DE69722742T2 - Getaktete Umrichterschaltung und Steuerverfahren für einen getakteten Umrichter - Google Patents

Getaktete Umrichterschaltung und Steuerverfahren für einen getakteten Umrichter Download PDF

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • 1. GEBIET DER ERFINDUNG:
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine schaltende Konverterschaltung, die, auf verschiedene Typen von elektronischen Einheiten anwendbar ist. Genauer bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung, in der mehrere schaltende Konverter, die parallel zueinander verbunden sind, alternierend nach AN/AUS geschaltet werden, und auf ein Verfahren zum Steuern der schaltenden Konverter.
  • 2. BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK:
  • Verschiedene Typen von verschachtelt schaltenden Konverterschaltungen sind z. B. in den japanischen Offenlegungsschriften mit den Nummern 61-288780, 1-231661 und 1-270769, dem US-Patent Nr. 5.508.903 u. a. beschrieben. In einer schaltenden Konverterschaltung des Standes der Technik werden unter der Annahme, dass die schaltende Konverterschaltung eine Anzahl N (wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist) von Schalt-Konvertern enthält, die Schalt-Konverter alternierend mit einer Phasendifferenz von 360/N° nach AN/AUS geschaltet. Wenn z. B. eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung zwei Schalt-Konverter (d. h. N = 2) enthält, werden die zwei darin enthaltenden Schalt-Konverter mit einer Phasendifferenz von 180° alternierend nach AN/AUS geschaltet. Unter einer solchen Konfiguration kann die Amplitude einer Welligkeit, die im Eingangs/Ausgangs-Strom erzeugt wird, reduziert werden, wobei die Frequenz der Welligkeit erhöht werden kann. Da außerdem eine an den Eingangs-/Ausgangs-Filtern anliegende Last reduziert werden kann, können die Filter verkleinert werden.
  • Da in einer solchen herkömmlichen verschachtelt schaltenden Konverterschaltung die jeweiligen schaltenden Konverter mit einer angemessenen Phasendifferenz nach AN/AUS geschaltet werden, ist die Schaltfrequenz fest. Somit war es unmöglich, eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung zu bilden, indem solche schaltenden Konverter, wie z. B. Rufdrosselkonverter mit einer Schaltfrequenz, die in Abhängigkeit von den Eingangs/Ausgangs-Bedingungen variabel ist, kombiniert werden.
  • US 5.563.780 offenbart eine Leistungsumsetzungsanordnung, die kleine, sequenziell geschaltete Konverter parallel anwendet. Gemäß einer Ausführungsform wird ein Wechselstromeingang gefiltert und gleichgerichtet. Der gefilterte Gleichstromeingang wird anschließend parallel an 16 geschaltete Modusleistungsschaltungen angelegt, die jeweils einen MOSFET-Schalter umfassen, der durch MOSFET-Ansteuerungen angesteuert wird, die ihrerseits durch eine sequenzielle Kette von Verzögerungsleitungsschaltungen ausgelöst werden. Diese erste Verzögerungsleitungsschaltung stellt vier Verzögerungssignale bei 0, 200, 400 und 600 ns Verzögerung phasenverschoben von einem Signal, das von einer herkömmlichen PMW-Primärsteuerschaltung, die mittels eines Takts angesteuert wird, bereitstellt, zur Verfügung. Jede der Verzögerungsleitungsschaltungen liefert effektiv um 200 ns getrennt verzögerte Impulse an ihren entsprechenden MOSFET-Treiber, der seinerseits der Reihe nach die vier Konverterschaltungen ansteuert, die mit diesem verbunden sind. Zu dem Zeitpunkt, zu dem 800 ns erreicht worden sind, wird die zweite Verzögerungsleitungsschaltung ausgelöst und liefert in ähnlicher Weise vier 200ns-Verzögerungssignale zum zweiten MOSFET-Treiber, wobei die weiteren Konverter ebenfalls sequenziell mit Zeitinkrementen von 200 ns beginnend bei 800 ns nach Einleitung eines Impulses von der primären. Steuerschaltung angesteuert werden. In derselben Weise werden alle 16 Konverterschaltungen sequenziell für eine Zeitspanne angesteuert, die durch die Impulsbereite bestimmt wird, die von der primären Steuerung während einer durch den Takt definierten Zyklusperiode von 3,2 ms erzeugt wird.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung der vorliegenden Erfindung enthält: einen ersten und einen zweiten Schalt-Konverter, die parallel zueinander verbunden sind; eine erste Steuer-Ansteuerung zum Schalten des ersten Schalt-Konverters nach AN/AUS; eine Lade-/Entladevorrichtung mit einem ersten und einen zweiten Kondensator, die die ersten und zweiten Kondensatoren abwechselnd lädt/entlädt, in Reaktion auf das Schalten des ersten Schalt-Konverters nach AN/AUS; und eine zweite Steuer-Ansteuerung zum Schalten der zweiten Schalt-Konverter nach AN/AUS synchron zu einer Inversion einer Differenz zwischen den Spannungen der ersten und zweiten Kondensatoren.
  • Weitere Ausführungsformen sind in den Ansprüche 2 bis 8 definiert.
  • Im Steuerverfahren für einen Schalt-Konverter der vorliegenden Erfindung werden in Reaktion auf ein Schalten eines ersten Schalt-Konverters nach AN/AUS zwei Kondensatoren alternierend geladen/entladen, wobei ein zweiter Schalt-Konverter durch Vergleichen von Spannungen der zwei Kondensatoren miteinander nach ANIAUS geschaltet wird.
