＬＥＤ直列回路に印加される電圧が高いときは出力電流Ｉｏの通電幅が狭くなり、上記電圧が低いときは通電幅が広くなる。これにより、実施の形態２においても、特にフィードバック制御を実施することなく、出力電流Ｉｏの１パルスあたりの出力電力を概ね一定に制御することができる。

なお、オートトランスＬ２は、スイッチングトランジスタ７がオンするタイミングで、図４（ｄ）中に破線で示すように、電源電圧Ｖｉに（２次コイルの巻回数ｎ２／１次コイルの巻回数ｎ１）を乗じた値のトランスのフォワード電圧（ＬＥＤに対して逆方向電圧）を発生する。ただし、ＬＥＤに逆方向電圧を印加してもＬＥＤは点灯しない。図４（ｄ）において、ＧＮＤ（破線）より低い部分がトランスが発生するフォワード電圧であり、ＬＥＤに印加される逆方向電圧である。

また、ＬＥＤ直列回路の各ＬＥＤに逆方向電圧が印加されると、ＬＥＤに多少の逆方向の漏れ電流が生じるが、ＬＥＤの個体差によってその電流量は異なる。このため、ＬＥＤ直列回路において、漏れ電流量が少ない特定のＬＥＤには逆方向電圧が集中することとなる。ここで、ＬＥＤの許容逆方向電圧は５Ｖ程度であり、過度に電圧が集中すると、ＬＥＤが破壊する可能性がある。

そこで、ＬＥＤ２−１〜２−ｎの各々に並列に同一抵抗値の抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎを接続して、各ＬＥＤに印加される電圧を略均等に配分する。これにより、上記特定のＬＥＤに逆方向電圧が集中することを回避でき、個々のＬＥＤに印加される電圧が許容逆方向電圧を超えることを防ぐことができる。

なお、ＬＥＤ２−１〜２−ｎの各々の印加電圧を略均等に配分する素子としては、抵抗の他に、コンデンサや、２個のツェナーダイオードの同極性の片側端子を互いに接続したツェナーダイオード対の使用が可能である。

以上のように、この実施の形態２は、ＬＥＤ点灯装置１Ａを図３に示すように構成し、所定の繰り返し周期で、出力電流Ｉｏとして１パルスごとにピーク電流の高い電流を供給してＬＥＤ２−１〜２−ｎを点灯する。これにより、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

また、上記実施の形態２では、チョークコイルＬ１の代わりにオートトランスＬ２を用い、ＬＥＤ２−１〜２−ｎの各々に印加される電圧を略均等に配分する素子を各ＬＥＤに並列に接続したので、オートトランスＬ２によって逆方向電圧が発生しても、個々のＬＥＤに印加される電圧が許容逆方向電圧を超えないようにすることができる。

実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図５において、実施の形態３によるＬＥＤ点灯装置１Ｂでは、図１に示した構成に対して、電源供給を遮断する回路（図５中に破線で囲った回路）（第１の電源遮断部）を追加している。例えば、ＬＥＤの順方向電圧が３Ｖであり、直列回路を構成するＬＥＤが８個であると、直列回路の順方向電圧の合計値は２４Ｖであるが、直流電源８の電源電圧が２８Ｖであって直列回路の順方向電圧の合計値を超える場合、スイッチングトランジスタ７をオフしているときに直流電源８から電流がＬＥＤの直列回路に流れ続け、出力電流を制御できなくなる。

そこで、実施の形態３では、直流電源８の電源電圧が高いときに、電源供給を遮断する回路を設けている。当該回路は、図５に示すようにトランジスタ７ａ、トランジスタ９、ツェナーダイオード１０及び抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５を備えて構成される。電界効果トランジスタであるトランジスタ７ａは、チョークコイルＬ１の一端にドレイン端子が接続し、ソース端子がトランジスタ９のエミッタ端子、抵抗Ｒ５の一端、及び直流電源８に接続しており、ゲート端子が抵抗Ｒ３を介して接地される。

