JPH10146049A

JPH10146049A - インターリーブ方式スイッチングコンバータ

Info

Publication number: JPH10146049A
Application number: JP29349996A
Authority: JP
Inventors: Takuya Ishii; 卓也石井; Yoshio Mizutani; 喜夫水谷
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1996-11-06
Filing date: 1996-11-06
Publication date: 1998-05-29
Anticipated expiration: 2016-11-06
Also published as: JP3480201B2

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチングコンバータを並列接続し、各ス
イッチングコンバータのスイッチング手段を交互オンオ
フするインターリーブ方式スイッチングコンバータにお
いて、簡易な制御方式によって任意の位相差を有し、さ
らにスイッチング周波数の変動するようなスイッチング
コンバータにも適用できる手段の提供を目的とする。【解決手段】前段のスイッチング手段１２、１３を駆
動する駆動信号の立ち上がりに同期して第１及び第２の
コンデンサ５１と５２、６１と６２を交互に充放電する
充放電回路５０、６０と、各コンデンサの電圧を比較
し、両電圧差の反転に同期して、スイッチング手段２
２、３２を駆動する制御駆動回路２４、３４とから構成
される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は各種電子機器に使用
されるスイッチングコンバータを並列接続し、各スイッ
チングコンバータのスイッチング手段を順次オンオフす
るインターリーブ方式スイッチングコンバータに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】インターリーブ方式スイッチングコンバ
ータは、例えば特開昭６１−２８８７８０号や特開平１
−２３１６６１号、特開平１−２７０７６９号の各公報
等に開示されているように、２台のスイッチングコンバ
ータであれば１８０度，Ｎ台であれば３６０／Ｎ度の位
相差をもって各スイッチングコンバータのスイッチング
手段をオンオフさせることにより、入出力電流のリップ
ルを軽減させるものである。このような従来のインター
リーブ方式スイッチングコンバータとして、３台の昇圧
型スイッチングコンバータ（以後、昇圧コンバータと略
称する）で構成したインターリーブ方式スイッチングコ
ンバータの回路構成を図１２に示し、その各部動作波形
を図１３に示す。図１２において、１は入力直流電源、
２は出力コンデンサ、３は負荷である。１０は第１のス
イッチングコンバータであり、第１のチョーク１１、第
１のスイッチング手段１２、第１のダイオード１３、第
１の電流検出回路１５、第１のＰＷＭ回路１６から構成
される。２０は第２のスイッチングコンバータで、第２
のチョーク２１、第２のスイッチング手段２２、第２の
ダイオード２３、第２の電流検出回路２５、第２のＰＷ
Ｍ回路２６から構成される。３０は第３のスイッチング
コンバータで、第３のチョーク３１、第３のスイッチン
グ手段３２、第３のダイオード３３、第３の電流検出回
路３５、第３のＰＷＭ回路３６から構成される。４０は
電圧検出回路、７０はクロック回路、７１は分周回路で
ある。入力直流電源１の入力直流電圧は第１のスイッチ
ング手段１２がオンの時に第１のチョーク１１に印加さ
れ、第２のスイッチング手段２２がオンの時に第２のチ
ョーク２１に印加され、第３のスイッチング手段３２が
オンの時に第３のチョーク３１に印加され、各チョーク
に励磁電流が流れる。第１のスイッチング手段１２がオ
フすると入力直流電源１から第１のチョーク１１、第１
のダイオード１３を通して電流が流れ、第１のチョーク
１１を消磁する。第２のスイッチング手段２２がオフす
ると入力直流電源１から第２のチョーク２１、第２のダ
イオード２３を通して電流が流れ、第２のチョーク２１
を消磁する。第３のスイッチング手段３２がオフすると
入力直流電源１から第３のチョーク３１、第３のダイオ
ード３３を通して電流が流れ、第３のチョーク３１を消
磁する。電圧検出回路４０は出力コンデンサ２から負荷
３へ供給される出力直流電圧を検出しており、電圧信号
Veを第１、第２及び第３のＰＷＭ回路１６、２６、３６
へ出力する。クロック回路７０からのクロック信号Vck
を受電する分周回路７１は、図１３（ａ）〜（ｄ）に示
すようにこれを分周して第１、第２及び第３のクロック
信号Vck1、Vck2,Vck3をそれぞれ第１、第２及び第３の
ＰＷＭ回路１６、２６、３６へ出力する。第１、第２及
び第３のＰＷＭ回路１６、２６、３６はそれぞれクロッ
ク信号Vck1、Vck2、Vck3を受電すると、図１３（ｅ）〜
（ｇ）のようにそれぞれ第１、第２及び第３の駆動信号
Vdr1、Vdr2、Vdr3を立ち上げ、スイッチング手段１２、
２２、３２をオンする。第１、第２及び第３の電流検出
回路１５、２５、３５はそれぞれ第１、第２及び第３の
スイッチング手段１２、２２、３２の電流を検出して、
図１３（ｈ）〜（ｊ）に示すように第１、第２及び第３
の電流信号Vi1、Vi2、Vi3を出力する。第１、第２及び
第３のＰＷＭ回路１６、２６、３６は、それぞれ電圧信
号Veと各電流信号Vi1、Vi2、Vi3を比較して、電流信号
が電圧信号に達すると各駆動信号Vdr1、Vdr2、Vdr3を立
ち下げ、各スイッチング手段１２、２２、３２をオフす
る。電圧信号Veは出力直流電圧が上昇すると低下し、低
下すると上昇するので、出力直流電圧が安定化するよう
に各スイッチング手段のデューティ比が制御される。以
上のような動作により、各昇圧コンバータへの入力電流
Ii1、Ii2、Ii３及び入力電流Ii＝Ii1+Ii2+Ii3は図１３
（ｋ）、（ｌ）のようになり、各昇圧コンバータのダイ
オード電流Id1、Id2、Id3及び出力コンデンサ２への充
電電流Ic＝Id1+Id2+Id3は図６（ｍ）、（ｎ）のように
なり、その脈流成分は１台のスイッチングコンバータで
まかなう場合の約１／３で済む。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このようなインターリ
ーブ方式スイッチングコンバータの問題点として、各ス
イッチングコンバータ間の制御回路が複雑化すること
と、位相を適切にずらせるにはスイッチング周波数が固
定でなくてはならないといった制約がある。