  • Im folgenden werden die Funktionen oder Wirkungen beschrieben, die von der vorliegenden Erfindung erreicht werden sollen.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung, die die obenbeschriebenen Konfigurationen verwendet, kann selbst dann, wenn die Schaltfrequenz eines ersten Schalt-Konverters variiert wird, ein zweiter Schalt-Konverter mit einer beliebigen Phasendifferenz angesteuert werden. An der führenden Flanke eines ersten Ansteuersignals wird ein erster Kondensator von einem Entladezustand bei 0 V in einen Konstantstrom-Ladezustand geschaltet, wobei ein zweiter Kondensator gleichzeitig von einem Ladezustand in einen Entladezustand geschaltet wird. Die Anfangsspannung des zweiten Kondensators an diesem Lade-/Entlade-Übergangspunkt ist proportional zu einer Schaltperiode. Dies liegt daran, dass der zweite Kondensator mit einem konstanten Strom über eine Schaltperiode des ersten Schalt-Konverters geladen worden ist. Die ansteigende Spannung des ersten Kondensators, der geladen wird, übersteigt bald die abnehmende Spannung des zweiten Kondensators, der entladen wird. Dieser Kreuzungspunkt, d. h. die führende Flanke eines zweiten Ansteuersignals, ist gegenüber der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals um ein Zeitintervall verzögert, das proportional zur Schaltperiode ist. Durch geeignetes Setzen des Lade-/Entladestroms für die jeweiligen Kondensatoren kann der zweite Schalt-Konverter mit einer beliebigen Phasendifferenz bezüglich der Schaltperiode des ersten Schalt-Konverters angesteuert werden.
  • In einem Schalt-Konverter, wie z. B. einem Rufdrosselkonverter, wird dann, wenn der Reaktorstrom eines Transformators oder einer Drosselspule gleich 0 wird, ein Schalter eingeschaltet. Eine solche Operation wird als Operation in einem kritischen Modus bezeichnet, der sich an einer Grenze zwischen einem kontinuierlichen Modus (der Reaktorstrom fließt kontinuierlich) und einem diskontinuierlichen Modus (der Reaktorstrom fließt diskontinuierlich) befindet. Im Vergleich zum kontinuierlichen Modus sind die Amplitude des Schaltstroms und diejenige des Eingangs-/Ausgangs-Welligkeitsstroms größer, jedoch sind das Einschaltrauschen des Schalters und das Diodenerholungsrauschen im kritischen Modus klein. Somit ist das Rauschen in einem relativ niedrigen Frequenzbereich, das durch eine Schaltfrequenz oder deren Oberwellen hervorgerufen wird, groß, jedoch ist das Rauschen in einem relativ hohen Frequenzbereich, das durch das Einschaltrauschen und das Erholungsrauschen hervorgerufen wird, klein.
  • Die vorliegende Erfindung ist auf einen Schalt-Konverter anwendbar, der in einem kritischen Modus arbeitet, wo die Schaltfrequenz in Abhängigkeit von den Eingangs-/Ausgangs-Bedingungen veränderlich ist. Durch Anwenden der vorliegenden Erfindung auf einen solchen Schalt-Konverter, der im kritischen Modus arbeitet, können der Eingangs/Ausgangs-Welligkeitsstrom und das Rauschen in einem niedrigen Frequenzbereich reduziert werden.
  • Die hier beschriebene Erfindung ermöglicht somit die Vorteile, dass (1) eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung geschaffen wird, in der die Schalt-Konverter mit einer beliebigen Phasendifferenz und einer veränderlichen Schaltfrequenz geschaltet werden können, indem eine vereinfachte Steuerung durchgeführt wird, und (2) ein Verfahren zum Steuern der Schalt-Konverter geschaffen wird, die in einer solchen verschachtelten Weise zu schalten sind.
  • Diese und andere Vorteile der vorliegenden Erfindung werden für Fachleute beim Lesen und Verstehen der folgenden genauen Beschreibung mit Bezug auf die beigefügten Figuren offensichtlich.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockschaltbild, das eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung in einem ersten Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 2 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 1 zeigt.
  • 3 ist ein Blockschaltbild, das spezifische Schaltungskonfigurationen der Steuer-Ansteuerungen und der Lade-/Entladevorrichtung der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 1 zeigt.
  • 4 ist ein Zeitablaufdiagramm, das Wellenformen der jeweiligen Signale in den in 3 gezeigten Schaltungsabschnitten zeigt.
  • 5 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in den in 3 gezeigten Schaltungsabschnitten in dem Zustand zeigt, in dem die Potenziale der ersten und zweiten Kondensatoren abgewichen sind.
  • 6 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in einer Variante der in 3 gezeigten Schaltungsabschnitte zeigt.
  • 7 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in einer weiteren Variante der in 3 gezeigten Schaltungsabschnitte zeigt.
  • 8 ist ein Blockschaltbild, das eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung in einem zweiten Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 9 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in der in 8 gezeigten verschachtelt schaltenden Konverterschaltung zeigt.
  • 10 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in dem Zustand zeigt, in dem die Schaltperiode der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 8 variiert worden ist.
  • 11 ist ein Blockschaltbild, das die Konfigurationen einer Lade-/Entladevorrichtung und, einer zweiten Steuer-Ansteuerung zeigt, die die Hauptschaltungsabschnitte einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung in einem dritten Beispiel der vorliegenden Erfindung sind.