また、抵抗Ｒ５は、一端が直流電源８、トランジスタ７ａのソース端子及びトランジスタ９のエミッタ端子に接続しており、他端がツェナーダイオード１０のカソードに接続し、ツェナーダイオード１０を介して接地される。トランジスタ９は、バイポーラトランジスタからなり、エミッタ端子がトランジスタ７ａのソース端子、抵抗Ｒ５の一端及び直流電源８に接続し、コレクタ端子がトランジスタ７ａのゲート端子と抵抗Ｒ３との接続点に接続しており、ベース端子が抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ５とツェナーダイオード１０との接続点に接続されている。

直流電源８の電圧が上昇し、ツェナーダイオード１０に印加される電圧がツェナー電圧に到達すると、抵抗Ｒ５を介してツェナーダイオード１０のカソードからアノード、ＧＮＤに電流が流れることによって抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ４を介してトランジスタ９のベース電圧が上昇して、トランジスタ９がオンする。このとき、トランジスタ９及び抵抗Ｒ３を介して直流電源８からの電流がＧＮＤに流れると、トランジスタ７ａのソース−ゲート間の電位差が小さくなり、トランジスタ７ａがオフ状態となる。これにより、直流電源８からチョークコイルＬ１への電流が遮断される。

このようにして、ツェナー電圧がＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値以下になるようにツェナーダイオード１０を選定することにより、当該合計値の電圧を超えないように電源を遮断することができる。ただし、現実には、ＬＥＤの順方向電圧はばらつきが大きく直列回路の順方向電圧の合計値を算出するにあたり設計的な余裕を見込む必要があり、実際に電源電圧と比較する値はＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧、例えば上記順方向電圧が３ＶのＬＥＤを８個直列に接続した場合は、合計値２４Ｖに対して２０％程度の余裕を設けて１９Ｖに設定する必要がある。上記回路では高電源電圧時にＬＥＤが消灯するので、車載用としては例えばポジションランプ等の光源に好適である。

以上のように、この実施の形態３によれば、ツェナーダイオード１０を適切に選定した図５に示すような回路を設けることにより、ＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値を超えないように電源を遮断することができる。これにより、直流電源８の電源電圧が高いときに異常動作の発生やＬＥＤ破壊を回避することが可能である。

なお、上記実施の形態３では、上記実施の形態１で図１を用いて説明したＬＥＤ点灯装置に上記回路を追加した場合を示したが、上記実施の形態２で説明したオートトランスＬ２を用いた構成に適用しても、同様の効果が得られる。

実施の形態４．
図６は、この発明の実施の形態４によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。実施の形態４によるＬＥＤ点灯装置１Ｃは、図３に示した構成に対して、直流電源８からの電源供給を制限するツェナーダイオード（第１の電源制限部）１１を追加する。上記実施の形態３と同様に、直流電源８の電源電圧がＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値を超える一過性の高電圧パルスが印加されても、スイッチングトランジスタ７をオフしているときに直流電源８から電流がＬＥＤの直列回路に流れ続け、出力電流を制御できなくなる。

そこで、実施の形態４では、直流電源８からの電源供給を制限するツェナーダイオード１１を設けている。このツェナーダイオード１１は、例えば大電力用のパワーツェナーダイオードからなり、図６に示すように、カソードが直流電源８及びオートトランスＬ２の一端に接続しており、アノードが接地される。この構成において、直流電源８で予め規定された電圧を超える過電圧が発生しても、当該電圧はツェナーダイオード１１のツェナー電圧にクリップ（制限）され、一過性の大電流パルスがＬＥＤ直列回路に通電されることはない。

このように、ツェナーダイオード１１を適切に選定することにより、ＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値を超えないように電源を制限することができる。なお、この構成であれば、高電源電圧時であってもＬＥＤが消灯することはないので、車載用としては例えばヘッドランプ等の光源に好適である。

以上のように、この実施の形態４によれば、電源の制限用にツェナーダイオード１１を設けることにより、ＬＥＤ直列回路の順方向電圧の合計値を超えないように電源を制限することができる。これにより、直流電源８の電源電圧が高いときにも、異常動作の発生やＬＥＤ破壊を回避することが可能である。

なお、上記実施の形態４では、上記実施の形態２で図３を用いて説明したＬＥＤ点灯装置に上記回路を追加した場合を示したが、上記実施の形態１の構成（チョークコイルＬ１を用いた構成）に適用しても、同様の効果が得られる。