【０００４】本発明は、簡易な制御方式によって任意の
位相差を有し、さらにスイッチング周波数の変動するよ
うなスイッチングコンバータにも適用できるインターリ
ーブ方式スイッチングコンバータの提供を目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバー
タは、並列接続されるＮ台のスイッチングコンバータに
おいて、第Ｋ番目（Ｋ＜Ｎ）のスイッチングコンバータ
と第Ｋ＋１番目のスイッチングコンバータとの間に設置
される第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、充放
電回路とからなり、前記充放電回路は、前記第Ｋのスイ
ッチングコンバータのスイッチング手段を駆動する制御
駆動回路の出力の立ち上がりに同期して前記第１のコン
デンサを繰り返し充放電するとともに、前記第１のコン
デンサを充電する時は前記第２のコンデンサを放電し、
前記第１のコンデンサを放電する時は前記第２のコンデ
ンサを充電する機能を有し、前記第Ｋ＋１番目のスイッ
チングコンバータのスイッチング手段を駆動する制御駆
動回路は、前記第Ｋ番目のスイッチングコンバータと第
Ｋ＋１番目のスイッチングコンバータとの間に設置され
る第１及び第２のコンデンサの電圧を比較し、両電圧差
の反転に同期して前記スイッチング手段を駆動する駆動
信号を出力する機能を有するものである。

【０００６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図１から図４を用いて説明する。

【０００７】（実施の形態１）図１は本発明のインター
リーブ方式スイッチングコンバータの回路構成であり、
３台の昇圧コンバータで構成した例である。その各部動
作波形を図２に示す。図１において、１は入力直流電
源、２は出力コンデンサ、３は負荷である。１０は第１
の昇圧コンバータであり、第１のチョーク１１、第１の
スイッチング手段１２、第１のダイオード１３、第１の
制御駆動回路１４、第１の電流検出回路１５から構成さ
れる。第１の電流検出回路１５は、第１のスイッチング
手段１２に流れる電流を検出して、第１の制御駆動回路
１４へ第１の電流信号Vi1を出力する。２０は第２のス
イッチングコンバータであり、第２のチョーク２１、第
２のスイッチング手段２２、第２のダイオード２３、第
２の制御駆動回路２４、第２の電流検出回路２５から構
成される。第２の電流検出回路２５は、第２のスイッチ
ング手段２２に流れる電流を検出して、第２の制御駆動
回路２４へ第２の電流信号Vi2を出力する。３０は第３
のスイッチングコンバータであり、第３のチョーク３
１、第３のスイッチング手段３２、第３のダイオード３
３、第３の制御駆動回路３４、第３の電流検出回路３５
から構成される。第３の電流検出回路３５は、第３のス
イッチング手段３２に流れる電流を検出して、第３の制
御駆動回路３４へ第３の電流信号Vi3を出力する。４０
は電圧検出回路であり、出力コンデンサ２から負荷３へ
供給される出力直流電圧を検出し、第１、第２及び第３
の制御駆動回路１４、２４、３４へ電圧信号Veを出力す
る。第１の制御駆動回路１４は、第１の電流信号Vi1と
電圧信号Veを比較してスイッチングコンバータの出力電
圧を安定化すべく所定のデューティ比の第１の駆動信号
Vdr1を出力する。第１のスイッチング手段１２はVdr1を
受電してオンオフする。５０は第１の充放電回路であ
り、第１の制御駆動回路１４から出力される駆動信号の
立ち上がりに同期して、第１のコンデンサ５１及び第２
のコンデンサ５２を充放電する。第２の制御駆動回路２
４は、第１のコンデンサ５１の電圧Vc1と第２のコンデ
ンサ５２の電圧Vc2を受電して、Vc1とVc2が交差する時
点で立ち上がり、Vi2とVeとの比較により決定されるオ
ン期間を有する第２の駆動信号Vdr2を出力する。第２の
スイッチング手段２２はVdr2を受電してオンオフする。
６０は第２の充放電回路であり、第２の制御駆動回路２
４から出力される駆動信号の立ち上がりに同期して、第
３のコンデンサ６１及び第４のコンデンサ６２を充放電
する。第３の制御駆動回路３４は、第３のコンデンサ６
１の電圧Vc3と第４のコンデンサ６２の電圧Vc4を受電し
て、Vc3とVc4が交差する時点で立ち上がり、Vi3とVeと
の比較により決定されるオン期間を有する第３の駆動信
号Vdr3を出力する。第３のスイッチング手段３２はVdr3
を受電してオンオフする。