  • 12 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in den in 11 gezeigten Schaltungsabschnitten zeigt.
  • 13 ist ein Blockschaltbild, das eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung in einem vierten Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 14 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 13 zeigt.
  • 15 ist ein Blockschaltbild, das eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung in einem fünften Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 16A und 16B sind Blockschaltbilder, die jeweils die Konfigurationen einer ersten und einer zweiten Steuer-Ansteuerung in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 15 zeigen.
  • 17 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale zur Erläuterung der Operation eines ersten Aufwärtskonverters in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 15 zeigt.
  • 18 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale zur Erläuterung der Operation eines zweiten Aufwärtskonverters in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 15 zeigt.
  • 19 ist ein Blockschaltbild, das die Konfigurationen der Schaltungsabschnitte zeigt, die eine Lade-/Entladevorrichtung, eine Spitzenhaltevorrichtung, einen Komparator und eine zweite Steuer-Ansteuerung in einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung in einem sechsten Beispiel der vorliegenden Erfindung enthalten.
  • 20 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Wellenformen der jeweiligen Signale in den in 19 gezeigten Schaltungsabschnitten zeigt.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • BEISPIEL 1
  • 1 zeigt eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung in einem ersten Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung des ersten Beispiels ist unter Verwendung von zwei Aufwärtskonvertern konfiguriert. 2 zeigt die Wellenformen der jeweiligen Signale in der in 1 gezeigten verschachtelt schaltenden Konverterschaltung.
  • Wie in 1 gezeigt ist, enthält die verschachtelt schaltende Konverterschaltung: eine Eingangs-Gleichstrom-(DC)-Stromversorgung 1; einen Ausgangskondensator 2; eine Last 3; und einen ersten Aufwärtskonverter 10a. Der erste Aufwärtskonverter 10a enthält: eine erste Drosselspule 11; einen ersten Schalter 12; eine erste Diode 13; eine erste Steuer-Ansteuerung 14a; und einen ersten Stromdetektor 15. Der erste Stromdetektor 15 erfasst den Strom, der über den ersten Schalter 12 fließt, um somit ein erstes Stromsignal Vi1 auszugeben.
  • Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung enthält ferner einen zweiten Aufwärtskonverter 20. Der zweite Aufwärtskonverter 20 enthält: eine zweite Dros selspule 21; einen zweiten Schalter 22; eine zweite Diode 23; eine zweite Steuer-Ansteuerung 24; und einen zweiten Stromdetektor 25. Der zweite Stromdetektor 25 erfasst den Strom, der über den zweiten Schalter 22 fließt, um somit ein zweites Stromsignal Vi2 auszugeben.
  • Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung enthält ferner einen Spannungsdetektor 4. Der Spannungsdetektor 4 erfasst eine Ausgangs-Gleichspannung, die vom Ausgangskondensator 2 an die Last 3 angelegt werden soll, um somit ein Spannungssignal Ve auszugeben, das eine Differenz zwischen der Gleichspannung und einer Referenzspannung darstellt. Die erste Steuer-Ansteuerung 14a empfängt das erste Stromsignal Vi1 und das Spannungssignal Ve, um somit ein erstes Ansteuersignal Vdr1 auszugeben, das eine vorgegebene Periode und ein vorgegebenes Tastverhältnis aufweist. Der erste Schalter 12 empfängt das erste Ansteuersignal Vdr1 und wird in Reaktion auf das erste Ansteuersignal Vdr1 nach AN/AUS geschaltet.
  • Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung enthält ferner: eine Lade-/Entladevorrichtung 40; einen ersten Kondensator 41; und einen zweiten Kondensator 42. Die Lade-/Entladevorrichtung 40 empfängt das erste Ansteuersignal Vdr1 und lädt/entlädt alternierend die ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 mit einem freigegebenen Strom synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1. Genauer, während der erste Kondensator 41 geladen wird, wird der zweite Kondensator 42 entladen. Im Gegensatz hierzu wird dann, während der erste Kondensator 41 entladen wird, der zweite Kondensator 42 geladen. Die zweite Steuer-Ansteuerung 24 empfängt eine Spannung Vc1 des ersten Kondensators 41, eine Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 42, das zweite Stromsignal Vi2 und das Spannungssignal Ve, um somit ein zweites Ansteuersignal Vdr2 auszugeben, das am Kreuzungspunkt der Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 aktiviert wird und eine vorgegebene Ein-Zeitperiode aufweist. Der zweite Schalter 22 empfängt das zweite Ansteuersignal Vdr2 und wird in Reaktion auf das zweite Ansteuersignal Vdr2 nach AN/AUS geschaltet.
  • Im folgenden wird mit Bezug auf 2 die Operation der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung mit einer solchen Konfiguration beschrieben.
  • 2(a) zeigt die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1, das von der ersten Steuer-Ansteuerung 14a ausgegeben wird. Wenn das erste Ansteuersignal Vdr1 aktiviert ist, wird der erste Schalter 12 eingeschaltet und ein Anregungsstrom fließt durch die erste Drosselspule 11. Der erste Stromdetektor 15 erfasst diesen Anregungsstrom, um somit das erste Stromsignal Vi1 mit einer in 2(d) gezeigten Wellenform auszugeben. Der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 wird mit demjenigen des Spannungssignals Ve von der ersten- Steuer-Ansteuerung 14a verglichen. Wenn der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 den Pegel des Spannungssignals Ve erreicht, wird das erste Ansteuersignal Vdr1 deaktiviert. Bei der hinteren Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 wird der erste Schalter 12 ausgeschaltet. Anschließend wird die Energie, die in der ersten Drosselspule 11 gespeichert worden ist, als Strom 1d1 mit einer in 2(i) gezeigten Wellenform über die erste Diode 13 ausgegeben. Somit wird der Eingangsstrom des ersten Aufwärtskonverters 10a, d. h. der Strom 1i1, der durch die erste Drosselspule 11 fließt, so gestaltet, wie in 2(f) gezeigt ist.