実施の形態５．
図７は、この発明の実施の形態５によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図７に示すように、実施の形態５によるＬＥＤ点灯装置１Ｄは、図３に示した構成のうち、オートトランスＬ２の代わりに絶縁トランス１２を使用している。なお、ステップアップ電源（電源供給部）にトランスを使用すると、上記実施の形態２で説明したようにトランスのフォワード電圧（ＬＥＤに対して逆方向電圧）が発生する。ここで、ＬＥＤの許容逆方向電圧は比較的低い値（５Ｖ程度）であるため、トランスによって印加された逆方向電圧がＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値を超えると、ＬＥＤが破壊する可能性がある。

実施の形態５では、ＬＥＤ直列回路を絶縁トランス１２の２次巻線に発生するフライバック電圧で点灯するときに、絶縁トランス１２の２次巻線に発生するフォワード電圧がＬＥＤ直列回路に逆方向電圧となって印加されることを考慮して、逆方向電圧が発生しても、ＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値を超えないように１次側と２次側の巻線を選定した絶縁トランス１２を使用する。なお、当該許容逆方向電圧に関しても上記順方向電圧と同様なばらつきがあり、設計的な余裕を備えて、設定値は合計値に対して設定した所定の電圧とすることが必要である。

このように構成することにより、ＬＥＤに印加される電圧が許容逆方向電圧を超えないので、ＬＥＤ直列回路の通電電流は個々のＬＥＤが自ら整流して略直流となる。従って、整流用のダイオードを省略することができる。また、絶縁トランス１２の１次側と２次側を分離でき、出力ラインの地絡事故等による破壊を容易に回避できる。

また、スイッチングトランジスタ７がオンするとき、絶縁トランス１２の２次巻線にはフォワード電圧が発生する。このフォワード電圧は（電源電圧×２次コイル巻回数／１次コイル巻回数）で求められる。従って、直流電源８から過電圧が供給されると、ＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値を超える逆方向の過電圧がＬＥＤ直列回路に印加される。

そこで、ＬＥＤ点灯装置１Ｄには、電源から過電圧が供給されたときには電源供給を遮断する回路（図７中に破線で囲った回路）（第２の電源遮断部）を設けている。当該回路は、図７に示すようにコンパレータ１３及びＡＮＤ回路１４を備えて構成される。コンパレータ１３は、反転入力端子が直流電源８と絶縁トランス１２との接続点に接続し、非反転入力端子に基準電源Ｖａが接続しており、出力端子がＡＮＤ回路１４の一方の入力端子に接続している。ＡＮＤ回路１４は、一方の入力端子がコンパレータ１３の出力端子に接続され、もう一方の入力端子がＦＦ５の出力端子Ｑと接続しており、出力端子がスイッチングトランジスタ７のゲート端子に接続している。

当該回路において、コンパレータ１３は、直流電源８の電源電圧と基準電源Ｖａの所定の電圧値（ＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値に応じて設定した許容電圧値）とを比較しており、電源電圧が基準電源Ｖａの所定の電圧値を超えなければ、出力端子の電位をハイレベル（高電位）に保つが、直流電源８が基準電源Ｖａの所定の電圧値を超えると、出力端子の電位をロウレベル（低電位）にする。

ＡＮＤ回路１４では、ＦＦ５とコンパレータ１３の出力がともにハイレベルであると、出力をハイレベルにしてスイッチングトランジスタ７をオンさせる。これにより、絶縁トランス１２からＬＥＤ直列回路へ電圧が印加される。一方、直流電源８が過電圧となってコンパレータ１３の出力がロウレベルになると、ＡＮＤ回路１４は、出力をロウレベルにしてスイッチングトランジスタ７をオフし、電源供給を遮断する。

このように、上記回路は、スイッチングトランジスタ７がオンのタイミングで発生する絶縁トランス１２の２次巻線のフォワード電圧がＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値より高くなる電源電圧が入力されるときに、スイッチングトランジスタ７のスイッチング動作を停止させる。このとき、ＬＥＤは消灯するので、ＬＥＤ点灯装置１Ｄは、車載用としては例えばポジションランプ等の光源に好適である。

以上のように、この実施の形態５によれば、ＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値を超えないように１次側と２次側の巻線を選定した絶縁トランス１２をステップアップ電源に使用したので、出力ラインの地絡事故等による破壊を容易に回避できる。