【０００８】以上のように構成されたインターリーブ方
式スイッチングコンバータについて、図２を用いて以下
にその動作を述べる。図２は本実施の形態の各部動作波
形図を示す。図２（ａ）は第１の駆動信号Vdr1である。
時刻ｔ０においてVdr1が立ち上がると第１のスイッチン
グ手段１２がオンし、入力直流電源１の入力直流電圧は
第１のチョーク１１に印加され、励磁電流が流れる。こ
の電流を検出した第１の電流検出回路１５からの出力Vi
1は図２（ｆ）のように電圧信号Veと比較される。時刻
ｔ１において、Vi1がVeに達すると第１の駆動信号Vdr1
は立ち下がり、第１のスイッチング手段１２がオフして
入力直流電源１から第１のチョーク１１、第１のダイオ
ード１３を通して電流が流れ、第１のチョーク１１を消
磁する。一方、時刻ｔ０で第１の駆動信号Vdr1の立ち上
がりを検出した第１の充放電回路５０は、図２（ｂ）の
実線ように第１のコンデンサ５１を充電、破線のように
第２のコンデンサ５２を放電する。第１及び第２のコン
デンサ５１、５２の静電容量は等しいものとし、放電電
流は充電電流の２倍であるとすると、両コンデンサの電
圧Vc1とVc2が交差するのはスイッチング周期の約１／３
の時間後ｔ２である。時刻ｔ２でコンデンサ電圧差の反
転を検出した第２の制御駆動回路２４は、図２（ｃ）の
ように第２のスイッチング手段２２をオンする駆動信号
Vdr2を出力する。第２のスイッチング手段２２がオンす
ると、入力直流電源１の入力直流電圧は第２のチョーク
２１に印加され、励磁電流が流れる。この電流を検出し
た第２の電流検出回路２５からの出力Vi2は図２（ｇ）
のように電圧信号Veと比較される。時刻ｔ３において、
Vi2がVeに達すると第２の駆動信号Vdr2は立ち下がり、
第２のスイッチング手段２２がオフして入力直流電源１
から第２のチョーク２１、第２のダイオード２３を通し
て電流が流れ、第２のチョーク２１を消磁する。さら
に、時刻ｔ２で第２の駆動信号Vdr2の立ち上がりを検出
した第２の充放電回路６０は、図２（ｄ）の実線ように
第３のコンデンサ６１を充電、破線のように第４のコン
デンサ６２を放電する。第１及び第２のコンデンサ６
１、６２の静電容量は等しいものとし、放電電流は充電
電流の２倍であるとすると、両コンデンサの電圧Vc3とV
c4が交差するのはスイッチング周期の約１／３の時間後
ｔ４である。時刻ｔ４でコンデンサ電圧差の反転を検出
した第３の制御駆動回路３４は、図２（ｅ）のように第
３のスイッチング手段３２をオンする駆動信号Vdr3を出
力する。第３のスイッチング手段３２がオンすると、入
力直流電源１の入力直流電圧は第３のチョーク３１に印
加され、励磁電流が流れる。この電流を検出した第３の
電流検出回路３５からの出力Vi3は図２（ｈ）のように
電圧信号Veと比較される。時刻ｔ５において、Vi3がVe
に達すると第３の駆動信号Vdr3は立ち下がり、第３のス
イッチング手段３２がオフして入力直流電源１から第３
のチョーク３１、第３のダイオード３３を通して電流が
流れ、第３のチョーク３１を消磁する。電圧信号Veは出
力直流電圧が上昇すると低下し、低下すると上昇するの
で、出力直流電圧が安定化するように各スイッチング手
段のデューティ比が制御される。以上のような動作によ
り、各昇圧コンバータ１０、２０、３０の入力電流Ii
1、Ii2、Ii3は図２（ｉ）のようになり、入力電流Ii＝I
i1+Ii2+Ii3は図２（ｊ）のようになる。また、各昇圧コ
ンバータ１０、２０、３０の出力コンデンサへの充電電
流Id1、Id2、Id3は図２（ｋ）のようになり、Ic＝Id1+I
d2+Id3は図２（ｌ）のようになり、これらの脈流成分は
１台のスイッチングコンバータでまかなう場合の約１／
３で済む。