  • 2(b) zeigt die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 bzw. 42. Die Lade-/Entladevorrichtung 40 empfängt das erste Ansteuersignal Vdr1 und lädt und entlädt alternierend die ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1.
  • Die zweite Steuer-Ansteuerung 24 empfängt die ersten und zweiten Spannungen Vc1 und Vc2 und deaktiviert das zweite Ansteuersignal Vdr2 am Kreuzungspunkt der ersten und zweiten Spannungen Vc1 und Vc2, wie in 2(c) gezeigt ist. Wenn das zweite Ansteuersignal Vdr2 vom zweiten Schalter 22 empfangen wird, wird der zweite Schalter 22 eingeschaltet, so dass der Anregungsstrom durch die zweite Drosselspule. 21 fließt. Der zweite Stromdetektor 25 erfasst diesen Anregungsstrom, um somit das zweite Stromsignal Vi2 mit einer in 2(e) gezeigten Wellenform auszugeben. Der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2 wird mit dem Pegel des Spannungssignals Ve von der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 verglichen. Wenn der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2 den Pegel des Spannungssignals Ve erreicht, wird das zweite Ansteuersignal Vdr2 deaktiviert. An der hinteren Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2 wird der zweite Schalter 22 ausgeschaltet.
  • Anschließend wird die Energie, die in der zweiten Drosselspule 21 gespeichert worden ist, als Strom 1d2 mit einer in 2(j) gezeigten Wellenform über die zweite Diode 23 ausgegeben. Somit wird der Eingangsstrom des zweiten Aufwärtskonverters 20, d. h. der Strom 1i2, der durch die zweite Drosselspule 21 fließt, so gestaltet, wie in 2(g) gezeigt ist. Wenn die Ausgangs-Gleichspannung ansteigt, wird der Pegel des Spannungssignals Ve niedriger. Wenn im Gegensatz hierzu die Ausgangs-Gleichspannung abnimmt, wird der Pegel des Spannungssignals Ve höher. Die Tastverhältnisse der Schaltperioden der Schalter 12 und 22 werden so gesteuert, dass die Ausgangs-Gleichspannung stabilisiert wird. Unter der Annahme, dass der Strom zum Laden/Entladen der ersten und der zweiten Kondensatoren 41 und 42 einem vorgegebenen gleichmäßigen Pegel aufweist, kreuzen die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 einander zu einem Zeitpunkt, der ausgehend von der vorderen Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 um ein Zeitintervall verzögert ist, das einer Hälfte einer Schaltperiode entspricht.
  • Das heißt, die ersten und zweiten Aufwärtskonverter 10a und 20 bilden eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung, die eine Phasendifferenz gleich einer halben Schaltperiode aufweist. Der Eingangsstrom Ii (= Ii1 + Ii2) dieser verschachtelt schaltenden Konverterschaltung variiert, wie in 2(h) gezeigt ist, während der Ladestrom Ic (= Id1 + Id2) für den Ausgangskondensator 2 wie in 2(k) gezeigt variiert.
  • 3 zeigt genauere Schaltungskonfigurationen der ersten Steuer-Ansteuerung 14a, der Lade-/Entladevorrichtung 40 und der zweiten Steuer-Ansteuerung 24.
  • Da die erste Steuer-Ansteuerung 14a eine herkömmliche Strommodus-Steuervorrichtung ist, wird deren Operation nur kurz beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden die Operationen der Lade-/Entladevorrichtung 40 und der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 mit Bezug auf die Wellenformen der jeweiligen Signale, die in 4 gezeigt sind, genauer beschrieben.
  • In der ersten Steuer-Ansteuerung 14a wird ein Einschaltimpuls mit einer vorgegebenen Frequenz, die von einem Oszillator 149 erzeugt worden ist, von einem RS-Flip-Flop 148 an einem Setz-Anschluss empfangen, wodurch das erste Ansteuersignal Vdr1 aktiviert wird. Ein erster Komparator 142 empfängt das erste Stromsignal Vi1 und das Spannungssignal Ve vom ersten Stromdetektor 15 bzw. vom Spannungsdetektor 4 und vergleicht deren Pegel miteinander. Wenn der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 den Pegel des Spannungssignals Ve überschreitet, empfängt das RS-Flip-Flop einen Ausschaltimpuls H an seinem Rücksetzanschluss, wodurch das erste Ansteuersignal Vdr1 deaktiviert wird. Durch Erhöhen/Verringern des Pegels des Spannungssignals Ve wird die Impulsbreite des ersten Ansteuersignals Vdr1, d. h. die EIN-Periode des ersten Schalters 12, geregelt und die Ausgangs-Gleichspannung stabilisiert.
