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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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1. GEBIET DER
ERFINDUNG:
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf eine schaltende Konverterschaltung, die, auf verschiedene
Typen von elektronischen Einheiten anwendbar ist. Genauer bezieht
sich die vorliegende Erfindung auf eine verschachtelt schaltende
Konverterschaltung, in der mehrere schaltende Konverter, die parallel
zueinander verbunden sind, alternierend nach AN/AUS geschaltet werden,
und auf ein Verfahren zum Steuern der schaltenden Konverter.
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2. BESCHREIBUNG DES STANDES
DER TECHNIK:
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Verschiedene Typen von verschachtelt schaltenden
Konverterschaltungen sind z. B. in den japanischen Offenlegungsschriften
mit den Nummern 61-288780, 1-231661 und 1-270769, dem US-Patent
Nr. 5.508.903 u. a. beschrieben. In einer schaltenden Konverterschaltung
des Standes der Technik werden unter der Annahme, dass die schaltende
Konverterschaltung eine Anzahl N (wobei N eine ganze Zahl gleich
oder größer als
2 ist) von Schalt-Konvertern enthält, die Schalt-Konverter alternierend
mit einer Phasendifferenz von 360/N° nach AN/AUS geschaltet. Wenn
z. B. eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung zwei Schalt-Konverter
(d. h. N = 2) enthält,
werden die zwei darin enthaltenden Schalt-Konverter mit einer Phasendifferenz von
180° alternierend
nach AN/AUS geschaltet. Unter einer solchen Konfiguration kann die
Amplitude einer Welligkeit, die im Eingangs/Ausgangs-Strom erzeugt
wird, reduziert werden, wobei die Frequenz der Welligkeit erhöht werden
kann. Da außerdem
eine an den Eingangs-/Ausgangs-Filtern anliegende Last reduziert
werden kann, können
die Filter verkleinert werden.
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Da in einer solchen herkömmlichen
verschachtelt schaltenden Konverterschaltung die jeweiligen schaltenden
Konverter mit einer angemessenen Phasendifferenz nach AN/AUS geschaltet werden,
ist die Schaltfrequenz fest. Somit war es unmöglich, eine verschachtelt schaltende
Konverterschaltung zu bilden, indem solche schaltenden Konverter,
wie z. B. Rufdrosselkonverter mit einer Schaltfrequenz, die in Abhängigkeit
von den Eingangs/Ausgangs-Bedingungen variabel ist, kombiniert werden.
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US
5.563.780 offenbart eine Leistungsumsetzungsanordnung,
die kleine, sequenziell geschaltete Konverter parallel anwendet.
Gemäß einer
Ausführungsform
wird ein Wechselstromeingang gefiltert und gleichgerichtet. Der
gefilterte Gleichstromeingang wird anschließend parallel an 16 geschaltete Modusleistungsschaltungen
angelegt, die jeweils einen MOSFET-Schalter umfassen, der durch
MOSFET-Ansteuerungen angesteuert wird, die ihrerseits durch eine
sequenzielle Kette von Verzögerungsleitungsschaltungen
ausgelöst
werden. Diese erste Verzögerungsleitungsschaltung
stellt vier Verzögerungssignale
bei 0, 200, 400 und 600 ns Verzögerung phasenverschoben
von einem Signal, das von einer herkömmlichen PMW-Primärsteuerschaltung,
die mittels eines Takts angesteuert wird, bereitstellt, zur Verfügung. Jede
der Verzögerungsleitungsschaltungen
liefert effektiv um 200 ns getrennt verzögerte Impulse an ihren entsprechenden
MOSFET-Treiber, der seinerseits der Reihe nach die vier Konverterschaltungen
ansteuert, die mit diesem verbunden sind. Zu dem Zeitpunkt, zu dem
800 ns erreicht worden sind, wird die zweite Verzögerungsleitungsschaltung
ausgelöst
und liefert in ähnlicher
Weise vier 200ns-Verzögerungssignale
zum zweiten MOSFET-Treiber, wobei die weiteren Konverter ebenfalls
sequenziell mit Zeitinkrementen von 200 ns beginnend bei 800 ns nach
Einleitung eines Impulses von der primären. Steuerschaltung angesteuert
werden. In derselben Weise werden alle 16 Konverterschaltungen sequenziell
für eine
Zeitspanne angesteuert, die durch die Impulsbereite bestimmt wird,
die von der primären Steuerung
während
einer durch den Takt definierten Zyklusperiode von 3,2 ms erzeugt
wird.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
der vorliegenden Erfindung enthält:
einen ersten und einen zweiten Schalt-Konverter, die parallel zueinander
verbunden sind; eine erste Steuer-Ansteuerung zum Schalten des ersten
Schalt-Konverters nach AN/AUS; eine Lade-/Entladevorrichtung mit
einem ersten und einen zweiten Kondensator, die die ersten und zweiten
Kondensatoren abwechselnd lädt/entlädt, in Reaktion
auf das Schalten des ersten Schalt-Konverters nach AN/AUS; und eine
zweite Steuer-Ansteuerung zum Schalten der zweiten Schalt-Konverter
nach AN/AUS synchron zu einer Inversion einer Differenz zwischen
den Spannungen der ersten und zweiten Kondensatoren.
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Weitere Ausführungsformen sind in den Ansprüche 2 bis
8 definiert.
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Im Steuerverfahren für einen
Schalt-Konverter der vorliegenden Erfindung werden in Reaktion auf
ein Schalten eines ersten Schalt-Konverters nach AN/AUS zwei Kondensatoren
alternierend geladen/entladen, wobei ein zweiter Schalt-Konverter durch
Vergleichen von Spannungen der zwei Kondensatoren miteinander nach
ANIAUS geschaltet wird.
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Im folgenden werden die Funktionen
oder Wirkungen beschrieben, die von der vorliegenden Erfindung erreicht
werden sollen.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung,
die die obenbeschriebenen Konfigurationen verwendet, kann selbst
dann, wenn die Schaltfrequenz eines ersten Schalt-Konverters variiert
wird, ein zweiter Schalt-Konverter mit einer beliebigen Phasendifferenz
angesteuert werden. An der führenden
Flanke eines ersten Ansteuersignals wird ein erster Kondensator
von einem Entladezustand bei 0 V in einen Konstantstrom-Ladezustand
geschaltet, wobei ein zweiter Kondensator gleichzeitig von einem
Ladezustand in einen Entladezustand geschaltet wird. Die Anfangsspannung
des zweiten Kondensators an diesem Lade-/Entlade-Übergangspunkt
ist proportional zu einer Schaltperiode. Dies liegt daran, dass
der zweite Kondensator mit einem konstanten Strom über eine
Schaltperiode des ersten Schalt-Konverters geladen worden ist. Die
ansteigende Spannung des ersten Kondensators, der geladen wird, übersteigt
bald die abnehmende Spannung des zweiten Kondensators, der entladen
wird. Dieser Kreuzungspunkt, d. h. die führende Flanke eines zweiten
Ansteuersignals, ist gegenüber
der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals um ein Zeitintervall verzögert, das
proportional zur Schaltperiode ist. Durch geeignetes Setzen des
Lade-/Entladestroms für
die jeweiligen Kondensatoren kann der zweite Schalt-Konverter mit
einer beliebigen Phasendifferenz bezüglich der Schaltperiode des
ersten Schalt-Konverters angesteuert werden.
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In einem Schalt-Konverter, wie z.
B. einem Rufdrosselkonverter, wird dann, wenn der Reaktorstrom eines
Transformators oder einer Drosselspule gleich 0 wird, ein Schalter
eingeschaltet. Eine solche Operation wird als Operation in einem
kritischen Modus bezeichnet, der sich an einer Grenze zwischen einem
kontinuierlichen Modus (der Reaktorstrom fließt kontinuierlich) und einem
diskontinuierlichen Modus (der Reaktorstrom fließt diskontinuierlich) befindet.
Im Vergleich zum kontinuierlichen Modus sind die Amplitude des Schaltstroms
und diejenige des Eingangs-/Ausgangs-Welligkeitsstroms größer, jedoch sind das Einschaltrauschen
des Schalters und das Diodenerholungsrauschen im kritischen Modus klein.
Somit ist das Rauschen in einem relativ niedrigen Frequenzbereich,
das durch eine Schaltfrequenz oder deren Oberwellen hervorgerufen
wird, groß,
jedoch ist das Rauschen in einem relativ hohen Frequenzbereich,
das durch das Einschaltrauschen und das Erholungsrauschen hervorgerufen
wird, klein.
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Die vorliegende Erfindung ist auf
einen Schalt-Konverter anwendbar, der in einem kritischen Modus
arbeitet, wo die Schaltfrequenz in Abhängigkeit von den Eingangs-/Ausgangs-Bedingungen
veränderlich
ist. Durch Anwenden der vorliegenden Erfindung auf einen solchen
Schalt-Konverter, der im kritischen Modus arbeitet, können der
Eingangs/Ausgangs-Welligkeitsstrom und das Rauschen in einem niedrigen
Frequenzbereich reduziert werden.
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Die hier beschriebene Erfindung ermöglicht somit
die Vorteile, dass (1) eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung
geschaffen wird, in der die Schalt-Konverter mit einer beliebigen
Phasendifferenz und einer veränderlichen
Schaltfrequenz geschaltet werden können, indem eine vereinfachte Steuerung
durchgeführt
wird, und (2) ein Verfahren zum Steuern der Schalt-Konverter geschaffen
wird, die in einer solchen verschachtelten Weise zu schalten sind.