【０００９】図３は充放電回路５０と第２の制御駆動回
路２４のより具体的な回路構成例を示す。図３におい
て、５００は制御回路用バイアス電源であり、通常チョ
ークなどに別巻線を設けてコンバータ動作中に発生する
電圧を整流平滑して得る。５０１はＤ形フリップフロッ
プ、５０２〜５０５は抵抗、５０６〜５１１はダイオー
ド、５１２〜５１５はトランジスタ、５１６，５１７は
抵抗であり、以上の部品で充放電回路５０を構成する。
２４１はコンパレータ、２４２はインバータ、２４３は
ＥＸ−ＯＲ回路で、その出力を反転している。２４４は
コンパレータ、２４５はＲＳフリップフロップで、以上
の部品で第２の制御駆動回路２４を構成している。その
要部波形を図４に示し、図３の回路の動作を図４を用い
て以下に説明する。なお、充放電回路６０と第３の制御
駆動回路３４も同様の構成と動作であるので説明は省略
する。

【００１０】図４（ａ）は第１の駆動信号Vdr1である。
これをＣＫ端子で受電したＤ形フリップフロップ５０１
は、図４（ｂ）及び図４（ｃ）のようにVdr1の立ち上が
りに同期して反転する信号V1及びV2を出力する。図４
（ｄ）はトランジスタ５１２〜５１５のオンオフの状態
を示す。V1：Ｈ、V2：Ｌの時、ＰＮＰトランジスタ５１
２とＮＰＮトランジスタ５１５はオフ、ＮＰＮトランジ
スタ５１３とＰＮＰトランジスタ５１４がオンしている
ので、第１のコンデンサ５１は放電、第２のコンデンサ
５２は充電され、逆にV1：Ｌ、V2：Ｈの時は第１のコン
デンサ５１は充電、第２のコンデンサ５２は放電され
る。図４（ｅ）はこの充放電の様子を示す。抵抗５１６
の抵抗値をR1、５１７の抵抗値をR2、ダイオード５０６
〜５１１の順方向電圧降下とトランジスタ５１２〜５１
５のベース・エミッタ電圧が等しくVdであるとすると、
充電電流はVd／R1、放電電流はVd／R2の定電流となる。
コンパレータ２４１は第１及び第２のコンデンサ５１、
５２の電圧Vc1、Vc2を入力され、図４（ｆ）のように両
電圧の交差時点で反転する信号V3を出力する。インバー
タ２４２とＥＸ−ＯＲ回路２４３は信号V3を入力され、
図４（ｇ）のようにV3の反転に同期したワンショットパ
ルスV4を出力する。ＲＳフリップフロップ２４５はワン
ショットパルスV4をリセット端子に入力され、これに同
期してその出力即ち第２の駆動信号Vdr2を立ち上げる。
ここで第１及び第２のコンデンサ５１、５２のキャパシ
タンスをＣ、スイッチング周期をTs、充電電流をIchと
すると、充電時の第１のコンデンサ電圧Vc1は、Vc1＝Ic
h・t／Ｃ、充電終了時の電圧Vchは、Vch＝Ich・Ts／Ｃで
表される。一方、放電電流をA・Ich（A＝R1／R2 ＞１)
とすると、放電時の第２のコンデンサの電圧Vc2は、Vc2
＝Ich・Ts／Ｃ−A・Ich・t／Ｃ＝(Ts−A・t)・Ich／Ｃとな
る。交差時点は、Vc1＝Vc2より、t＝Ts/(1+A)となる。
即ち、遅れ時間Tdをスイッチング周期Tsの1/(1+A)にで
きる。本実施例の場合、A=2である。一方、セット端子
には、図４（ｈ），（ｉ）のように第２の電流信号Vi2
と電圧信号Veとを比較したコンパレータ２４４の出力V5
が入力され、Vdr2をV5に同期して立ち下げる。

【００１１】以上のように第１及び第２のコンデンサへ
の充放電電流を調整することで、任意の遅れ時間Tdで次
段のスイッチングコンバータのスイッチング手段を駆動
することができる。本実施の形態の場合、Ｎ＝３である
から、Ａ＝２として遅れ時間をスイッチング周期の１／
３としたが、Ｎ＝４であれば、Ａ＝３として遅れ時間を
スイッチング周期の１／４にできる。さらにＮ＝５であ
れば、Ａ＝４として遅れ時間をスイッチング周期の１／
５にしても良いし、Ａ＝１．５として遅れ時間をスイッ
チング周期の２／５にしても良い。これを一般化する
と、Ａ＝Ｎ／ｎ−１（ｎはＮ／２以下の自然数）とする
ことにより本発明のインターリーブ方式の効果は得られ
る。

【００１２】（実施の形態２）図５は本発明のインター
リーブ方式スイッチングコンバータの回路構成であり、
実施の形態１同様３台の昇圧コンバータで構成した例で
ある。その各部動作波形を図６及び図７に示す。図５に
おいて図１の構成と異なるのは、第１のチョーク１１に
リセット検出巻線１１１を施している点である。また、
第１の制御駆動回路１４は、第１のダイオード１３がオ
フしてリセット検出巻線１１１の電圧が反転するのを検
出すると第１の駆動信号Vdr1を立ち上げる機能を有す
る。即ち、第１の昇圧コンバータ１０は、臨界モード動
作をする。通常臨界モード動作をするスイッチングコン
バータは、ダイオードがゼロ電流ターンオフするのでリ
カバリーノイズが発生しないが、入力電圧が高いほど、
また出力電流が小さいほど、スイッチング周期が短くな
る。以下に図６及び図７を用いて、臨界モード動作のよ
うにスイッチング周期の変動するスイッチングコンバー
タに対しても、本発明によればスイッチング周期の所定
の割合の遅れ時間で次段のスイッチングコンバータのス
イッチング手段を駆動することができることを説明す
る。