また、実施の形態５によれば、絶縁トランス１２の２次巻線のフォワード電圧がＬＥＤ直列回路の許容逆方向電圧の合計値より高くならないように、スイッチングトランジスタ７のスイッチング動作を停止させる回路を設けたので、直流電源８の電源電圧が高いときであっても、逆方向電圧の印加に起因した異常動作の発生やＬＥＤ破壊を回避することが可能である。

さらに、上記実施の形態５において、上記回路（図７中に破線で囲った回路）の代わりに、上記実施の形態４と同様な接続関係でツェナーダイオード（第２の電源制限部）を設けてもよい。当該ツェナーダイオードとしては、例えば大電流用のパワーツェナーダイオード（ツェナー電圧がＬＥＤ直列回路の逆方向電圧の合計値を超えないもの）を使用する。このように構成すれば、ＬＥＤ直列回路に印加される電圧がツェナー電圧にクリップ（制限）されるので、同様に逆方向電圧の印加に起因した異常動作の発生やＬＥＤ破壊を回避できる。なお、この場合、ＬＥＤが消灯することはないので、車載用としてはヘッドランプ等の光源に好適である。

実施の形態６．
上記実施の形態１〜５のように、ステップアップ電源が１つの構成では、スイッチングトランジスタ７をオンするタイミング（出力電流Ｉｏは零）が存在するので、ＬＥＤに通電するピーク電流を定格値よりも高くしなければ定格の発光量が得られない場合がある。例えば、スイッチングトランジスタ７のオンデューティが５０％ならば、ピーク電流を４倍にしなければならない。しかしながら、高発光量のＬＥＤの許容電流値は、定格電流値の２倍程度であるために、スイッチングトランジスタ７のオンデューティを確保しつつ、ＬＥＤのピーク電流は低くする必要がある。

そこで、この実施の形態６では、例えば２個のステップアップ電源を並列に接続し、発振器（ＶＣＯ；Voltage Controlled Oscillator）４の出力を分配してそれぞれの電源の動作タイミングが交互に発生するようにして、電流が出力されない一方のスイッチングトランジスタがオンしている最中に、他方のステップアップ電源のスイッチングトランジスタをオフして出力電流ＩｏをＬＥＤ直列回路に出力する構成としている。

図８は、この発明の実施の形態６によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。図８に示すように、実施の形態６によるＬＥＤ点灯装置１Ｅは、直流電源８に接続する絶縁トランス１２−１，１２−２からなる２つのステップアップ電源を備える。絶縁トランス１２−１，１２−２は、直流電源８に並列に接続し、１次巻線のもう一端にスイッチングトランジスタ７−１，７−２のドレイン端子が接続しており、２次巻線の一端がダイオードＤ１，Ｄ２のアノードにそれぞれ接続している。ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、コイルＬ１及びコンデンサＣからなるフィルタ回路を介してＬＥＤ直列回路のＬＥＤ２−１のアノードに接続している。

スイッチングトランジスタ７−１，７−２は、ソース端子がシャント抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂを介して接地されており、ゲート端子がフリップフロップ５−１，５−２（以下、ＦＦ５−１，５−２と略称する）の出力端子Ｑにそれぞれ接続している。ＦＦ５−１，５−２のリセット端子Ｒには、コンパレータ６−１，６−２の出力端子にそれぞれ接続しており、ＦＦ５−１のセット端子ＳにはＦＦ５の出力端子Ｑが接続し、ＦＦ５−２のセット端子ＳにはＦＦ５の反転出力端子Ｑバーが接続している。

コンパレータ６−１，６−２は、所定の電流値を与える基準電源Ｖｃが反転入力端子にそれぞれ接続し、非反転入力端子がスイッチングトランジスタ７−１，７−２のソース端子とシャント抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂとの接続点にそれぞれ接続している。また、ＦＦ５は、クロック端子ＣＫに発振器４の出力が接続しており、発振器４が出力する矩形波のエッジタイミング毎に出力を反転する出力端子Ｑと、その反転値を反転出力端子Ｑバーから出力する。

次に動作について説明する。
ＬＥＤ直列回路に流れるパルス状の出力電流Ｉｏは、抵抗Ｒ０及びコンデンサＣ０を用いた積分器を兼ねる誤差増幅器３によって平均化処理される。誤差増幅器３は、上記実施の形態１〜５と同様に、当該平均化処理した電流Ｉａの値と基準電源Ｖｔからの目標電流値とを比較し、両者の誤差を増幅した電圧を発振器４に印加する。