  • Die Lade-/Entladevorrichtung 40 enthält: eine Steuervorrichtungs-Vorspannungs- Stromversorgung 400 zum Durchführen einer Gleichrichtung und einer Welligkeitsfilterung für eine Spannung, die während der Operation des Konverters erzeugt wird, gewöhnlich durch separates Vorsehen einer Spule wie z. B. einer Drosselspule; ein D-Flip-Flop 401; Widerstände 402 bis 405; Dioden 406 bis 411; Transistoren 412 bis 415; und Widerstände 416 und 417 zum Steuern des Lade-/Entlade-Stroms. Andererseits enthält die zweite Steuer-Ansteuerung 24: einen ersten Komparator 241; einen Inverter 242; ein Exklusiv-NICHT-ODER-Element 243, dessen Ausgang zu bestimmen ist; einen zweiten Komparator 244; und ein RS-Flip-Flop 245.
  • 4 zeigt die Wellenformen der jeweiligen Signale der Lade-/Entladevorrichtung 40 und der zweiten Steuer-Ansteuerung 24. Im folgenden werden Operationen dieser Schaltungen 40 und 24 mit Bezug auf 4 beschrieben.
  • 4(a) zeigt die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. Das D-Flip-Flop 401 empfängt das erste Ansteuersignal Vdr1 an seinem CK-Anschluss, um somit Signale V1 und V2 auszugeben. Die Pegel der Signale V1 und V2 werden synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 invertiert, wie in den 4(b) und (c) gezeigt ist. 4(d) zeigt die AN/AUS-Zustände der jeweiligen Transistoren 412 bis 415. Wenn das Signal V1 auf Hochpegel (hoch) gesetzt ist, und das Signal V2 auf Niedrigpegel (niedrig) gesetzt ist, sind ein PNP-Transistor 412 und ein NPN-Transistor 415 ausgeschaltet, während ein NPN-Transistor 413 und ein PNP-Transistor 414 eingeschaltet sind. Folglich wird der erste Kondensator 41 geladen und der zweite Kondensator 42 entladen. Wenn im Gegensatz hierzu das Signal V1 auf L-Pegel liegt und das Signal V2 auf H-Pegel liegt, sind der PNP-Transistor 412 und der NPN-Transistor 415 eingeschaltet und der NPN-Transistor 413 und der PNP-Transistor 414 ausgeschaltet. Folglich wird der ersten Kondensator 41 geladen und der zweite Kondensator 42 entladen.
  • 4(e) zeigt diese Lade-/Entlade-Zustände. Unter der Annahme, dass die Widerstandswerte der Widerstände 416 und 417 gleichermaßen durch R bezeichnet sind und der Vorwärtsspannungsabfall jeder der Dioden 405 bis 411 und die Basisspannung die Inmitterspannung jedes der Transistoren 412 bis 415 gleichermaßen durch Vd bezeichnet wird, wird der Lade-/Entlade-Strom ein konstanter Strom, der durch Vd/R dargestellt wird. Der erste Komparator 241 empfängt die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 bzw. 42, um somit ein Signal V3 auszugeben, dessen Pegel an den Kreuzungspunkten dieser zwei Spannungen Vc1 und Vc2 invertiert wird, wie in 4(f) gezeigt ist.
  • Das Signal V3 wird in dem Inverter 242 und das Exklusiv-Nicht-Oder-Element 243 eingegeben, das einen Einzelschussimpuls V4 synchron mit der Inversion des Signals V3 ausgibt, wie in 4(g) gezeigt ist. Das RS-Flip-Flop 245 empfängt den Einzelschussimpuls V4 an seinem Setzanschluss, um somit seinen Ausgang, d. h. das zweite Ansteuersignal Vdr2, synchron mit der Einzelschussimpuls V4 zu aktivieren. Der zweite Komparator 244 empfängt das zweite Stromsignal Vi2 und das Spannungssignal Ve, vergleicht die Pegel dieser zwei Signale, und gibt anschließend ein Signal V5 an den Rücksitzanschluss des RS-Flip-Flops 245 aus, wie in den 4(h) und (i) gezeigt ist. Das zweite Ansteuersignal Vdr2 wird synchron mit der vorderen Flanke des Signals V5 deaktiviert, wie in 4(j) gezeigt ist.
  • Wenn die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 immer oberhalb des Nullpotenzials liegen, wie in den Fällen der 2(h) und 4(e), werden dann, wenn die Schaltperiode durch plötzliche Änderung der Eingangs-/Ausgangs-Bedingungen und dergleichen verändert wird, die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 unregelmäßig stabilisiert, so dass sie eine Abweichung aufweisen, wie in 5 gezeigt ist. Als Ergebnis verändert sich der Kreuzungspunkt zwischen den Spannungen Vc1 und Vc2 nachteilig, wobei die Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Ansteuersignalen Vdr1 und Vdr2 unbeständig wird. Um ein solches Problem zu lösen, kann der Entladestrom der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 auf einen höheren Pegel eingestellt sein als der Ladestrom derselben. Auch wenn die Spannungen Vc1 und Vc2 manchmal in einer Übergangsweise abweichen, werden dann die Spannungen dieser Kondensatoren auf die Nähe der Nullspannung beruhigt, wobei die Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Ansteuersignalen Vdr1 und Vdr2 konstant wird, wenn das Entladen abgeschlossen ist. Da außerdem die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 einander zu einem früheren Zeitpunkt kreuzen, nachdem das erste Ansteuersignal Vdr1 aktiviert worden ist, kann auch die Verzögerung zwischen der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 und der führenden Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2 korrigiert werden.