【００１３】図６（ａ）に示すような第１駆動信号Vdr1
で、時刻ｔ０において第１のスイッチング手段１２がオ
ンすると、入力直流電源１の入力直流電圧が第１のチョ
ーク１１に印加され、ゼロから直線的に増加する励磁電
流が流れる。この電流を第１の電流検出手段１５が検出
し、第１の制御駆動回路１４によって電圧信号Veと比較
される。時刻ｔ１においてVi1がVeに達するとVdr1は立
ち下がり、第１のスイッチング手段１２はオフする。第
１のチョーク１１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出
され、消磁電流Id1が第１のダイオード１３を流れる。
この消磁電流が流れ終わって第１のチョーク１１及びリ
セット検出巻線１１１の電圧が反転すると、再び第１の
駆動信号Vdr1が立ち上がり、上記動作を繰り返す。第１
の充放電回路５０によって、図６（ｂ）のように第１の
駆動信号Vdr1の立ち上がりに同期して第１及び第２のコ
ンデンサ５１、５２が充放電され、図６（ｃ）のように
スイッチング周期の約１／３の遅れ時間で第２の昇圧コ
ンバータ２０のスイッチング手段２２が駆動されるこ
と、さらに図６（ｄ）のように第２の充放電回路６０に
よって第２の駆動信号Vdr2の立ち上がりに同期して第３
及び第４のコンデンサ６１、６２が充放電され、図６
（ｅ）のようにスイッチング周期の約１／３の遅れ時間
で第３の昇圧コンバータ３０のスイッチング手段３２が
駆動されることは図１と同様である。以上の動作から各
昇圧コンバータの入力電流Ii1、Ii2、Ii3は図６（ｆ）
のようになり、このコンバータの入力電流Ii＝Ii1+Ii2+
Ii3は図６（ｇ）のようになる。また、各昇圧コンバー
タのダイオード電流Id1、Id2、Id3は図６（ｈ）のよう
になり、出力コンデンサ２への充電電流はIc＝Id1+Id2+
Id3は図６（ｉ）のようになる。

【００１４】次に図７は図６の動作から出力電流が小さ
くなった条件での各部動作波形を示す。スイッチング周
期が短くなるが、図７（ｂ）、（ｄ）のように第１及び
第２のコンデンサ５１、５２、第３及び第４のコンデン
サ６１、６２の充放電電圧Vc1,Vc2,Vc3,Vc4の振幅が小
さくなり、それらの交差時点はやはりスイッチング周期
の１／３に落ち着いている。即ち本発明は、臨界モード
のようにスイッチング周期の変動するようなスイッチン
グコンバータに対しても、そのスイッチング周期の所定
の割合の時間だけ遅れて次段のスイッチングコンバータ
が動作できる。

【００１５】なお、以上の実施の形態では本発明を昇圧
コンバータに適用してきたが、他のスイッチングコンバ
ータにも適用できることは言うまでもあるまい。

【００１６】また、充放電回路を各スイッチングコンバ
ータから独立して説明してきたが、第１の制御駆動回路
１４は従来のスイッチング電源用制御ＩＣを使用し、第
２以降の制御駆動回路に充放電回路等を組み入れて集積
化すれば安価で汎用性のあるインターリーブ方式スイッ
チングコンバータが構築できる。

【００１７】（実施の形態３）図８は本発明のインター
リーブ方式スイッチングコンバータの回路構成であり、
２つの昇圧コンバータを用いて力率改善コンバータに適
用したものである。図８において、１００は入力交流電
源、１０１は入力フィルター、１０２はブリッジダイオ
ード、２は出力コンデンサ、３は負荷である。４０は電
圧検出回路であり、出力コンデンサ２から負荷３へ供給
される出力直流電圧を検出し、基準電圧と比較増幅した
電圧信号Veを出力する。１０は第１の昇圧コンバータで
あり、第１のチョーク１１、第１のスイッチング手段１
２、第１のダイオード１３、第１の制御駆動回路１４
０、第１の電流検出回路１５から構成される。第１のチ
ョーク１１にはリセット検出巻線１１１が施され、第１
の制御駆動回路１４０へ接続される。第１の電流検出回
路１５は、第１のスイッチング手段１２に流れる電流を
検出し、第１の電流信号Vi1を第１の制御駆動回路１４
０へ出力する。第１の制御駆動回路１４０は、第１の駆
動信号Vdr1を出力して第１のスイッチング手段１２をオ
ンオフするとともに、後述の基準電流信号Viiを出力す
る。２０は第２の昇圧コンバータであり、第２のチョー
ク２１、第２のスイッチング手段２２、第２のダイオー
ド２３、第２の制御駆動回路２４０、第２の電流検出回
路２５から構成される。第２の電流検出回路２５は、第
２のスイッチング手段２２に流れる電流を検出し、第２
の電流信号Vi2を第２の制御駆動回路２４０へ出力す
る。第２の制御駆動回路２４０は、第２の駆動信号Vdr2
を出力して第２のスイッチング手段２２をオンオフす
る。図９は第１の制御駆動回路１４０及び第２の制御駆
動回路２４０の構成を示す。図１０及び図１１は本実施
の形態における各部動作波形を示す。