発振器４では、誤差増幅器３の出力電圧に応じた発振周波数の矩形波を２分周するＦＦ５のクロック端子ＣＫに出力する。ここで、発振器４は、平均電流Ｉａの値が目標電流値よりも高ければ発振周波数を下げ、目標電流値よりも低ければ発振周波数を上げる。ＦＦ５は、クロック端子ＣＫを介して発振器４から入力した矩形波のエッジタイミング毎に出力を反転する出力端子Ｑの立ち上がりエッジによって、ＦＦ５−１をセットし、このＦＦ５−１の出力端子Ｑからの出力でスイッチングトランジスタ７−１をオンするとともに、その反転値を反転出力端子Ｑバーの立ち上がりエッジによって、ＦＦ５−２をセットし、このＦＦ５−２の出力端子Ｑからの出力でスイッチングトランジスタ７−２をオンする。

また、シャント抵抗Ｒ１ａの両端には、スイッチングトランジスタ７−１がオンであるとき、絶縁トランス１２−１の１次コイルからスイッチングトランジスタ７−１のドレイン−ソース間を流れた電流Ｉ_{ＦＥＴ−１}の電流量を表す電圧が生じる。コンパレータ６−１では、この電流Ｉ_{ＦＥＴ−１}による電圧値と基準電源Ｖｃの所定電圧値とを比較してシャント抵抗Ｒ１ａに発生する電圧降下が基準電圧Ｖｃの所定電圧値に達したか否かを検出する。同様に、コンパレータ６−２は、電流Ｉ_{ＦＥＴ−２}による電圧値と基準電源Ｖｃの所定電圧値とを比較してシャント抵抗Ｒ１ｂに発生する電圧降下が基準電圧Ｖｃの所定電圧値に達したか否かを検出する。

ここで、上記電圧降下が基準電圧Ｖｃの電圧値に達すると、コンパレータ６−１，６−２は、ＦＦ５−１，５−２のリセット端子Ｒをハイレベル（高電位）にする。ＦＦ５−１，５−２では、コンパレータ６−１，６−２によってリセット端子Ｒの電位がハイレベルにされたタイミングで、出力端子Ｑから出力している駆動信号をロウレベル（低電位）にしてスイッチングトランジスタ７−１，７−２をオフする。

２つのステップアップ電源からの出力電流は、ダイオードＤ１，Ｄ２によって加算されてＬＥＤ直列回路へ通電される。このとき、コイルＬ１及びコンデンサＣからなるフィルタ回路によって出力電流Ｉｏの急峻な電流変化を抑制し、ノイズが除去される。

図９は、図８中のＬＥＤ点灯装置の各構成回路の出力波形を示す図であり、図９（ａ）は発振器（ＶＣＯ）４の出力電圧波形、図９（ｂ）はＦＦ５の出力端子Ｑからの出力電圧波形、図９（ｃ）は絶縁トランス１２−１とスイッチングトランジスタ７−１に流れる電流Ｉ_{ＦＥＴ−１}の波形、図９（ｄ）は絶縁トランス１２−２とスイッチングトランジスタ７−２に流れる電流Ｉ_{ＦＥＴ−２}の波形、図９（ｅ）出力電流Ｉｏの波形を示している。図９（ａ）（ｂ）は、発振器４から入力した矩形波の立ち上がりエッジのタイミングで、ＦＦ５の出力端子Ｑと、反転出力端子Ｑバーの出力をそれぞれ反転する様子を示す。

スイッチングトランジスタ７−１，７−２は、ＦＦ５−１，５−２からの駆動信号がハイレベルの間にオン状態となり、ロウレベル（低電位）になるとオフ状態となる。また、スイッチングトランジスタ７−１，７−２は、ＦＦ５から出力された互いに反転した矩形波に応じて交互に動作する。これにより、図９（ｃ）（ｄ）に示すように、スイッチングトランジスタ７−１，７−２の互いのオフ期間を補間するように電流Ｉ_{ＦＥＴ−１}，Ｉ_{ＦＥＴ−２}が、絶縁トランス１２−１，１２−２からスイッチングトランジスタ７−１，７−２のドレイン−ソース間に流れる。