  • Wenn ferner der Entladestrom der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 absichtlich auf einen höheren Pegel gesetzt wird als der Ladestrom derselben, kann das zweite Ansteuersignal Vdr2 mit einer beliebigen Verzögerungszeit (d. h. mit einer willkürlichen Phasendifferenz) innerhalb einer halben Schaltperiode aktiviert werden, wie in 6 gezeigt ist.
  • Unter der Annahme, dass ein Kapazitätswert der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 mit C bezeichnet ist, eine Schaltperiode mit Ts bezeichnet ist und der Ladestrom mit Ich bezeichnet ist, wird die Spannung Vc1 des ersten Kondensators 41 während des Ladens durch Vc1 = Ich·t/C dargestellt, während die Spannung Vch des ersten Kondensators 41, wenn das Laden abgeschlossen ist, durch Vc1 = Ich·Ts/C dargestellt wird. Unter der Annahme, dass andererseits der Entladestrom durch A·Ich (A > 1) dargestellt wird, wird die Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 42 während der Entladung durch Vc2 = Ich·Ts/C – A ·Ich·t/C = (Ts – A·t)·Ich/C dargestellt wird. Der Kreuzungszeitpunkt wird zu t = Ts/(1 + A), da Vc1 = Vc2 gilt. Mit anderen Worten, die Verzögerungszeit Td kann so gesetzt werden, dass sie eine Dauer 1/(1 + A) derjenigen einer Schaltperiode aufweist.
  • Die vorangehende Beschreibung betrifft einen Fall, bei dem der Entladestrom auf einen höheren Pegel eingestellt ist als der Ladestrom. Im Wesentlichen ist die gleiche Beschreibung auch auf den Fall anwendbar, in welchem der Ladestrom entgegengesetzt hierzu auf einen höheren Pegel gesetzt ist als der Entladestrom. Im Fall des Setzens des Entladestroms auf einen höheren Pegel beginnt das Laden der Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 immer aus der Umgebung der Nullspannung. Andererseits beginnt im Fall des Setzens des Ladestroms auf einen höheren Pegel die Entladung immer aus der Umgebung der vorgegebenen oberen Grenzspannung, wie in 7 gezeigt ist. Wie aus 7 deutlich wird, kann die Verzögerungszeit Td entsprechend dem Pegel des Ladestroms festgelegt werden.
  • BEISPIEL 2
  • 8 zeigt eine Schaltungskonfiguration einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung in einem zweiten Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die 9 und 10 zeigen die Wellenformen der jeweiligen Signale. Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung, die in 8 gezeigt ist, unterscheidet sich von der in 1 gezeigten verschachtelt schaltenden Konverterschaltung dadurch, dass eine Rücksetz-Erfassungswicklung 111 zusätzlich für die erste Drosselspule 11 des ersten Aufwärtskonverters 10b vorgesehen ist, und dass eine erste Steuer-Ansteuerung 14b eine in der Rücksetz-Erfassungswicklung 111 erzeugte Spannung empfängt.
  • Die Steuer-Ansteuerung 14b enthält nicht den Oszillator 149 der ersten Steuer-Ansteuerung 14a im ersten Beispiel, sondern enthält: einen Widerstand 143; eine Referenzspannungsquelle 144; einen zweiten Komparator 145; einen Inverter 146; und ein NICHT-ODER-Element 147. Wenn der zweite Komparator 145 die Inversion einer Spannung in der ersten Drosselspule 11 erfasst und seinen Ausgang von H nach L ändert, gibt das NICHT-ODER-Element 147 einen Einschaltimpuls aus, um somit das erste Ansteuersignal Vdr1 zu aktivieren. Die Operation der Deaktivierung des ersten Ansteuersignals Vdr1 wird in der gleichen Weise durchgeführt wie in der ersten Steuer-Ansteuerung 14a des ersten Beispiels.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung kann selbst dann, wenn eine Schaltfrequenz variiert wird, der zweite Aufwärtskonverter 20 immer mit einer Verzögerungszeit arbeiten, die einem vorgegebenen Verhältnis einer Schaltperiode entspricht. Dieses Merkmal der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf die 9 und 10 beschrieben.
  • 9(a) zeigt die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. Wenn das erste Ansteuersignal Vdr1 aktiviert wird, wird der erste Schalter 12 eingeschaltet und ein Eingangsstrom Ii1, dessen Pegel linear von Null ausgehend ansteigt, wie in 9(d) gezeigt ist, fließt durch die erste Drosselspule 11. Der erste Stromdetektor 15 erfasst diesen Eingangsstrom Ii1. Der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 , das dem Eingangsstrom Ii1 entspricht, wird mit dem Pegel des Spannungssignals Ve von der ersten Steuer-Ansteuerung 14b verglichen. Wenn der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 den Pegel des Spannungssignals Ve erreicht, wird das erste Ansteuersignal Vdr1 von der ersten Steuer-Ansteuerung 14b deaktiviert, so dass der erste Schalter 12 ausgeschaltet wird. Anschließend wird die Energie, die in der ersten Drosselspule 11 gespeichert worden ist, freigesetzt, wenn der Strom 1d1 durch die erste Diode 13 fließt, wie in 9(f) gezeigt ist.
  • Wenn der Strom Id1 zu fließen aufgehört hat, wird die Spannung der ersten Drosselspule 11 invertiert. Die Spannungsinversion der ersten Drosselspule 11 wird von der ersten Steuer-Ansteuerung 14b über die Rücksetz-Erfassungswicklung 111 erfasst. Wenn wie oben beschrieben die erste Steuer-Ansteuerung 14b die Spannungsinversion der ersten Drosselspule erfasst, aktiviert die erste Steuer-Ansteuerung 14b das erste Ansteuersignal Vdr1 und schaltet den ersten Schalter 12 ein. Anschließend führt der erste Aufwärtskonverter 10b die gleiche Operation wiederholt durch.