【００１８】まず第１の昇圧コンバータ１０の動作を図
９と図１０を用いて説明する。図９に示すように第１の
制御駆動回路１４０は、乗算回路１４１、コンパレータ
１４２、抵抗１４３、電圧源１４４、コンパレータ１４
５、インバータ１４６、ＮＯＲ回路１４７、ＲＳフリッ
プフロップ１４８を有する。ブリッジダイオード１０２
の出力即ち入力整流電圧をViとする。図１０（ａ）は第
１の駆動信号Vdr1である。Vdr1が立ち上がると、第１の
スイッチング手段１２がオンし、第１のチョーク１１に
入力整流電圧Viが印加され、ゼロから直線的に増加する
励磁電流が流れる。この励磁電流は第１の電流検出回路
１５によって検出され、第１の電流信号Vi1が出力され
る。入力整流電圧Viと電圧信号Veは、乗算回路１４１に
よって乗算され、基準電流信号Viiとして出力される。
コンパレータ１４２は、図１０（ｄ）、（ｅ）のように
第１の電流信号Vi1と基準電流信号Viiを比較し、Vi1がV
iiを越えると、Ｈとなる信号Vfを出力する。VfがＨとな
ると、リセット端子に受電したＲＳフリップフロップ１
４８はその出力Vdr1を立ち下げる。Vdr1が立ち下がる
と、第１のスイッチング手段１２はオフし、第１のチョ
ーク１１の電圧は反転し、蓄えられた励磁エネルギーは
第１のダイオード１３を介して出力コンデンサ２へ放出
される。リセット検出巻線１１１には図１０（ｂ）のよ
うな電圧が発生しており、抵抗１４３を介してコンパレ
ータ１４５によって、電圧源１４４の電圧と比較され
る。第１のチョーク１１に蓄えられた励磁エネルギーが
放出し終わり、第１のダイオード１３がオフすると、第
１のチョーク１１及びリセット検出巻線の電圧は反転
し、コンパレータ１４５の出力はＨからＬになる。図１
０（ｃ）のように、この立ち下がりをインバータ１４６
とＮＯＲ回路１４７で検出してワンショットパルスVck
を出力する。ワンショットパルスVckをセット端子に受
電したＲＳフリップフロップ１４８は、その出力である
駆動信号Vdr1を立ち上げる。以上の動作を繰り返す第１
の昇圧コンバータ１０のスイッチング周期は入力交流電
源１００の周期より十分短く、１スイッチング周期での
入力整流電圧Viの変動は無視できるものである。時間軸
を拡げて入力整流電圧Viの様子を図１０（ｆ）に示す。
一方、電圧検出回路４０は、その応答周波数を入力交流
周波数より十分低く設定しておけば電圧信号Veは入力交
流電圧の１周期内において変動しない直流値であるか
ら、ViとVeの積であるViiはViに比例する。入力電流Ii1
のピーク値はViiに比例するのであるから、その動作波
形は図１０（ｇ）のようにピーク値がViに比例したもの
となる。Ii1の平均値もViに比例する。即ち、第１の昇
圧コンバータ１０は、それ単独で臨界モード型力率改善
コンバータを構成している。臨界モード型力率改善コン
バータはダイオードリカバリーノイズが無いという長所
はあるが、入力電流のピーク値とリップル電流が大き
く、単独では大電力に不向きという短所がある。