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Diese und andere Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden für
Fachleute beim Lesen und Verstehen der folgenden genauen Beschreibung
mit Bezug auf die beigefügten
Figuren offensichtlich.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockschaltbild, das eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung
in einem ersten Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
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2 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 1 zeigt.
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3 ist
ein Blockschaltbild, das spezifische Schaltungskonfigurationen der
Steuer-Ansteuerungen
und der Lade-/Entladevorrichtung der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung
der 1 zeigt.
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4 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das Wellenformen der jeweiligen Signale
in den in 3 gezeigten
Schaltungsabschnitten zeigt.
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5 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in den in 3 gezeigten
Schaltungsabschnitten in dem Zustand zeigt, in dem die Potenziale
der ersten und zweiten Kondensatoren abgewichen sind.
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6 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in einer Variante der in 3 gezeigten
Schaltungsabschnitte zeigt.
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7 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in einer weiteren Variante der in 3 gezeigten
Schaltungsabschnitte zeigt.
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8 ist
ein Blockschaltbild, das eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung
in einem zweiten Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
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9 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in der in 8 gezeigten
verschachtelt schaltenden Konverterschaltung zeigt.
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10 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in dem Zustand zeigt, in dem die Schaltperiode der verschachtelt schaltenden
Konverterschaltung der 8 variiert worden
ist.
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11 ist
ein Blockschaltbild, das die Konfigurationen einer Lade-/Entladevorrichtung
und, einer zweiten Steuer-Ansteuerung zeigt, die die Hauptschaltungsabschnitte
einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung in einem dritten
Beispiel der vorliegenden Erfindung sind.
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12 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in den in 11 gezeigten
Schaltungsabschnitten zeigt.
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13 ist
ein Blockschaltbild, das eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung
in einem vierten Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
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14 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 13 zeigt.
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15 ist
ein Blockschaltbild, das eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung
in einem fünften
Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
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16A und 16B sind Blockschaltbilder,
die jeweils die Konfigurationen einer ersten und einer zweiten Steuer-Ansteuerung
in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 15 zeigen.
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17 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
zur Erläuterung der
Operation eines ersten Aufwärtskonverters
in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 15 zeigt.
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18 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
zur Erläuterung der
Operation eines zweiten Aufwärtskonverters
in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 15 zeigt.
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19 ist
ein Blockschaltbild, das die Konfigurationen der Schaltungsabschnitte
zeigt, die eine Lade-/Entladevorrichtung, eine Spitzenhaltevorrichtung,
einen Komparator und eine zweite Steuer-Ansteuerung in einer verschachtelt
schaltenden Konverterschaltung in einem sechsten Beispiel der vorliegenden
Erfindung enthalten.
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20 ist
ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale
in den in 19 gezeigten
Schaltungsabschnitten zeigt.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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BEISPIEL 1
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1 zeigt
eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung in einem ersten
Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
des ersten Beispiels ist unter Verwendung von zwei Aufwärtskonvertern
konfiguriert. 2 zeigt
die Wellenformen der jeweiligen Signale in der in 1 gezeigten verschachtelt schaltenden
Konverterschaltung.
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Wie in 1 gezeigt
ist, enthält
die verschachtelt schaltende Konverterschaltung: eine Eingangs-Gleichstrom-(DC)-Stromversorgung
1; einen Ausgangskondensator 2; eine Last 3; und
einen ersten Aufwärtskonverter 10a.
Der erste Aufwärtskonverter 10a enthält: eine
erste Drosselspule 11; einen ersten Schalter 12;
eine erste Diode 13; eine erste Steuer-Ansteuerung 14a;
und einen ersten Stromdetektor 15. Der erste Stromdetektor 15 erfasst
den Strom, der über
den ersten Schalter 12 fließt, um somit ein erstes Stromsignal
Vi1 auszugeben.
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Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
enthält
ferner einen zweiten Aufwärtskonverter 20.
Der zweite Aufwärtskonverter 20 enthält: eine
zweite Dros selspule 21; einen zweiten Schalter 22;
eine zweite Diode 23; eine zweite Steuer-Ansteuerung 24;
und einen zweiten Stromdetektor 25. Der zweite Stromdetektor 25 erfasst
den Strom, der über den
zweiten Schalter 22 fließt, um somit ein zweites Stromsignal
Vi2 auszugeben.
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Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
enthält
ferner einen Spannungsdetektor 4. Der Spannungsdetektor 4 erfasst
eine Ausgangs-Gleichspannung, die vom Ausgangskondensator 2 an
die Last 3 angelegt werden soll, um somit ein Spannungssignal
Ve auszugeben, das eine Differenz zwischen der Gleichspannung und
einer Referenzspannung darstellt. Die erste Steuer-Ansteuerung 14a empfängt das
erste Stromsignal Vi1 und das Spannungssignal Ve, um somit ein erstes
Ansteuersignal Vdr1 auszugeben, das eine vorgegebene Periode und
ein vorgegebenes Tastverhältnis
aufweist. Der erste Schalter 12 empfängt das erste Ansteuersignal
Vdr1 und wird in Reaktion auf das erste Ansteuersignal Vdr1 nach
AN/AUS geschaltet.
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Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
enthält
ferner: eine Lade-/Entladevorrichtung 40; einen ersten
Kondensator 41; und einen zweiten Kondensator 42.
Die Lade-/Entladevorrichtung 40 empfängt das erste Ansteuersignal
Vdr1 und lädt/entlädt alternierend
die ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 mit
einem freigegebenen Strom synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals
Vdr1. Genauer, während
der erste Kondensator 41 geladen wird, wird der zweite
Kondensator 42 entladen. Im Gegensatz hierzu wird dann,
während
der erste Kondensator 41 entladen wird, der zweite Kondensator 42 geladen.
Die zweite Steuer-Ansteuerung 24 empfängt eine Spannung Vc1 des ersten
Kondensators 41, eine Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 42,
das zweite Stromsignal Vi2 und das Spannungssignal Ve, um somit
ein zweites Ansteuersignal Vdr2 auszugeben, das am Kreuzungspunkt
der Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 aktiviert wird und eine
vorgegebene Ein-Zeitperiode aufweist. Der zweite Schalter 22 empfängt das
zweite Ansteuersignal Vdr2 und wird in Reaktion auf das zweite Ansteuersignal
Vdr2 nach AN/AUS geschaltet.
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Im folgenden wird mit Bezug auf 2 die Operation der verschachtelt
schaltenden Konverterschaltung mit einer solchen Konfiguration beschrieben.
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2(a) zeigt
die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1, das von der ersten
Steuer-Ansteuerung 14a ausgegeben wird. Wenn das erste
Ansteuersignal Vdr1 aktiviert ist, wird der erste Schalter 12 eingeschaltet
und ein Anregungsstrom fließt durch
die erste Drosselspule 11. Der erste Stromdetektor 15 erfasst
diesen Anregungsstrom, um somit das erste Stromsignal Vi1 mit einer
in 2(d) gezeigten Wellenform auszugeben.
Der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 wird mit demjenigen des Spannungssignals
Ve von der ersten- Steuer-Ansteuerung 14a verglichen. Wenn
der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 den Pegel des Spannungssignals
Ve erreicht, wird das erste Ansteuersignal Vdr1 deaktiviert. Bei
der hinteren Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 wird der erste
Schalter 12 ausgeschaltet. Anschließend wird die Energie, die
in der ersten Drosselspule 11 gespeichert worden ist, als
Strom 1d1 mit einer in 2(i) gezeigten
Wellenform über
die erste Diode 13 ausgegeben. Somit wird der Eingangsstrom
des ersten Aufwärtskonverters 10a,
d. h. der Strom 1i1, der durch die erste Drosselspule 11 fließt, so gestaltet,
wie in 2(f) gezeigt ist.
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2(b) zeigt
die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten
Kondensatoren 41 bzw. 42. Die Lade-/Entladevorrichtung
40 empfängt
das erste Ansteuersignal Vdr1 und lädt und entlädt alternierend die ersten
und zweiten Kondensatoren 41 und 42 synchron mit
der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1.
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Die zweite Steuer-Ansteuerung 24 empfängt die
ersten und zweiten Spannungen Vc1 und Vc2 und deaktiviert das zweite
Ansteuersignal Vdr2 am Kreuzungspunkt der ersten und zweiten Spannungen Vc1
und Vc2, wie in 2(c) gezeigt ist.
Wenn das zweite Ansteuersignal Vdr2 vom zweiten Schalter 22 empfangen
wird, wird der zweite Schalter 22 eingeschaltet, so dass
der Anregungsstrom durch die zweite Drosselspule. 21 fließt. Der
zweite Stromdetektor 25 erfasst diesen Anregungsstrom,
um somit das zweite Stromsignal Vi2 mit einer in 2(e) gezeigten
Wellenform auszugeben. Der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2 wird
mit dem Pegel des Spannungssignals Ve von der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 verglichen.
Wenn der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2 den Pegel des Spannungssignals
Ve erreicht, wird das zweite Ansteuersignal Vdr2 deaktiviert. An
der hinteren Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2 wird der zweite
Schalter 22 ausgeschaltet.