なお、図９（ｃ）（ｄ）中の破線の比較値は基準電源Ｖｃの電圧であり、この比較値とシャント抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂに発生した電流Ｉ_{ＦＥＴ−１}，Ｉ_{ＦＥＴ−２}の電流量を表す電圧とがコンパレータ６−１，６−２で比較される。また、図９（ａ）から図９（ｃ）（ｄ）へ引いた破線で示すように、図９（ａ）に示す発振器４の出力矩形波の立ち上がりエッジを交互に分配して、スイッチングトランジスタ７−１，７−２が交互に動作して、交互に通電電流が流れている様子を示す。

出力電流Ｉｏは、ダイオードＤ１，Ｄ２により加算されて、図９（ｅ）に示すように、スイッチングトランジスタ７−１がオフのときに、絶縁トランス１２−１からＬＥＤ直列回路へ流れるパルス状の電流と、スイッチングトランジスタ７−２がオフのときに、絶縁トランス１２−２からＬＥＤ直列回路へ流れるパルス状の電流との合計値となる。

なお、これら両ステップアップ電源からの出力電流は、図９（ｅ）に示すように、コイルＬ及びコンデンサＣからなるフィルタ回路によって尖塔部分が滑らかに抑制されてサイン波に近い波形となる。このように、各ステップアップ電源から出力電流をＬＥＤ直列回路へ通電する経路にコイルＬ１及びコンデンサＣからなるフィルタ回路を設けたので、急峻な電流が抑制され、ノイズ発生を軽減することができる。このフィルタ回路は、上記実施の形態１〜５の構成に設けても構わない。

また、図９（ｅ）中に破線で示した平均電流Ｉａは、誤差増幅器３の積分器によって出力電流Ｉｏを平均化処理した電流値である。この平均電流Ｉａの値と基準電源Ｖｔからの目標電流とが誤差増幅器３により比較され、平均電流Ｉａの値が一定になるように制御される。

以上のように、この実施の形態６では、ＬＥＤ点灯装置１Ｅを図８に示すように構成し、発振器４の出力をそれぞれの電源の動作タイミングとして分配し使用して、電流が出力されない一方のスイッチングトランジスタがオンしている最中、他方のステップアップ電源のスイッチングトランジスタをオフしてそれぞれの出力電流をダイオードＤ１，Ｄ２で加算してＬＥＤ直列回路に通電する。このようにすることにより、過剰なピーク電流をＬＥＤに通電することなく、定格（直流）電流に近い電流をＬＥＤに通電して点灯させることが可能である。

なお、上記実施の形態６では、２個のステップアップ電源を並列に接続した構成を示したが、３個以上のステップアップ電源を並列に接続して、各々の出力電流の発生間隔を補間するように構成しても構わない。

また、上記実施の形態６では、ステップアップ電源に絶縁トランス１２−１，１２−２を用いた構成を例に挙げたが、上記実施の形態１で示したチョークコイルＬ１を用いる電源や、上記実施の形態２で示したオートトランスＬ２を用いる電源を複数並列に接続し、これらがＬＥＤ直列回路へ出力する電流の通電間隔を互いに補間するように制御することにより、上記と同様の効果を得ることができる。

実施の形態７．
この実施の形態７は、ＬＥＤ直列回路に通電するパルス電流値（出力電流Ｉｏの値）を任意に調節する第１の制御部、及び、ＬＥＤ直列回路に通電された平均電流Ｉａの値を任意に調整する第２の制御部のうちの少なくとも一方を備えるものである。第１及び第２の制御部としては、例えば上記実施の形態１で示した図１において、コイルＬ１とスイッチングトランジスタ７に流れる電流Ｉ_ＦＥＴと比較する比較値（Ｖｃ）、及び、出力電流Ｉｏの値との誤差を増幅するための目標となる電流相当の値（Ｖｔ）を、可変抵抗を用いて任意の電圧に調整したり、ＬＥＤ点灯装置の点灯制御を行う不図示のマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）の出力をＤ／Ａコンバータを用いて変換した任意のアナログ電圧値に調整することが可能である。