  • Somit ist der erste Aufwärtskonverter 10b eine Art Rufdrossel-Konverter und ist ein Schalt-Konverter, der in einem kritischen Modus arbeitet. Im kritischen Modus kann die Erzeugung des Diodenerholungsrauschens vorteilhaft verhindert werden, jedoch wird der Eingangs-/Ausgangs-Welligkeitsstrom ungünstigerweise groß. Außerdem wird mit steigender Eingangsspannung oder sinkendem Ausgangsstrom die Schaltfrequenz in einem solchen Modus höher.
  • Als Nächstes wird die Operation des zweiten Aufwärtskonverters 20 beschrieben. 9(b) zeigt die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 bzw. 42. Die Lade-/Entladevorrichtung 40 empfängt das erste Ansteuersignal Vdr1 und lädt und entlädt alternierend die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1. Die zweite Steuer-Ansteuerung 24 empfängt die Spannungen Vc1 und Vc2 und aktiviert das zweite Ansteuersignal Vdr2 am Kreuzungspunkt der Spannungen Vc1 und Vc2, wie in 9(c) gezeigt ist. Wenn das zweite Ansteuersignal Vdr2 vom zweiten Schalter 22 empfangen wird, wird der zweite Schalter 22 eingeschaltet, so dass der Eingangsstrom 1i2, dessen Pegel linear ausgehend von Null ansteigt, wie in 9(d) gezeigt ist, durch die zweite Drosselspule 21 fließt. Der zweite Stromdetektor 25 erfasst diesen Eingangsstrom 1i2. Der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2, das dem Eingangsstrom 1i2 entspricht, wird mit dem Pegel des Spannungssignals Ve von der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 verglichen. Wenn der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2 den Pegel des Spannungssignals Ve2 erreicht, wird das zweite Ansteuersignal Vdr2 von der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 deaktiviert. Bei der hinteren Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2 wird der zweite Schalter 22 ausgeschaltet. Anschließend wird die Energie, die in der zweiten Drosselspule 21 gespeichert worden ist, freigesetzt, wenn der Strom Id2 durch die zweite Diode 23 fließt, wie in 9(f) gezeigt ist.
  • Wenn der Induktionswert der zweiten Drosselspule 21 gleich oder kleiner festgelegt wird als derjenige der ersten Drosselspule 21, wird die in der zweiten Drosselspule 21 gespeicherte Energie gleich oder kleiner als diejenige, die in der ersten Drosselspule 11 gespeichert ist. Wenn folglich das zweite Ansteuersignal Vdr2 aktiviert wird, ist der Strom Id2 gleich 0. Somit wird der Eingangsstrom Ii2 des zweiten Aufwärtskonverters 20 so, wie in 9(d) gezeigt ist.
  • Unter der Annahme, dass der Entladestrom der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 ein konstanter Strom ist, der etwas größer ist als der Ladestrom dieser Kondensatoren, kreuzen die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 einander zu einem Zeitpunkt, der gegenüber der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 um etwa eine halbe Schaltperiode verzögert ist. Das heißt, die ersten und zweiten Aufwärtskonverter 10b und 20 bilden eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung mit einer Phasendifferenz gleich einer halben Schaltperiode. Der Eingangstrom Ii (= Ii1 + Ii2) dieser verschachtelt schaltenden Konverterschaltung variiert, wie in 9(e) gezeigt ist, während der Ladestrom Ic (= Ii1 + Ii2) in den Ausgangskondensator 2 variiert, wie in 9(g) gezeigt ist.
  • Da der erste Schalt-Konverter 10b in einem kritischen Modus arbeitet, wie oben beschrieben worden ist, arbeitet auch die verschachtelt schaltende Konverterschaltung des zweiten Beispiels im kritischen Modus. In einem solchen kritischen Modus wird mit steigender Eingangsspannung oder sinkendem Ausgangsstrom die Schaltfrequenz höher. 10 zeigt die Wellenformen der jeweiligen Signale in dem Fall, in dem die Amplitude des Ausgangsstroms kleiner wird. Obwohl in diesem Fall die Schaltperiode kürzer wird, weisen die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 eine kleinere Amplitude auf, wie in 10(b) gezeigt ist. Als Ergebnis bleibt die Phasendifferenz zwischen den Spannungen Vc1 und Vc2 an deren Kreuzungspunkt gleich einer halben Schaltperiode bezüglich der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1.
  • Wie aus der vorangehenden Beschreibung deutlich wird, kann in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der vorliegenden Erfindung selbst dann, wenn eine Schaltfrequenz verändert wird, das zweite Ansteuersignal Vdr2 so aktiviert werden, dass es ausgehend von der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 um ein Zeitintervall verzögert ist; das einem vorgegebenen Verhältnis einer Schaltperiode entspricht.