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Anschließend wird die Energie, die
in der zweiten Drosselspule 21 gespeichert worden ist,
als Strom 1d2 mit einer in 2(j) gezeigten
Wellenform über
die zweite Diode 23 ausgegeben. Somit wird der Eingangsstrom
des zweiten Aufwärtskonverters 20, d.
h. der Strom 1i2, der durch die zweite Drosselspule 21 fließt, so gestaltet,
wie in 2(g) gezeigt ist. Wenn die
Ausgangs-Gleichspannung ansteigt, wird der Pegel des Spannungssignals
Ve niedriger. Wenn im Gegensatz hierzu die Ausgangs-Gleichspannung abnimmt,
wird der Pegel des Spannungssignals Ve höher. Die Tastverhältnisse
der Schaltperioden der Schalter 12 und 22 werden
so gesteuert, dass die Ausgangs-Gleichspannung stabilisiert wird.
Unter der Annahme, dass der Strom zum Laden/Entladen der ersten
und der zweiten Kondensatoren 41 und 42 einem
vorgegebenen gleichmäßigen Pegel
aufweist, kreuzen die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 einander
zu einem Zeitpunkt, der ausgehend von der vorderen Flanke des ersten
Ansteuersignals Vdr1 um ein Zeitintervall verzögert ist, das einer Hälfte einer
Schaltperiode entspricht.
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Das heißt, die ersten und zweiten
Aufwärtskonverter 10a und 20 bilden
eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung, die eine Phasendifferenz gleich
einer halben Schaltperiode aufweist. Der Eingangsstrom Ii (= Ii1
+ Ii2) dieser verschachtelt schaltenden Konverterschaltung variiert,
wie in 2(h) gezeigt ist, während der
Ladestrom Ic (= Id1 + Id2) für den
Ausgangskondensator 2 wie in 2(k) gezeigt variiert.
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3 zeigt
genauere Schaltungskonfigurationen der ersten Steuer-Ansteuerung 14a,
der Lade-/Entladevorrichtung 40 und der zweiten Steuer-Ansteuerung 24.
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Da die erste Steuer-Ansteuerung 14a eine herkömmliche
Strommodus-Steuervorrichtung ist, wird deren Operation nur kurz
beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden die Operationen
der Lade-/Entladevorrichtung 40 und der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 mit
Bezug auf die Wellenformen der jeweiligen Signale, die in 4 gezeigt sind, genauer
beschrieben.
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In der ersten Steuer-Ansteuerung 14a wird ein
Einschaltimpuls mit einer vorgegebenen Frequenz, die von einem Oszillator 149 erzeugt
worden ist, von einem RS-Flip-Flop 148 an
einem Setz-Anschluss empfangen, wodurch das erste Ansteuersignal
Vdr1 aktiviert wird. Ein erster Komparator 142 empfängt das
erste Stromsignal Vi1 und das Spannungssignal Ve vom ersten Stromdetektor 15 bzw. vom
Spannungsdetektor 4 und vergleicht deren Pegel miteinander.
Wenn der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 den Pegel des Spannungssignals
Ve überschreitet,
empfängt
das RS-Flip-Flop einen Ausschaltimpuls H an seinem Rücksetzanschluss,
wodurch das erste Ansteuersignal Vdr1 deaktiviert wird. Durch Erhöhen/Verringern
des Pegels des Spannungssignals Ve wird die Impulsbreite des ersten
Ansteuersignals Vdr1, d. h. die EIN-Periode des ersten Schalters 12,
geregelt und die Ausgangs-Gleichspannung stabilisiert.
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Die Lade-/Entladevorrichtung 40 enthält: eine
Steuervorrichtungs-Vorspannungs- Stromversorgung 400 zum
Durchführen
einer Gleichrichtung und einer Welligkeitsfilterung für eine Spannung,
die während
der Operation des Konverters erzeugt wird, gewöhnlich durch separates Vorsehen
einer Spule wie z. B. einer Drosselspule; ein D-Flip-Flop 401;
Widerstände 402 bis 405;
Dioden 406 bis 411; Transistoren 412 bis 415;
und Widerstände 416 und 417 zum Steuern
des Lade-/Entlade-Stroms. Andererseits enthält die zweite Steuer-Ansteuerung 24:
einen ersten Komparator 241; einen Inverter 242;
ein Exklusiv-NICHT-ODER-Element 243, dessen Ausgang zu bestimmen
ist; einen zweiten Komparator 244; und ein RS-Flip-Flop 245.
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4 zeigt
die Wellenformen der jeweiligen Signale der Lade-/Entladevorrichtung 40 und
der zweiten Steuer-Ansteuerung 24. Im folgenden werden
Operationen dieser Schaltungen 40 und 24 mit Bezug
auf 4 beschrieben.
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4(a) zeigt
die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. Das D-Flip-Flop 401 empfängt das
erste Ansteuersignal Vdr1 an seinem CK-Anschluss, um somit Signale
V1 und V2 auszugeben. Die Pegel der Signale V1 und V2 werden synchron mit
der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 invertiert, wie in den 4(b) und (c) gezeigt
ist. 4(d) zeigt die AN/AUS-Zustände der
jeweiligen Transistoren 412 bis 415. Wenn das
Signal V1 auf Hochpegel (hoch) gesetzt ist, und das Signal V2 auf Niedrigpegel
(niedrig) gesetzt ist, sind ein PNP-Transistor 412 und
ein NPN-Transistor 415 ausgeschaltet,
während
ein NPN-Transistor 413 und ein PNP-Transistor 414 eingeschaltet
sind. Folglich wird der erste Kondensator 41 geladen und
der zweite Kondensator 42 entladen. Wenn im Gegensatz hierzu
das Signal V1 auf L-Pegel liegt und das Signal V2 auf H-Pegel liegt,
sind der PNP-Transistor 412 und der NPN-Transistor 415 eingeschaltet
und der NPN-Transistor 413 und der PNP-Transistor 414 ausgeschaltet.
Folglich wird der ersten Kondensator 41 geladen und der
zweite Kondensator 42 entladen.
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4(e) zeigt
diese Lade-/Entlade-Zustände.
Unter der Annahme, dass die Widerstandswerte der Widerstände 416 und 417 gleichermaßen durch R
bezeichnet sind und der Vorwärtsspannungsabfall jeder
der Dioden 405 bis 411 und die Basisspannung die
Inmitterspannung jedes der Transistoren 412 bis 415 gleichermaßen durch
Vd bezeichnet wird, wird der Lade-/Entlade-Strom ein konstanter
Strom, der durch Vd/R dargestellt wird. Der erste Komparator 241 empfängt die
Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 bzw. 42,
um somit ein Signal V3 auszugeben, dessen Pegel an den Kreuzungspunkten
dieser zwei Spannungen Vc1 und Vc2 invertiert wird, wie in 4(f) gezeigt ist.
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Das Signal V3 wird in dem Inverter 242 und das
Exklusiv-Nicht-Oder-Element 243 eingegeben, das einen Einzelschussimpuls
V4 synchron mit der Inversion des Signals V3 ausgibt, wie in 4(g) gezeigt ist. Das RS-Flip-Flop 245 empfängt den
Einzelschussimpuls V4 an seinem Setzanschluss, um somit seinen Ausgang,
d. h. das zweite Ansteuersignal Vdr2, synchron mit der Einzelschussimpuls
V4 zu aktivieren. Der zweite Komparator 244 empfängt das zweite
Stromsignal Vi2 und das Spannungssignal Ve, vergleicht die Pegel
dieser zwei Signale, und gibt anschließend ein Signal V5 an den Rücksitzanschluss des
RS-Flip-Flops 245 aus, wie in den 4(h) und (i) gezeigt ist. Das zweite Ansteuersignal
Vdr2 wird synchron mit der vorderen Flanke des Signals V5 deaktiviert,
wie in 4(j) gezeigt ist.
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Wenn die Spannungen Vc1 und Vc2 der
ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 immer oberhalb
des Nullpotenzials liegen, wie in den Fällen der 2(h) und 4(e), werden dann, wenn die Schaltperiode
durch plötzliche Änderung
der Eingangs-/Ausgangs-Bedingungen und dergleichen verändert wird,
die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 unregelmäßig stabilisiert,
so dass sie eine Abweichung aufweisen, wie in 5 gezeigt ist. Als Ergebnis verändert sich
der Kreuzungspunkt zwischen den Spannungen Vc1 und Vc2 nachteilig,
wobei die Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Ansteuersignalen
Vdr1 und Vdr2 unbeständig
wird. Um ein solches Problem zu lösen, kann der Entladestrom
der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 auf
einen höheren
Pegel eingestellt sein als der Ladestrom derselben. Auch wenn die
Spannungen Vc1 und Vc2 manchmal in einer Übergangsweise abweichen, werden
dann die Spannungen dieser Kondensatoren auf die Nähe der Nullspannung beruhigt,
wobei die Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Ansteuersignalen
Vdr1 und Vdr2 konstant wird, wenn das Entladen abgeschlossen ist. Da
außerdem
die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 einander zu einem früheren Zeitpunkt kreuzen,
nachdem das erste Ansteuersignal Vdr1 aktiviert worden ist, kann
auch die Verzögerung
zwischen der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 und der führenden Flanke des zweiten
Ansteuersignals Vdr2 korrigiert werden.
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Wenn ferner der Entladestrom der
ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 absichtlich
auf einen höheren
Pegel gesetzt wird als der Ladestrom derselben, kann das zweite
Ansteuersignal Vdr2 mit einer beliebigen Verzögerungszeit (d. h. mit einer
willkürlichen
Phasendifferenz) innerhalb einer halben Schaltperiode aktiviert
werden, wie in 6 gezeigt ist.