上記可変抵抗の値の設定、あるいはＣＰＵに適切な情報を設定するタイミングの１つの例としては、製品（ＬＥＤ点灯装置）が組み立てられてから出荷までの間の工程が挙げられる。当該タイミングにおいて所定の発光色あるいは発光量となるように、可変抵抗を操作あるいはＣＰＵにデータとして記憶する。ＣＰＵが利用するデータは、ＥＥＰＲＯＭ（Electronically Erasable and Programmable Read Only Memory）を記憶媒体として記憶することも可能である。

このように、ＬＥＤを所定の発光色にするための比較値（Ｖｃ）の所定値（比較基準値）及びＬＥＤを所定の発光量で点灯させるための目標値（Ｖｔ）の所定値（比較基準値）を予め決定しておき、これらの値に基づいて、上記可変抵抗の値の調節や上記ＣＰＵによるＬＥＤ点灯制御を行う。

また、上記タイミングの別な例としては、ＬＥＤを長時間点灯し、経時変化が発生したときが挙げられる。このときに予め用意した特性変化データに基づいて、上記ＣＰＵが、比較値Ｖｃあるいは目標値Ｖｔを補正するようにしてもよい。例えば、ＣＰＵが出力電圧値あるいは電流値等からＬＥＤの発光量の変化をモニタしておき、経時変化によりＬＥＤが暗くなる（変化が生じる）と、目標値ＶｔをＣＰＵによって調整し出力電流値を増加させて（平均電流Ｉａの値を増加させて）明るさを調整する。

この他のタイミングの例として、積算したＬＥＤの点灯時間が、所定の点灯時間に達するときも挙げられる。このとき、平均電流Ｉａの値を再度調整するようにしてもよい。例えば、積算した点灯時間が所定時間に達すると、ＬＥＤが経時変化によって暗くなったと判断し、目標値Ｖｔを所定値に調整して平均電流Ｉａの値を増加させ、所定の明るさに補正する。

以上のように、この実施の形態７によれば、ＬＥＤ直列回路に通電するパルス電流値（出力電流Ｉｏの値）を任意に調整する第１の制御部及び平均電流Ｉａの値を任意に調整する第２の制御部の少なくとも一方を設けたので、ＬＥＤの発光量及び発光色を各々独立して任意な値に調整若しくは補正が可能なＬＥＤ点灯装置を実現することができる。

なお、上記実施の形態７は、上記実施の形態１の構成に適用した場合を示したが、上記実施の形態２〜６の構成に対してＬＥＤ直列回路に通電するパルス電流値（出力電流Ｉｏの値）と平均電流Ｉａの値の少なくとも一方を任意に調整する手段を設けた構成としても上記と同様の効果が得られる。

この発明に係るＬＥＤ点灯装置及びＬＥＤヘッドランプは、所定の周期でスイッチング素子をオンオフ制御する簡易な回路でＬＥＤ点灯装置を実現することができ、部品点数の削減等が可能であるため、車載ヘッドランプやテールランプ等を光源として使用するＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置等に用いるのに適している。

Claims (15)