【００１９】次に第２の昇圧コンバータ２０の動作を図
９及び図１１を用いて説明する。図９に示すように第２
の制御駆動回路２４０は、コンパレータ２４１、インバ
ータ２４２、出力を反転されたＥＸ−ＯＲ回路２４３、
コンパレータ２４４、ＲＳフリップフロップ２４５、Ｄ
形フリップフロップ２４６、抵抗２４７〜２５０、トラ
ンジスタ２５１〜２５４、定電流源２５５，２５６、第
１及び第２のコンデンサ２５７，２５８、ＡＮＤ回路２
５９、ＮＯＲ回路２６０、抵抗２６１，２６２、トラン
ジスタ２６３，２６４を有する。コンパレータ２４１か
らＲＳフリップフロップ２４５の部品で構成される部分
は実施の形態１の図３の第２の制御駆動回路２４に相当
し、Ｄ形フリップフロップ２４６から定電流源２５５，
２５６の部品で構成される部分は実施の形態１の図３の
充放電回路５０に相当する。図１１（ａ）は第１の駆動
信号Vdr1で、図１１（ｂ）はVdr1の立ち上がりに同期し
て反転するＤ形フリップフロップ２４６の出力信号V1で
ある。信号V1とこれの反転した信号V2によってトランジ
スタ２５１〜２５４はオンオフし、図１１（ｃ）のよう
に第１及び第２のコンデンサ２５７，２５８を充放電す
る。コンパレータ２４１はVc1とVc2とを比較し、図１１
（ｄ）のように交差時点で反転する出力信号V3を出力す
る。ＡＮＤ回路２５９とＮＯＲ回路２６０は信号V1とV3
を入力され、図１１（ｅ）、（ｆ）のようにそれぞれ信
号V6，V7を出力する。信号V6，V7によってオンオフされ
るトランジスタ２６３，２６４は、それぞれ第１及び第
２のコンデンサ２５７，２５８を、各放電期間内におけ
るVc1とVc2の交差時点以後にゼロ電圧まで急速放電す
る。従って充電は必ずゼロ電圧から開始され、定電流源
２５５，２５６の電流が等しいものとすると、第１及び
第２のコンデンサ２５７，２５８の電圧Vc1とVc2が交差
するのは、１位相前のスイッチング周期の１／２の時点
となる。インバータ２４２、出力を反転されたＥＸ−Ｏ
Ｒ回路２４３は、信号V3を受電して、図１１（ｇ）のよ
うにV3の反転に同期したワンショットパルスV4を出力す
る。ワンショットパルスV4をセット端子で受電したＲＳ
フリップフロップ２４５はその出力である第２の駆動信
号Vdr2を立ち上げ、第２のスイッチング手段２２をオン
する。第２のスイッチング手段２２がオンすると、第２
のチョーク２１に入力整流電圧Viが印加され、ゼロから
直線的に増加する励磁電流が流れる。この励磁電流は第
２の電流検出回路２５によって検出され、第２の電流信
号Vi2が出力される。第２の電流信号Vi2は、図１１
（ｈ），（ｉ）のようにコンパレータ２４４によって基
準電流信号Viiと比較され、Vi2がViiを越えるとコンパ
レータ２４４の出力信号V5はＨとなる。信号V5がＨとな
ると、リセット端子に受電したＲＳフリップフロップ２
４５はその出力Vdr2を立ち下げる。図１１（ｊ）は第２
の駆動信号Vdr2を示す。Vdr2が立ち下がると、第２のス
イッチング手段２２はオフし、第２のチョーク２１の電
圧は反転し、蓄えられた励磁エネルギーは第２のダイオ
ード２３を介して出力コンデンサ２へ放出される。前述
のようにスイッチング周期は入力交流周期よりも十分短
いので、１スイッチング周期における入力電圧Viの変動
は無視できる。第２のチョーク２１のインダクタンスが
第１のチョーク１１と等しいものとすると、励磁電流も
同じ基準電流信号Viiに追従させているので、第１のチ
ョーク１１と第２のチョーク２１の励磁エネルギーも等
しくなる。従って、Vdr1が立ち上がって上記動作が繰り
返され、再びVdr2が立ち上がる時には、第２のチョーク
２２の励磁エネルギーは放出し終わり、第２のチョーク
２２の励磁電流はゼロから直線的に増加する。第２の昇
圧コンバータは、第１の昇圧コンバータと同じスイッチ
ング周期とデューティ比で、半スイッチング周期だけ遅
れて動作する。以上より、時間軸を拡大した第１及び第
２の昇圧コンバータの入力電流Ii1，Ii2は図１１（ｋ）
のようになり、ブリッジダイオード１０２を流れる入力
電流Ii＝Ii1+Ii2は図１１（ｌ）のようなリップル成分
の少ない電流波形となる。

【００２０】なお、本実施の形態では２台の昇圧コンバ
ータによるインターリーブ方式スイッチングコンバータ
を、力率改善コンバータに適用した例を説明してきたの
で、第１及び第２のコンデンサ２５７，２５８への充放
電電流は等しいとしたが、一般にＮ台の場合において
は、放電電流を充電電流のＮ／ｎ−１倍（ｎはＮ／２以
下の自然数）とすればよいことは、実施の形態１の説明
で述べた通りである。

【００２１】またスイッチングコンバータとして昇圧コ
ンバータ以外のものを適用しても同様の効果が得られる
ことも同様である。

【００２２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、簡易な制
御方式によって任意の位相差を有し、さらにスイッチン
グ周期の変動するようなスイッチングコンバータにも適
用できるインターリーブ方式スイッチングコンバータが
実現できる。特に臨界モード動作するスイッチングコン
バータに本発明を適用すれば、ダイオードリカバリーノ
イズが無いという臨界モード動作の長所を活かしなが
ら、入出力電流リップルが大きくて大電力に不向きでっ
たという短所も克服できるという有利な効果が得られ
る。このような本発明の効果は力率改善コンバータにも
好適である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態によるインターリーブ方
式スイッチングコンバータの回路構成図