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Unter der Annahme, dass ein Kapazitätswert der
ersten und zweiten Kondensatoren
41 und 42 mit C
bezeichnet ist, eine Schaltperiode mit Ts bezeichnet ist und der
Ladestrom mit Ich bezeichnet ist, wird die Spannung Vc1 des ersten
Kondensators 41 während
des Ladens durch Vc1 = Ich·t/C
dargestellt, während
die Spannung Vch des ersten Kondensators 41, wenn das Laden
abgeschlossen ist, durch Vc1 = Ich·Ts/C dargestellt wird. Unter
der Annahme, dass andererseits der Entladestrom durch A·Ich (A > 1) dargestellt wird,
wird die Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 42 während der
Entladung durch Vc2 = Ich·Ts/C – A ·Ich·t/C =
(Ts – A·t)·Ich/C
dargestellt wird. Der Kreuzungszeitpunkt wird zu t = Ts/(1 + A),
da Vc1 = Vc2 gilt. Mit anderen Worten, die Verzögerungszeit Td kann so gesetzt
werden, dass sie eine Dauer 1/(1 + A) derjenigen einer Schaltperiode aufweist.
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Die vorangehende Beschreibung betrifft
einen Fall, bei dem der Entladestrom auf einen höheren Pegel eingestellt ist
als der Ladestrom. Im Wesentlichen ist die gleiche Beschreibung
auch auf den Fall anwendbar, in welchem der Ladestrom entgegengesetzt
hierzu auf einen höheren
Pegel gesetzt ist als der Entladestrom. Im Fall des Setzens des
Entladestroms auf einen höheren
Pegel beginnt das Laden der Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten
Kondensatoren 41 und 42 immer aus der Umgebung
der Nullspannung. Andererseits beginnt im Fall des Setzens des Ladestroms
auf einen höheren
Pegel die Entladung immer aus der Umgebung der vorgegebenen oberen
Grenzspannung, wie in 7 gezeigt
ist. Wie aus 7 deutlich
wird, kann die Verzögerungszeit
Td entsprechend dem Pegel des Ladestroms festgelegt werden.
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BEISPIEL 2
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8 zeigt
eine Schaltungskonfiguration einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung
in einem zweiten Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die 9 und 10 zeigen die Wellenformen der jeweiligen
Signale. Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung, die in 8 gezeigt ist, unterscheidet sich
von der in 1 gezeigten
verschachtelt schaltenden Konverterschaltung dadurch, dass eine
Rücksetz-Erfassungswicklung 111 zusätzlich für die erste Drosselspule 11 des
ersten Aufwärtskonverters 10b vorgesehen
ist, und dass eine erste Steuer-Ansteuerung 14b eine
in der Rücksetz-Erfassungswicklung 111 erzeugte
Spannung empfängt.
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Die Steuer-Ansteuerung 14b enthält nicht den
Oszillator 149 der ersten Steuer-Ansteuerung 14a im ersten Beispiel,
sondern enthält:
einen Widerstand 143; eine Referenzspannungsquelle 144;
einen zweiten Komparator 145; einen Inverter 146;
und ein NICHT-ODER-Element 147. Wenn der zweite Komparator 145 die
Inversion einer Spannung in der ersten Drosselspule 11 erfasst
und seinen Ausgang von H nach L ändert,
gibt das NICHT-ODER-Element 147 einen Einschaltimpuls aus,
um somit das erste Ansteuersignal Vdr1 zu aktivieren. Die Operation
der Deaktivierung des ersten Ansteuersignals Vdr1 wird in der gleichen
Weise durchgeführt
wie in der ersten Steuer-Ansteuerung 14a des ersten Beispiels.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
kann selbst dann, wenn eine Schaltfrequenz variiert wird, der zweite
Aufwärtskonverter 20 immer
mit einer Verzögerungszeit
arbeiten, die einem vorgegebenen Verhältnis einer Schaltperiode entspricht.
Dieses Merkmal der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf die 9 und 10 beschrieben.
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9(a) zeigt
die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. Wenn das erste Ansteuersignal Vdr1
aktiviert wird, wird der erste Schalter 12 eingeschaltet
und ein Eingangsstrom Ii1, dessen Pegel linear von Null ausgehend
ansteigt, wie in 9(d) gezeigt ist,
fließt
durch die erste Drosselspule 11. Der erste Stromdetektor 15 erfasst
diesen Eingangsstrom Ii1. Der Pegel des ersten Stromsignals Vi1
, das dem Eingangsstrom Ii1 entspricht, wird mit dem Pegel des Spannungssignals
Ve von der ersten Steuer-Ansteuerung 14b verglichen. Wenn
der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 den Pegel des Spannungssignals
Ve erreicht, wird das erste Ansteuersignal Vdr1 von der ersten Steuer-Ansteuerung 14b deaktiviert, so
dass der erste Schalter 12 ausgeschaltet wird. Anschließend wird
die Energie, die in der ersten Drosselspule 11 gespeichert
worden ist, freigesetzt, wenn der Strom 1d1 durch die erste
Diode 13 fließt,
wie in 9(f) gezeigt ist.
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Wenn der Strom Id1 zu fließen aufgehört hat, wird
die Spannung der ersten Drosselspule 11 invertiert. Die
Spannungsinversion der ersten Drosselspule 11 wird von
der ersten Steuer-Ansteuerung 14b über die Rücksetz-Erfassungswicklung 111 erfasst. Wenn
wie oben beschrieben die erste Steuer-Ansteuerung 14b die
Spannungsinversion der ersten Drosselspule erfasst, aktiviert die
erste Steuer-Ansteuerung 14b das
erste Ansteuersignal Vdr1 und schaltet den ersten Schalter 12 ein.
Anschließend führt der
erste Aufwärtskonverter 10b die
gleiche Operation wiederholt durch.
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Somit ist der erste Aufwärtskonverter 10b eine
Art Rufdrossel-Konverter und ist ein Schalt-Konverter, der in einem
kritischen Modus arbeitet. Im kritischen Modus kann die Erzeugung
des Diodenerholungsrauschens vorteilhaft verhindert werden, jedoch wird
der Eingangs-/Ausgangs-Welligkeitsstrom ungünstigerweise groß. Außerdem wird
mit steigender Eingangsspannung oder sinkendem Ausgangsstrom die
Schaltfrequenz in einem solchen Modus höher.
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Als Nächstes wird die Operation des
zweiten Aufwärtskonverters 20 beschrieben. 9(b) zeigt die Wellenformen der Spannungen
Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 bzw. 42.
Die Lade-/Entladevorrichtung 40 empfängt das erste Ansteuersignal
Vdr1 und lädt
und entlädt
alternierend die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 synchron
mit der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1. Die zweite Steuer-Ansteuerung 24 empfängt die
Spannungen Vc1 und Vc2 und aktiviert das zweite Ansteuersignal Vdr2
am Kreuzungspunkt der Spannungen Vc1 und Vc2, wie in 9(c) gezeigt ist. Wenn das zweite Ansteuersignal
Vdr2 vom zweiten Schalter 22 empfangen wird, wird der zweite
Schalter 22 eingeschaltet, so dass der Eingangsstrom 1i2,
dessen Pegel linear ausgehend von Null ansteigt, wie in 9(d) gezeigt ist, durch die zweite Drosselspule 21 fließt. Der
zweite Stromdetektor 25 erfasst diesen Eingangsstrom 1i2.
Der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2, das dem Eingangsstrom 1i2 entspricht,
wird mit dem Pegel des Spannungssignals Ve von der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 verglichen.
Wenn der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2 den Pegel des Spannungssignals
Ve2 erreicht, wird das zweite Ansteuersignal Vdr2 von der zweiten
Steuer-Ansteuerung 24 deaktiviert. Bei der hinteren Flanke
des zweiten Ansteuersignals Vdr2 wird der zweite Schalter 22 ausgeschaltet.
Anschließend
wird die Energie, die in der zweiten Drosselspule 21 gespeichert
worden ist, freigesetzt, wenn der Strom Id2 durch die zweite Diode 23 fließt, wie
in 9(f) gezeigt ist.
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Wenn der Induktionswert der zweiten
Drosselspule 21 gleich oder kleiner festgelegt wird als
derjenige der ersten Drosselspule 21, wird die in der zweiten
Drosselspule 21 gespeicherte Energie gleich oder kleiner
als diejenige, die in der ersten Drosselspule 11 gespeichert
ist. Wenn folglich das zweite Ansteuersignal Vdr2 aktiviert wird,
ist der Strom Id2 gleich 0. Somit wird der Eingangsstrom Ii2 des
zweiten Aufwärtskonverters 20 so,
wie in 9(d) gezeigt ist.
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Unter der Annahme, dass der Entladestrom der
ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 ein konstanter
Strom ist, der etwas größer ist
als der Ladestrom dieser Kondensatoren, kreuzen die Wellenformen
der Spannungen Vc1 und Vc2 einander zu einem Zeitpunkt, der gegenüber der
führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 um etwa eine halbe Schaltperiode
verzögert
ist. Das heißt,
die ersten und zweiten Aufwärtskonverter 10b und 20 bilden
eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung mit einer Phasendifferenz
gleich einer halben Schaltperiode. Der Eingangstrom Ii (= Ii1 +
Ii2) dieser verschachtelt schaltenden Konverterschaltung variiert,
wie in 9(e) gezeigt ist, während der
Ladestrom Ic (= Ii1 + Ii2) in den Ausgangskondensator 2 variiert,
wie in 9(g) gezeigt ist.