1. 直流電源にインダクタを介して接続した複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ回路と、前記インダクタに流れる電流を制御するスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をオンして前記直流電源から前記インダクタに電流を通電した後、前記スイッチング素子をオフすることによって発生するパルス状の電流を当該インダクタから前記ＬＥＤ回路に出力して、当該ＬＥＤ回路を点灯する構成のＬＥＤ点灯装置であって、
   前記スイッチング素子に流れるパルス状の電流に対応した電圧値と第１の基準電源電圧値とを入力し、前記スイッチング素子の動作期間を調整することによって、前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流のピーク値を前記第１の基準電源電圧値に対応した電流値に保つように制御する第１の制御部と、
   前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流の平均値に対応した電圧値と第２の基準電源電圧値とを入力し、前記スイッチング素子の動作周期を調整することによって、前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流の平均値を前記第２の基準電源電圧値に対応した電流値に保つように制御する第２の制御部
   とを備えたことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
2. 前記第１の基準電源電圧値および前記第２の基準電源電圧値は調整可能であり、
   前記第１の基準電源電圧値を調整し、前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流のピーク値を変化することで前記ＬＥＤの発光色を変化させ、
   前記第２の基準電源電圧値を調整し、前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流の平均値を変化することで前記ＬＥＤの発光量を変化させる
   ことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
3. 前記第１の基準電源電圧値または前記第２の基準電源電圧値のデータを記憶した記憶部を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載のＬＥＤ点灯装置。
4. 前記第１の基準電源電圧値または前記第２の基準電源電圧値を、前記ＬＥＤの点灯時間に応じて設定したことを特徴とする請求項１から請求項３のうちいずれか１項記載のＬＥＤ点灯装置。
5. 前記第１の基準電源電圧値または前記第２の基準電源電圧値を、前記ＬＥＤ点灯装置が組み立てられてから出荷されるまでの間の工程において設定したことを特徴とする請求項１から請求項３のうちいずれか１項記載のＬＥＤ点灯装置。
6. 前記インダクタは、チョークコイル又はオートトランスであって、
   前記直流電源と前記チョークコイル又は前記オートトランスとの間の経路に設けられ、前記直流電源の電圧が、前記ＬＥＤ回路の前記複数のＬＥＤの各々の順方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧より高くなるときに、前記インダクタへの電源の供給を遮断する第１の電源遮断部を設けた
   ことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
7. 前記インダクタは、チョークコイル又はオートトランスであって、
   前記直流電源と前記チョークコイル又は前記オートトランスとの間の経路に設けられ、前記直流電源の電圧が、前記ＬＥＤ回路の前記複数のＬＥＤの各々の順方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧より高くなるときに、前記インダクタに供給する電源の供給量を制限する第１の電源制限部を設けた
   ことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
8. 前記インダクタは、絶縁トランスであって、
   前記直流電源の電圧が高く、前記絶縁トランスの２次巻線に発生するフォワード電圧が、前記ＬＥＤ回路の前記複数のＬＥＤの各々の許容逆方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧より高くなるときに、前記絶縁トランスに電流を通電する前記スイッチング素子の動作を停止する第２の電源遮断部を設けた
   ことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
9. 前記インダクタは、絶縁トランスであって、
   前記直流電源と前記絶縁トランスとの間の経路に設けられ、前記直流電源の電圧が高く、前記絶縁トランスの２次巻線に発生するフォワード電圧が、前記ＬＥＤ回路の前記複数のＬＥＤの各々の許容逆方向電圧の合計値に対して設定した所定の電圧より高くなるときに、前記絶縁トランスに供給する電源の供給量を制限する第２の電源制限部を設けた
   ことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
10. 前記ＬＥＤ回路の各々のＬＥＤに並列に接続され、前記ＬＥＤ回路に印加された逆方向電圧を前記各々のＬＥＤに略均等に配分する素子を備えたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
11. 前記ＬＥＤ回路へ出力される出力電流の急峻な変化を低減するフィルタ回路を備えたことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
12. 直流電源にインダクタを介して接続した複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ回路を光源とするヘッドランプと、前記インダクタに流れる電流を制御するスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をオンして前記直流電源から前記インダクタに電流を通電した後、前記スイッチング素子をオフすることによって発生するパルス状の電流を当該インダクタから前記ＬＥＤ回路に出力して当該ＬＥＤ回路を点灯する構成のヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置であって、
    前記スイッチング素子に流れるパルス状の電流に対応した電圧値と第１の基準電源電圧値とを入力し、前記スイッチング素子の動作期間を調整することによって、前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流のピーク値を前記第１の基準電源電圧値に対応した電流値に保つように制御する第１の制御部と、
    前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流の平均値に対応した電圧値と第２の基準電源電流値とを入力し、前記スイッチング素子の動作周期を調整することによって、前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流の平均値を前記第２の基準電源電圧値に対応した電流値に保つように制御する第２の制御部
    とを備えたことを特徴とするヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置。
13. 前記ＬＥＤ回路に流れるパルス状の電流の周波数は２０ＫＨｚ以上１ＭＨｚ以下であり、波形は非方形であることを特徴とする請求項１２記載のヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置。
14. 前記第１の基準電源電圧値または前記第２の基準電源電圧値を、車輌を運転するドライバによるスイッチ操作又は車輌の周囲照度を検出する照度検出部の検出結果に応じて設定したことを特徴とする請求項１２記載のヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置。
15. 前記第１の基準電源電圧値または前記第２の基準電源電圧値を、前記ＬＥＤ回路の発光色及び発光量がヘッドランプの規定値に近づくように設定したことを特徴とする請求項１２記載のヘッドランプ用ＬＥＤ点灯装置。

Images