【図２】（ａ）〜（ｌ）は図１の各部動作波形図

【図３】図１の充放電回路及び第２の制御駆動回路の回
路構成図

【図４】（ａ）〜（ｊ）は図２の各部動作波形図

【図５】本発明の実施の形態２によるインターリーブ方
式スイッチングコンバータの回路構成図

【図６】（ａ）〜（ｉ）は図５の各部動作波形図

【図７】（ａ）〜（ｉ）は図５の各部動作波形図

【図８】本発明の実施の形態３によるインターリーブ方
式スイッチングコンバータの回路構成図

【図９】図８の第１及び第２の制御駆動回路の回路構成
図

【図１０】（ａ）〜（ｇ）は図８の各部動作波形図

【図１１】（ａ）〜（ｌ）は図８の各部動作波形図

【図１２】従来のインターリーブ方式スイッチングコン
バータの回路構成図

【図１３】（ａ）〜（ｎ）は図１２の各部動作波形図

【符号の説明】

１入力直流電源２出力コンデンサ３負荷１０第１のスイッチングコンバータ１１第１のチョーク１２第１のスイッチング手段１３第１のダイオード１４第１の制御駆動回路１５第１の電流検出手段２０第２のスイッチングコンバータ２１第２のチョーク２２第２のスイッチング手段２３第２のダイオード２４第２の制御駆動回路２５第２の電流検出手段３０第３のスイッチングコンバータ３１第３のチョーク３２第３のスイッチング手段３３第３のダイオード３４第３の制御駆動回路３５第３の電流検出手段４０電圧検出回路５０充放電回路５１第１のコンデンサ５２第２のコンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】並列接続されるＮ台のスイッチングコン
バータと、第Ｋ番目（Ｋ＜Ｎ）のスイッチングコンバー
タと第Ｋ＋１番目のスイッチングコンバータとの間にそ
れぞれ設けられる第１のコンデンサと、第２のコンデン
サと、充放電回路とからなり、前記充放電回路は、前記第Ｋのスイッチングコンバータ
のスイッチング手段を駆動する制御駆動回路の出力の立
ち上がりに同期して前記第１のコンデンサを繰り返し充
放電するとともに、前記第１のコンデンサを充電する時
は前記第２のコンデンサを放電し、前記第１のコンデン
サを放電する時は前記第２のコンデンサを充電する機能
を有し、前記第Ｋ＋１番目のスイッチングコンバータのスイッチ
ング手段を駆動する制御駆動回路は、前記第Ｋ番目のス
イッチングコンバータと第Ｋ＋１番目のスイッチングコ
ンバータとの間に設置される第１及び第２のコンデンサ
の電圧を比較し、両電圧差の反転に同期して前記スイッ
チング手段を駆動する駆動信号を出力する機能を有する
インターリーブ方式スイッチングコンバータ。
【請求項２】前記充放電回路は、少なくとも前記第１
及び第２のコンデンサの電圧差が反転するまでの期間に
おいて、放電電流を充電電流の約Ｎ／ｎ−１倍（ｎはＮ
／２以下の自然数）とした請求項１記載のインターリー
ブ方式スイッチングコンバータ。
【請求項３】交流入力電圧を整流して入力され、直流
出力電圧を負荷回路に供給する、Ｎ台の並列接続された
スイッチングコンバータにおいて、第１番目のスイッチングコンバータは少なくとも、第１
のスイッチング手段と、前記第１のスイッチング手段に
流れる電流を検出して第１の電流信号を出力する第１の
電流検出回路と、出力電圧を検出して電圧信号を出力す
る電圧検出回路と、所定のデューティ比の第１の駆動信
号を出力して前記第１のスイッチング手段を駆動する第
１の制御駆動回路を有し、前記第１の制御駆動回路は、入力電圧を検出して前記電
圧信号と演算して基準電流信号を出力し、前記第１の電
流信号と前記基準電流信号を比較して、前記第１の駆動
信号のデューティ比を決定する機能を有し、第Ｋ番目（１＜Ｋ≦Ｎ）のスイッチングコンバータは少
なくとも、第Ｋのスイッチング手段と、前記第Ｋのスイ
ッチング手段に流れる電流を検出して第Ｋの電流信号を
出力する第Ｋの電流検出回路と、前記第Ｋのスイッチン
グ手段を駆動する第Ｋの駆動信号を出力する第Ｋの制御
駆動回路を有し、前記第Ｋの制御駆動回路は、第１及び第２のコンデンサ
を有し、第Ｋ−１番目のスイッチングコンバータの有す
る第Ｋ−１の制御駆動回路の出力する第Ｋ−１の駆動信
号を検出して、第Ｋ−１の駆動信号の立ち上がりに同期
して前記第１のコンデンサを繰り返し充放電するととも
に、前記第１のコンデンサを充電する時は前記第２のコ
ンデンサを放電し、前記第１のコンデンサを放電する時
は前記第２のコンデンサを充電し、前記第１及び第２の
コンデンサの電圧を比較し、両電圧差の反転に同期して
前記第Ｋの駆動信号を立ち上げて前記第Ｋのスイッチン
グ手段をオンし、前記第Ｋの電流信号と前記基準電流信
号を比較して前記第Ｋのスイッチング手段のオン期間を
決定する機能を有するインターリーブ方式スイッチング
コンバータ。