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Da der erste Schalt-Konverter 10b in
einem kritischen Modus arbeitet, wie oben beschrieben worden ist,
arbeitet auch die verschachtelt schaltende Konverterschaltung des
zweiten Beispiels im kritischen Modus. In einem solchen kritischen
Modus wird mit steigender Eingangsspannung oder sinkendem Ausgangsstrom
die Schaltfrequenz höher. 10 zeigt die Wellenformen
der jeweiligen Signale in dem Fall, in dem die Amplitude des Ausgangsstroms
kleiner wird. Obwohl in diesem Fall die Schaltperiode kürzer wird,
weisen die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 eine
kleinere Amplitude auf, wie in 10(b) gezeigt
ist. Als Ergebnis bleibt die Phasendifferenz zwischen den Spannungen
Vc1 und Vc2 an deren Kreuzungspunkt gleich einer halben Schaltperiode
bezüglich
der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1.
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Wie aus der vorangehenden Beschreibung deutlich
wird, kann in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der
vorliegenden Erfindung selbst dann, wenn eine Schaltfrequenz verändert wird,
das zweite Ansteuersignal Vdr2 so aktiviert werden, dass es ausgehend
von der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 um ein Zeitintervall verzögert ist;
das einem vorgegebenen Verhältnis
einer Schaltperiode entspricht.
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BEISPIEL 3
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11 zeigt
Schaltungskonfigurationen einer Lade-/Entladevorrichtung und einer
zweiten Steuer-Ansteuerung, die die Hauptabschnitte einer verschachtelt
schaltenden Konverterschaltung in einem dritten Beispiel der vorliegenden
Erfindung bilden. 12 zeigt
die Wellenformen der jeweiligen Signale derselben. In der verschachtelt
schaltenden Konverterschaltung, die in 11 gezeigt ist, sind ein UND-Element 418 und
ein NICHT-ODER-Element 419, in die beide Signale V1 und
V3 vom D-Flip-Flop 401 und vom Komparator 241 eingegeben
werden; Widerstände 420 und 421;
ein Transistor 422 und eine Diode 423 zum schnellen
Entladen des ersten Kondensators 41; und ein Transistor 424 und
eine Diode 425 zum schnellen Entladen des zweiten Kondensators 42 zusätzlich zwischen
der Lade-/Entladevorrichtung 40 und der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 der
in 3 gezeigten verschachtelt
schaltenden Konverterschaltung vorgesehen.
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12(a) zeigt
die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. Das D-Flip-Flop 401 empfängt das
erste Ansteuersignal Vdr1 an seinem CK-Anschluss, um somit das Signal
V1 auszugeben, dessen Pegel synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals
Vdr1 invertiert wird, wie in 12(b) gezeigt
ist: In der gleichen Weise wie in der verschachtelt schaltenden
Konverterschaltung der 3 werden
die ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 in
Reaktion auf das Signal V1 geladen und entladen. 12(d) zeigt
die Wellenform eines Ausgangssignals V3 des ersten Komparators 241,
der die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 mit
den in 12(c) gezeigten Wellenformen
empfängt.
Ferner wird in der gleichen Weise wie in der in 3 gezeigten verschachtelt schaltenden
Konverterschaltung das zweite Ansteuersignals Vdr2, wie in 12(g) gezeigt ist, in Reaktion auf das
Signal V3 erhalten.
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12(e) zeigt
die Wellenform eines Ausgangssignals V6 des Und-Elements 418,
in das die Signale V1 und V3 eingegeben worden sind, während 12(f) die Wellenform eines Ausgangssignals
V7 des Nicht-Oder-Elements 419 zeigt, in das die Signale
V1 und V3 ebenfalls eingegeben worden sind. Der Transistor 422,
der in Reaktion auf das Signal V6 anzusteuern ist, entlädt den ersten
Kondensator 41 schnell bis in die Nähe des Nullpotenzials während einer
Periode, nach der die Spannung Vc1 des ersten Kondensators 41 auf
einen Wert niedriger als die Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 42 entladen
worden ist und bevor das Laden des ersten Kondensators 41 gestartet
wird.
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Andererseits entlädt der Transistor 424,
der in Reaktion auf das Signal V7 anzusteuern ist, schnell den Kondensator 42 bis
in die Nähe
des Nullpotenzials während
einer Periode, nach der die Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 42,
der entladen wird, niedriger geworden ist, als die Spannung Vc1
des ersten Kondensators 41, und bevor das Laden des zweiten
Kondensators 42 gestartet wird.
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Wie oben beschrieben worden ist,
unterscheidet sich die verschachtelt schaltende Konverterschaltung,
die in 11 gezeigt ist,
im stationären Zustand
nicht von der in 3 gezeigten
Schaltung. In der Schaltung dieses Beispiels werden jedoch die ersten
und zweiten Kondensatoren 41 und 42 immer ausgehend
von der Umgebung dessen Nullpotenzials geladen. Selbst wenn somit
eine Schaltperiode durch Variation der Eingangs/Ausgangs-Bedingungen
verändert
wird, kann die Abweichung der Spannungen Vc1 und Vc2- der ersten
und zweiten Kondensatoren 41 und 42 schnell korrigiert
werden, wobei die Verzögerungszeit
bis zur führenden
Flanke des zweiten Ansteuerungssignals Vdr2 schnell stabilisiert
werden kann.
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BEISPIEL 4
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13 zeigt
die Schaltungskonfiguration einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung
in einem vierten Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die verschachtelt
schaltenden Konverterschaltung des vierten Beispiels enthält drei
Aufwärtskonverter. Durch
umfassende Anwendung der Schaltungskonfiguration des vierten Beispiels
kann eine Anzahl N (wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als
3 ist) an Aufwärtskonvertern
parallel betrieben werden.
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In diesem Beispiel weisen die ersten
und zweiten Aufwärtskonverter
die gleichen Konfigurationen auf wie die in 8 gezeigten Aufwärtskonverter 10b bzw. 20.
Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung des vierten Beispiels
enthält
ferner: einen dritten Aufwärtskonverter 30;
eine zweite Lade-/Entladevorrichtung 50; und einen dritten
und einen vierten Kondensator 51 und 52. Der dritte
Aufwärtskonverter 30 enthält: eine
dritte Drosselspule 31; einen dritten Schalter 32;
eine dritte Diode 33; eine dritte Steuer-Ansteuerung 34;
und einen dritten Stromdetektor 35.
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Die erste Steuer-Ansteuerung 14b vergleicht die
Pegel des ersten Stromsignals Vi1 , und des Spannungssignals Ve,
um somit ein erstes Ansteuersignal Vdr1 mit einem vorgegebenen Tastverhältnis auszugeben,
um die Ausgangsspannung des Aufwärtskonverters 10b zu
stabilisieren. Der erste Schalter 12 empfängt das
erste Ansteuersignal Vdr1 und wird in Reaktion auf das erste Ansteuersignal Vdr1
nach AN/AUS geschaltet. Die erste Lade-/Entladevorrichtung 40 lädtlentlädt die ersten
und zweiten Kondensatoren 41 und 42 synchron mit
der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1, das von der ersten Steuer-Ansteuerung 14b geliefert
wird. Die zweite Steuer-Ansteuerung 24 empfängt die Spannungen
Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42,
um somit ein zweites Ansteuerungssignal Vdr2 auszugeben, das am
Kreuzungspunkt zwischen den Spannungen Vc1 und Vc2 aktiviert wird
und eine Einschaltperiode aufweist, die durch den Vergleich zwischen
dem zweiten Stromsignal Vi2 und dem Spannungssignal Ve zu bestimmen ist.
Der zweite Schalter 22 empfängt das zweite Ansteuersignal
Vdr2 und wird in Reaktion auf das zweite Ansteuersignal Vdr2 nach
AN/AUS geschaltet.
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Die zweite Lade-/Entladevorrichtung 50 empfängt das
zweite Ansteuersignal Vdr2 und lädt/entlädt die dritten
und vierten Kondensatoren 51 und 52 synchron mit
der führenden
Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2. Die dritte Steuer-Ansteuerung 34 empfängt die
Spannungen Vc3 und Vc4 der dritten und vierten Kondensatoren 51 und 52,
um somit ein drittes Ansteuersignal Vdr3 auszugeben, das am Kreuzungspunkt
zwischen den Spannungen Vc3 und Vc4 aktiviert wird.
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In diesem Fall werden die elektrostatischen Kapazitätswerte
der ersten, zweiten, dritten und vierten Kondensatoren 41, 42, 51 und 52 als
gleich angenommen, wobei die Ladeströme der Lade-/Entladevorrichtungen 40 und 50 gleich
sind und ferner die Entladeströme
der Lade-/Entladevorrichtungen 40 und 50 ebenfalls
gleich sind, wobei der Entladestrom so festgelegt ist, dass er doppelt
so groß ist
wie der Ladestrom. Folglich kreuzen die Spannungen Vc1 und Vc2 der
ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 einander
zu einem Zeitpunkt, der ausgehend von der führenden Flanke des ersten Ansteuerungssignals
Vdr1 um ein Drittel einer Schaltperiode verzögert ist. In ähnlicher
Weise kreuzen die Spannungen Vc3 und Vc4 der dritten und vierten
Kondensatoren 51 und 52 einander zu einem Zeitpunkt,
der ausgehend von der führenden
Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2 um ein Drittel einer Schaltperiode
verzögert
ist.
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Als Nächstes wird die Operation der
verschachtelt schaltenden Konverterschaltung des vierten Beispiels
mit Bezug auf die Wellenformen der jeweiligen Signale, die in 14 gezeigt sind, genauer beschrieben.
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14(a) zeigt
die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. 14(b) zeigt
die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten
Kondensatoren 41 und 42. Da die Amplitude des
Entladestroms doppelt so groß festgelegt
ist wie diejenige des Ladestroms, kreuzen die Spannungen Vc1 und
Vc2 einander zu einem Zeitpunkt t2, der um ein Zeitintervall, das
einem Drittel einer Schaltperiode entspricht, später liegt als ein Zeitpunkt
t0 der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1. Zum Zeitpunkt t2 wird das
zweite Ansteuersignal Vdr2 aktiviert, wie in 14(c) gezeigt
ist. 14(d) zeigt die Wellenformen
der Spannungen Vc3 und Vc4 der dritten und vierten Kondensatoren 51 und 52. Da
die Amplitude des Entladestroms doppelt so hoch festgelegt ist wie
diejenige des Ladestroms, kreuzen die Spannungen Vc3 und Vc4 einander
zu einem Zeitpunkt t4, der um ein Zeitintervall, das einem Drittel
einer Schaltperiode entspricht, später liegt als der Zeitpunkt
t2 der führenden
Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2. Zum Zeitpunkt t4 wird das
dritte Ansteuersignal Vdr3 aktiviert, wie in 14(e) gezeigt
ist.
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Als Ergebnis werden die Wellenformen
der Eingangsströme 1i1, 1i2 und 1i3 der Aufwärtskonverter 10b, 20 und 30 so
gestaltet, wie in 14(f) gezeigt ist.
Der Eingangsstrom Ii oder die Summe von Ii1, Ii2 und Ii3 weist eine
Wellenform mit einer reduzierten Welligkeit auf, wie in 14(g) gezeigt ist. Andererseits werden
die Wellenformen der Ströme Id1,
Id2 und Id3, die durch die Dioden der jeweiligen Aufwärtskonverter 10b, 20 und 30 fließen, so
gestaltet, wie in 14(h) gezeigt ist.
Der Ladestrom Ic oder die Summe von Id1, Id2 und Ida, der dem Ausgangskondensator 2 zuzuführen ist,
weist eine Wellenform mit einer reduzierten Welligkeit auf, wie
in 14(i) gezeigt ist.
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In derselben Weise wie in dem zweiten
Beispiel, das in 8 gezeigt
ist, ist ferner der erste Aufwärtskonverter 10b ein
Rufdrossel-Konverter, wobei eine Schaltfrequenz in Abhängigkeit
von den Eingangs-/Ausgangs-Bedingungen veränderlich ist. Auch im vierten
Beispiel, wenn die Schaltfrequenz verändert wird, kann die Phasendifferenz
zwischen den jeweiligen Schalt-Konvertern auf einem Wert gleich
einem Drittel einer Schaltperiode gehalten werden, indem die Amplituden
der Spannungen Vc1 bis Vc4 der ersten bis vierten Kondensatoren 41, 42, 51 und 52 variiert
werden.
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Wie aus der Beschreibung des vierten
Beispiels deutlich wird, kann dann, wenn die Amplitude des Entladestroms
auf das A-fache derjenigen des Ladestroms gesetzt wird, die Phasendifferenz
gleich 1/(1 + A) einer Schaltperiode gesetzt werden.
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Hierbei wird die Anzahl der Aufwärtskonverter
mit N bezeichnet. Da in 13 N
= 3 gilt, wird A auf 2 gesetzt und die Phasendifferenz wird auf
ein Drittel einer Schaltperiode gesetzt. Wie leicht verständlich ist,
wenn N = 4 gilt, kann A auf 3 gesetzt werden, wobei die Phasendifferenz
auf ein Viertel einer Schaltperiode gesetzt werden kann. Wenn außerdem N
= 5 gilt, kann A auf 4 gesetzt werden und die Phasendifferenz kann
auf ein Fünftel
einer Schaltperiode gesetzt werden. Ferner kann A auf 1,5 gesetzt
werden und die Phasendifferenz kann auf zwei Fünftel einer Schaltperiode gesetzt
werden. Wenn ferner eine schnelle Ladevorrichtung, wie z. B. diejenige,
die in dem in 11 gezeigten
dritten Beispiel vorgesehen ist, zusätzlich vorgesehen wird, kann
A auf einen Wert kleiner als 1 gesetzt werden. Wenn somit N = 3
gilt, kann A auch auf 0,5 gesetzt werden und die Phasendifferenz
kann ebenfalls auf zwei Drittel einer Schaltperiode gesetzt werden.
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Die obenbeschriebene Beziehung kann
wie folgt verallgemeinert werden. In einer verschachtelt schaltenden
Konverterschaltung, die eine Anzahl von N Aufwärtskonvertern enthält, können dann,
wenn A auf N/n – 1
gesetzt wird, die jeweiligen Aufwärtskonverter mit einer Phasendifferenz
geschaltet werden, die n/N einer Schaltperiode entspricht. Hierbei
ist n eine natürliche
Zahl kleiner als N und prim bezüglich N,
oder eine natürliche
Zahl gleich oder kleiner als N/2. Wenn n eine natürliche Zahl
kleiner als N und prim bezüglich
N ist, gilt (N/n – 1)
= 2/5, 7/5, 2, 3, 5/3, 3/2, 5/2,... und dergleichen. Wenn andererseits
n eine natürliche
Zahl gleich oder kleiner als N/2 ist, gilt (N/n – 1) = 3, 7/2, 4,... und dergleichen.
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In den vorangehenden ersten bis vierten
Beispielen ist jede Lade-/Entladevorrichtung separat von den jeweiligen
Aufwärtskonvertern
vorgesehen. Alternativ, wenn die Lade-/Entladevorrichtung(en) mit der
zweiten Steuer-Ansteuerung (den dritten Steuer-Ansteuerungen usw.)
integriert ist, mit Ausnahme der ersten Steuer-Ansteuerung, kann eine verschachtelt
schaltende Konverterschaltung gebildet werden, die universellere
Anwendungsgebiete bei niedrigeren Kosten hat.
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BEISPIEL 5
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15 zeigt
eine Schaltungskonfiguration einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung in
einem fünften
Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die verschachtelt schaltende
Konverterschaltung des fünften
Beispiels enthält
zwei Aufwärtskonverter und
arbeitet als Leistungsfaktor verbessernde Konverterschaltung.
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In 15 enthält die verschachtelt
schaltende Konverterschaltung: eine Eingangs-Wechselstrom-(AC)-Stromversorgung 100;
ein Eingangsfilter 101; eine Brückendiode 102; einen
Ausgangskondensator 2; eine Last 3; einen Spannungsdetektor 4; und
einen ersten Aufwärtskonverter 10c.
Der Spannungsdetektor 4 erfasst eine Ausgangsgleichspannung,
die von einem Ausgangskondensator 2 an die Last 3 geliefert
wird, und gibt ein Spannungssignal Ve aus, das das Ergebnis darstellt,
das durch Vergleichen der Gleichspannung mit einer Referenzspannung
erhalten wird.
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Der erste Aufwärtskonverter 10c enthält: eine
erste Drosselspule 11; einen ersten Schalter 12; eine
erste Diode 13; eine erste Steuer-Ansteuerung 140;
und einen ersten Stromdetektor 15. Eine Rücksetz-Erfassungswicklung 111 ist
zusätzlich
für die. erste
Drosselspule 11 vorgesehen und ist mit der ersten Steuer-Ansteuerung 140 verbunden.
Der erste Stromdetektor 15 erfasst den Strom, der durch
den ersten Schalter 12 fließt, um somit ein erstes Stromsignal
Vi1 an die erste Steuer-Ansteuerung 140 auszugeben.
Die erste Steuer-Ansteuerung 140 gibt nicht nur das erste
Ansteuersignal Vdr1 zum Schalten des ersten Schalters 12 nach
AN/AUS aus, sondern auch ein später
zu beschreibendes Referenzstromsignal Vii.
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Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
enthält
ferner einen zweiten Aufwärtskonverter 20'. Der zweite
Aufwärtskonverter 20' enthält: eine
zweite Drosselspule 21; einen zweiten Schalter 22;
eine zweite Diode 23; eine zweite Steuer-Ansteuerung 240;
und einen zweiten Stromdetektor 25. Der zweite Stromdetektor 25 erfasst
den durch den zweiten Schalter 22 fließenden Strom, um somit ein
zweites Stromsignal Vi2 an die zweite Steuer-Ansteuerung 240 auszugeben.
Die zweite Steuer-Ansteuerung 240 gibt das zweite Ansteuersignal
Vdr2 aus, um somit den zweiten Schalter 22 nach AN/AUS
zu schalten.
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In diesem fünften Beispiel wird eine Wechselspannung
von der Eingangs-Wechselstromversorgung 100 zugeführt, wobei
eine Gleichspannung durch Umsetzen der Wechselspannung erhalten wird.
Der Leistungsfaktor wird durch die ersten und zweiten Steuer-Ansteuerungen 140 und 240 verbessert.
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Die 16A und 16B zeigen die Konfigurationen
der ersten und zweiten Steuer-Ansteuerungen 140 bzw. 240.
Die 17 und 18 zeigen die Wellenformen
der jeweiligen Signale im fünften
Beispiel.
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Zuerst wird mit Bezug auf 16 und 17 die
Operation des ersten Aufwärtskonverters 10c beschrieben.
Wie in 16A gezeigt ist,
enthält die
erste Steuer-Ansteuerung 140:
einen Multiplizieren 141; einen ersten Komparator 142;
einen Widerstand 143; eine Spannungsquelle 144;
einen zweiten Komparator 145; einen Inverter 146;
ein NICHT-ODER-Element 147; und ein RS-Flip-Flop 148.
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Der Ausgang der Brückendiode 102,
d. h. eine gleichgerichtete Eingangsspannung, wird mit Vi bezeichnet. 17(a) zeigt die Wellenform des ersten
Ansteuersignals Vdr1. Bei der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 wird der erste Schalter 12 eingeschaltet,
wobei die gleichgerichtete Eingangsspannung V1 an die erste Drosselspule 11 angelegt
wird und anschließend
ein linear ansteigender Strom fließt. Der erste Schalter 12 erfasst
diesen Strom, um somit das erste Stromsignal Vi1 auszugeben.
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Die gleichgerichtete Eingangsspannung
Vi und das Spannungssignal Ve werden vom Multiplizierer 141 multipliziert,
um somit das Referenzstromsignal Vii auszugeben. Der erste Komparator 142 vergleicht
den Pegel des ersten Stromsignals Vi1 mit demjenigen des Referenzstromsignals
Vii, und gibt ein Signal Vf aus, das aktiviert wird oder auf H-Pegel ansteigt,
wenn der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 den Pegel des Referenzstromsignals
Vii überschreitet,
wie in 17(d) und (e) gezeigt
ist.
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Das RS-Flip-Flop 148 empfängt das
aktivierte Signal Vf an seinem Rücksetzanschluss
und deaktiviert seinen Ausgang, d. h. das erste Ansteuersignal Vdr1.
In Reaktion hierauf wird der erste Schalter 12 ausgeschaltet
und die in der ersten Drosselspule 11 gespeicherte Energie
wird über
die erste Diode 13 an den Ausgangskondensator 2 abgegeben.
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Eine in 17(b) gezeigte
Spannung V111 wurde in der Rücksetz-Erfassungswicklung 111 erzeugt.
Die Spannung V111 wird an den zweiten Komparator 145 über den
Widerstand 143 angelegt. Der zweite Komparator 145 vergleicht
die Spannung V111 mit der Spannung der Spannungsquelle 44. Wenn
die gesamte in der ersten Drosselspule 11 gespeicherte
Energie freigesetzt worden ist und die Spannungen der ersten Drosselspule 11 und
der Rücksetz-Erfassungswicklung 111 invertiert
werden, wird der Pegel des Ausgangs des zweiten Komparators 145 von
N nach L geschaltet. Der Inverter 146 und das NICHT-ODER-Element 147 erfassen
die hintere Flanke, um somit einen Einzelschussimpuls Vck auszugeben,
wie in 17(c) gezeigt ist. Das RS-Flip-Flop 148 empfängt den
Einzelschussimpuls Vck an seinem Setzanschluss und deaktiviert seinen Ausgang,
d. h. das erste Ansteuersignal Vdr1.
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Eine Schaltperiode des ersten Aufwärtskonverters 10c,
der eine solche Operation wiederholt durchführt, ist ausreichend kürzer als
eine Periode der Wechselspannung, die von der Eingangs-Wechselstromversorgung 100 zugeführt wird.
Somit ist die Variation der gleichgerichteten Eingangsspannung Vi während einer
Schaltperiode vernachlässigbar.
Die Wellenform der gleichgerichteten Eingangsspannung Vi ist in 17(f) gezeigt, in der die Zeitachse gestreckt
worden ist. Wenn andererseits die Antwortfrequenz des Stromdetektors 4 ausreichend
niedriger festgelegt ist als die Eingangs-Wechselstromfrequenz,
wird das Spannungssignal Ve zu einer Gleichspannung, die während einer
Periode der von der Wechselstromversorgung 100 gelieferten
Wechselspannung unveränderlich
ist. Das heißt,
das Referenzstromsignal Vii das durch Multiplizieren der gleichgerichteten
Eingangsspannung Vi und des Spannungssignals Ve erhalten wird, ist
proportional zur gleichgerichteten Eingangsspannung Vi. Der Mittelwert
des Eingangsstroms Ii1 ist ebenfalls proportional zur gleichgerichteten
Eingangsspannung Vi. Somit kann allein der erste Aufwärtskonverter 10c den Leistungsfaktor
der Operation im kritischen Modus verbessern. Ein solcher Konverter,
der die Verbesserung des Leistungsfaktors im kritischen Modus ermöglicht,
kann vorteilhaft das Diodenerholungsrauschen eliminieren, jedoch
sind der Spitzenwert des Eingangsstroms und der Welligkeitsstrom
desselben unvorteilhaft groß.
Dementsprechend ist ein solcher Konverter allein für Anwendungen,
die einen hohen Leistungsverbrauch erfordern, ungeeignet.
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Als Nächstes wird mit Bezug auf die 16B und 18 die Operation des zweiten Aufwärtskonverters 20' beschrieben.
Wie in 16B gezeigt ist,
enthält
die zweite Steuer-Ansteuerung 240: einen ersten Komparator 241;
einen Inverter 242; ein Exklusiv-NICHT-ODER-Element 243;
einen zweiten Komparator 244; ein RS-Flip-Flop 245;
ein D-Flip-Flop 246; Widerstände 247 bis 250;
Transistoren 251 bis 254; Konstantstromquellen 255 und 256;
einen ersten und einen zweiten Kondensator 257 und 258;
ein UND-Element 259; ein NICHT-ODER-Element 260; Widerstände 261 und 262;
und Transistoren 263 und 264. Ein Teil der zweiten
Steuer-Ansteuerung 240 enthält den ersten Komparator 241,
den Inverter 242, das Exklusiv-NICHT-ODER-Element 243, den zweiten
Komparator 244 und das RS-Flip-Flop 245 und entspricht
der zweiten Steuer-Ansteuerung 24, die in 3 gezeigt ist. Andererseits entspricht
ein Teil der zweiten Steuer-Ansteuerung 240, der das D-Flip-Flop 246,
die Widerstände 247 bis 250,
die Transistoren 251 bis 254 und die Konstantstromquellen 255 und 256 enthält, der
in 3 gezeigten Lade-/Entladevorrichtung
40.
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18(a) zeigt
die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1, wobei die 18(b) die Wellenform des Signals V1 des
D-Flip-Flops 246 zeigt, die synchron mit der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 invertiert wird. Die Transistoren 251 bis 254 werden
in Reaktion auf das Signal V1 und ein invertiertes Signal V2 des
Signals V1 betrieben, um somit die ersten und zweiten Kondensatoren 257 und 258 zu
laden/entladen, wie in 18(c) gezeigt
ist.
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Der erste Komparator 241 vergleicht
die Spannung Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 257 und 258 miteinander,
um somit ein Signal V3 auszugeben, dessen Pegel am Kreuzungspunkt
zwischen diesen Spannungen invertiert wird, wie in 18(d) gezeigt
ist. Die Signale V1 und V3 werden in das UND-Element 259 und das NICHT-ODER-Element 260 eingegeben,
die jeweils die Signale V6 und V7 ausgeben, wie in 18(e) und (f) gezeigt ist. Der Transistor 263 wird
in Reaktion auf das Signal V6 nach AN/AUS geschaltet und entlädt schnell
den ersten Kondensator 257, so dass die Spannung Vc1 des
ersten Kondensators 257 in die Nähe der Nullspannung absinkt,
unmittelbar nach dem Kreuzungspunkt zwischen den Spannungen Vc1
und Vc2 während
der Entladung des ersten Kondensators 257. In ähnlicher
Weise wird der Transistor 264 in Reaktion auf das Signal
V7 nach AN/AUS geschaltet und entlädt schnell den zweiten Kondensator 258,
so dass die Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 258 in
die Nähe
der Nullspannung absinkt, unmittelbar nach dem Kreuzungspunkt zwischen
den Spannungen Vc1 und Vc2 während
der Entladung des zweiten Kondensators 258. Somit wird
das Laden der ersten und zweiten Kondensatoren 257 und 258 immer
aus der Nähe
der Nullspannung gestartet. Unter der Annahme, dass die Amplituden
des von den Konstantstromquellen 255 und 256 gelieferten Stroms
gleich sind, kreuzen die Spannungen Vc1 und Vc2 einander zu einem
Zeitpunkt, der ausgehend von der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals
Vdr1 um ein Zeitintervall verzögert
ist, das einer halben Schaltperiode entspricht.
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Der Inverter 242 und das
Exklusiv-NICHT-ODER-Element 243, das einen zu invertierenden
Ausgang aufweist, geben einen Einzelschussimpuls V4 synchron mit
der Inversion des Signals V3 aus, wie in 18(g) gezeigt
ist. Das RS-Flip-Flop 245 empfängt den Einzelschussimpuls V4
an seinem Setzanschluss und aktiviert anschließend seinen Ausgang, d. h.
das zweite Ansteuersignal Vdr2, um somit den zweiten Schalter 22 einzuschalten.
Wenn der zweite Schalter 22 eingeschaltet wird, wird die
gleichgerichtete Eingangsspannung Vi an die zweite Drosselspule 21 angelegt,
wobei ein ausgehend von der Nullspannung linear ansteigender Strom
fließt.
Dieser Strom wird vom zweiten Stromdetektor 25 erfasst,
um somit das zweite Stromsignal Vi2 auszugeben. Der Pegel des zweiten Stromsignals
Vi2 wird mit demjenigen des Referenzstromsignals Vii vom zweiten
Komparator 244 verglichen, wie in 18(h) und (i) gezeigt ist. Wenn der Pegel des zweiten
Stromsignals Vi2 den Pegel des Referenzstromsignals Vii überschreitet,
wird das Ausgangssignal V5 des zweiten Komparators 244 aktiviert,
d. h. es steigt auf H-Pegel an. Das RS-FIip-Flop 245 empfängt das
aktivierte Signal V5 an seinem Rücksetzanschluss
und deaktiviert seinen Ausgang, d. h. das zweite Ansteuersignal
Vdr2. 18(j) zeigt die Wellenform des
zweiten Ansteuersignals Vdr2. Wenn das zweite Ansteuersignal Vdr2
deaktiviert wird, wird der zweite Schalter 22 ausgeschaltet und
die in der zweiten Drosselspule 21 gespeicherte Energie
wird über
die zweite Diode 23 an den Ausgangskondensator 2 abgegeben.
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Die Spitzenwerte des Stroms, der
durch die ersten und zweiten Drosselspulen 11 und 21 fließt, folgt
dem gleichen Referenzstromsignal Vii. Wenn somit der Induktivitätswert der
zweiten Drosselspule 21 gleich oder kleiner als der Induktivitätswert der ersten
Drosselspule 11 ist, wird die in der zweiten Drosselspule 21 gespeicherte
Energie gleich oder kleiner als die in der ersten Drosselspule 11 gespeicherte
Energie. Wenn somit das zweite Ansteuersignal Vdr2 erneut aktiviert
wird, nachdem das erste Ansteuersignal Vdr1 aktiviert worden ist
und die obenbeschriebene Operation wiederholt worden ist, ist die gesamte
in der zweiten Drosselspule 21 gespeicherte Energie bereits
freigesetzt worden. Folglich arbeitet der zweite Aufwärtskonverter 20' im Wesentlichen mit
derselben Schaltperiode und demselben Tastverhältnis wie der erste Aufwärtskonverter 10c,
so dass er um eine halbe Schaltperiode verzögert ist. Die Wellenformen
der Eingangsströme
Ii1 und Ii2 der ersten und zweiten Aufwärtskonverter 10c und 20' sind so beschaffen,
wie in 18(k) gezeigt ist, in der die Zeitachse
gestreckt worden ist. Der Eingangsstrom Ii (= Ii1 + Ii2), der durch
die Brückendiode 102 fließt, weist
eine Stromwellenform mit einer reduzierten Welligkeit auf, wie in 18(1) gezeigt ist.
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BEISPIEL 6
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Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
in den vorangehenden ersten bis fünften Beispielen der vorliegenden
Erfindung bestimmt den Aktivierungspunkt des Ansteuersignals des
zweiten Aufwärtskonverters
durch Vergleichen der Spannungen eines Kondensatorpaares, das synchron
mit der führenden
Flanke des Ansteuersignals des ersten Aufwärtskonverters wiederholt geladen
und entladen wird.
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Dieses Operationsprinzip kann wie
folgt einfach interpretiert werden. Das heißt, es kann angenommen werden,
dass die verschachtelt schaltende Konverterschaltung der vorliegenden
Erfindung die Periode des Ansteuersignals des ersten Aufwärtskonverters,
das als Ladespannung eines Kondensators gespeichert ist, bei der
Ermittlung des Aktivierungspunkts des Ansteuersignals des zweiten
Aufwärtskonverters
nutzt.
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Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
in einem sechsten Beispiel der vorliegenden Erfindung weicht in
dieser Hinsicht ab.
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19 zeigt
die verschachtelt schaltende Konverterschaltung im sechsten Beispiel
der vorliegenden Erfindung. Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung
enthält:
eine Lade-/Entlade-Vorrichtung 300; eine Spitzenhaltevorrichtung 302;
einen ersten Komparator 303; und eine zweite Steuer-Ansteuerung 310.
Die Lade-/Entlade-Vorrichtung 300 und die zweite Steuer-Ansteuerung 310 ersetzen die
Lade-/Entlade-Vorrichtung 40 und die zweite Steuer-Ansteuerung 24,
die jeweils in den 1 und 8 gezeigt sind.
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In Reaktion auf das erste Ansteuersignal Vdr1,
das von der ersten Steuer-Ansteu erung 14a oder 14b geliefert
wird, lädt/entlädt die Lade-/Entlade-Vorrichtung
300 einen Kondensator 301. Die Spitzenhaltevorrichtung 302 hält einen
Spitzenwert Ec einer Spannung Vc des Kondensators 301 und
gibt ein Signal V302 aus, das den Spitzenwert Ec darstellt. Der
Spitzenwert Ec wird einer Widerstandsteilung durch die Widerstände 304 und 305 unterworfen,
so dass eine Spannung αEc
an den ersten Komparator 303 angelegt wird. Der erste Komparator 303 vergleicht
die Spannung αEc
mit der Spannung Vc des Kondensators 301. Wenn Vc größer als αEC ist, setzt der
erste Komparator 303 ein Ausgangssignal V303 auf H-Pegel.
Wenn andererseits Vc kleiner als αEc ist,
schaltet der erste Komparator 303 das Ausgangssignal V303.
auf L-Pegel. Wenn das Ausgangssignal V303 des ersten Komparators 303 von
L nach H invertiert wird, wird die Spitzenhaltevorrichtung 302 zurückgesetzt.
Die zweite Steuer-Ansteuerung 310 enthält: einen Inverter 308;
ein UND-Element 309; einen zweiten Komparator 306;
und ein RS-Flip-Flop 307.
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20 zeigt
die Wellenformen der jeweiligen Signale der in 19 gezeigten Schaltung. Die Lade-/Entlade-Vorrichtung 300 empfängt das
erste Ansteuersignal Vdr1, wie dasjenige, das in 20(a) gezeigt
ist, entlädt
den Kondensator 301 schnell bis in die Nähe der Nullspannung
synchron mit der führenden
Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1, und lädt anschließend den Kondensator 301 mit
einem konstanten Strom auf. Anschließend führt die Lade-/Entlade-Vorrichtung
300 eine solche Lade-/Entlade-Operation wiederholt durch. Als Ergebnis
wird die Spannung Vc des Kondensators Vc variiert, wie mit der durchgezogenen
Linie in 20(b) gezeigt ist. Die Spitzenhaltevorrichtung 302 empfängt die
Spannung Vc des Kondensators 301, um somit das Signal V302
auszugeben, das den Spitzenwert Ec darstellt, wie in 20(c) gezeigt ist. Wenn das Signal V303, das
vom ersten Komparator 303 geliefert wird, von L nach H
invertiert wird, wie in 20(d) gezeigt
ist, wird die Spitzenhaltevorrichtung 302 zurückgesetzt, wie
in. 20(c) gezeigt ist. Der Inverter 308 und
das UND-Element 309 geben einen Einzelschussimpuls an den
Setzanschluss des RS-Flip-Flops 307 synchron mit der führenden
Flanke des Signals V303 aus, das vom ersten Komparator 303 geliefert
wird, um somit das zweite Ansteuersignal Vdr2 zu aktivieren. Wenn
andererseits der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2, das vom zweiten
Stromdetektor 25 geliefert wird, den Pegel des Spannungssignals
Ve überschreitet,
das vom Spannungsdetektor 4 geliefert wird, liefert der
zweite Komparator 306 das aktivierte H-Signal an den Rücksetzanschluss
des RS-Flip-Flops 307, um somit das RS-Flip-Flop 307 zurückzusetzen
und das zweite Ansteuersignal Vdr2 zu deaktivieren.
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Durch wiederholtes Ausführen der
obenbeschriebenen Operation kann der zweite Aufwärtskonverter 20 im
Vergleich zu der Operation des ersten Aufwärtskonverters 10a oder 10b so
betrieben werden, dass er um eine Phasendifferenz verzögert ist, die
um das α-fache
kürzer
ist als eine Schaltperiode.
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In der vorangehenden Beschreibung
wurde eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung dargestellt,
die mehrere Aufwärtskonverter
enthält. Alternativ
kann die verschachtelt schaltende Konverterschaltung der vorliegenden
Erfindung auch implementiert werden, indem anstelle der Schalt-Konverter
mehrere Schalt-Konverter eines anderen Typs verwendet werden.
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Wie aus der vorangehenden Beschreibung deutlich
wird, kann die vorliegende Erfindung eine verschachtelt schaltende
Konverterschaltung schaffen, die mit einer beliebigen Phasendifferenz
und einer veränderlichen
Schaltperiode betrieben werden kann, indem eine einfache Steuerung
durchgeführt wird.
Genauer, wenn die verschachtelt schaltende Konverterschaltung der
vorliegenden Erfindung so konfiguriert wird, dass sie in einem kritischen
Modus arbeitet, können
die Nachteile, die für
diesen Modus typisch sind (d. h., dieser Modus ist für Anwendungen,
die eine große
Leistungsmenge verbrauchen, ungeeignet, da die Eingangs-/Ausgangs-Welligkeit groß ist),
beseitigt werden, während
der Vorteil genutzt wird, dass das Diodenerholungsrauschen, das für den kritischen
Modus charakteristisch ist, eliminiert wird. Solche Wirkungen der
vorliegenden Erfindung sind auch auf eine den Leistungsfaktor verbessernde
Konverterschaltung in geeigneter Weise anwendbar.