  • BEISPIEL 3
  • 11 zeigt Schaltungskonfigurationen einer Lade-/Entladevorrichtung und einer zweiten Steuer-Ansteuerung, die die Hauptabschnitte einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung in einem dritten Beispiel der vorliegenden Erfindung bilden. 12 zeigt die Wellenformen der jeweiligen Signale derselben. In der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung, die in 11 gezeigt ist, sind ein UND-Element 418 und ein NICHT-ODER-Element 419, in die beide Signale V1 und V3 vom D-Flip-Flop 401 und vom Komparator 241 eingegeben werden; Widerstände 420 und 421; ein Transistor 422 und eine Diode 423 zum schnellen Entladen des ersten Kondensators 41; und ein Transistor 424 und eine Diode 425 zum schnellen Entladen des zweiten Kondensators 42 zusätzlich zwischen der Lade-/Entladevorrichtung 40 und der zweiten Steuer-Ansteuerung 24 der in 3 gezeigten verschachtelt schaltenden Konverterschaltung vorgesehen.
  • 12(a) zeigt die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. Das D-Flip-Flop 401 empfängt das erste Ansteuersignal Vdr1 an seinem CK-Anschluss, um somit das Signal V1 auszugeben, dessen Pegel synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 invertiert wird, wie in 12(b) gezeigt ist: In der gleichen Weise wie in der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung der 3 werden die ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 in Reaktion auf das Signal V1 geladen und entladen. 12(d) zeigt die Wellenform eines Ausgangssignals V3 des ersten Komparators 241, der die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 mit den in 12(c) gezeigten Wellenformen empfängt. Ferner wird in der gleichen Weise wie in der in 3 gezeigten verschachtelt schaltenden Konverterschaltung das zweite Ansteuersignals Vdr2, wie in 12(g) gezeigt ist, in Reaktion auf das Signal V3 erhalten.
  • 12(e) zeigt die Wellenform eines Ausgangssignals V6 des Und-Elements 418, in das die Signale V1 und V3 eingegeben worden sind, während 12(f) die Wellenform eines Ausgangssignals V7 des Nicht-Oder-Elements 419 zeigt, in das die Signale V1 und V3 ebenfalls eingegeben worden sind. Der Transistor 422, der in Reaktion auf das Signal V6 anzusteuern ist, entlädt den ersten Kondensator 41 schnell bis in die Nähe des Nullpotenzials während einer Periode, nach der die Spannung Vc1 des ersten Kondensators 41 auf einen Wert niedriger als die Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 42 entladen worden ist und bevor das Laden des ersten Kondensators 41 gestartet wird.
  • Andererseits entlädt der Transistor 424, der in Reaktion auf das Signal V7 anzusteuern ist, schnell den Kondensator 42 bis in die Nähe des Nullpotenzials während einer Periode, nach der die Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 42, der entladen wird, niedriger geworden ist, als die Spannung Vc1 des ersten Kondensators 41, und bevor das Laden des zweiten Kondensators 42 gestartet wird.
  • Wie oben beschrieben worden ist, unterscheidet sich die verschachtelt schaltende Konverterschaltung, die in 11 gezeigt ist, im stationären Zustand nicht von der in 3 gezeigten Schaltung. In der Schaltung dieses Beispiels werden jedoch die ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 immer ausgehend von der Umgebung dessen Nullpotenzials geladen. Selbst wenn somit eine Schaltperiode durch Variation der Eingangs/Ausgangs-Bedingungen verändert wird, kann die Abweichung der Spannungen Vc1 und Vc2- der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 schnell korrigiert werden, wobei die Verzögerungszeit bis zur führenden Flanke des zweiten Ansteuerungssignals Vdr2 schnell stabilisiert werden kann.
  • BEISPIEL 4
  • 13 zeigt die Schaltungskonfiguration einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung in einem vierten Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die verschachtelt schaltenden Konverterschaltung des vierten Beispiels enthält drei Aufwärtskonverter. Durch umfassende Anwendung der Schaltungskonfiguration des vierten Beispiels kann eine Anzahl N (wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als 3 ist) an Aufwärtskonvertern parallel betrieben werden.
  • In diesem Beispiel weisen die ersten und zweiten Aufwärtskonverter die gleichen Konfigurationen auf wie die in 8 gezeigten Aufwärtskonverter 10b bzw. 20. Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung des vierten Beispiels enthält ferner: einen dritten Aufwärtskonverter 30; eine zweite Lade-/Entladevorrichtung 50; und einen dritten und einen vierten Kondensator 51 und 52. Der dritte Aufwärtskonverter 30 enthält: eine dritte Drosselspule 31; einen dritten Schalter 32; eine dritte Diode 33; eine dritte Steuer-Ansteuerung 34; und einen dritten Stromdetektor 35.
  • Die erste Steuer-Ansteuerung 14b vergleicht die Pegel des ersten Stromsignals Vi1 , und des Spannungssignals Ve, um somit ein erstes Ansteuersignal Vdr1 mit einem vorgegebenen Tastverhältnis auszugeben, um die Ausgangsspannung des Aufwärtskonverters 10b zu stabilisieren. Der erste Schalter 12 empfängt das erste Ansteuersignal Vdr1 und wird in Reaktion auf das erste Ansteuersignal Vdr1 nach AN/AUS geschaltet. Die erste Lade-/Entladevorrichtung 40 lädtlentlädt die ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1, das von der ersten Steuer-Ansteuerung 14b geliefert wird. Die zweite Steuer-Ansteuerung 24 empfängt die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42, um somit ein zweites Ansteuerungssignal Vdr2 auszugeben, das am Kreuzungspunkt zwischen den Spannungen Vc1 und Vc2 aktiviert wird und eine Einschaltperiode aufweist, die durch den Vergleich zwischen dem zweiten Stromsignal Vi2 und dem Spannungssignal Ve zu bestimmen ist. Der zweite Schalter 22 empfängt das zweite Ansteuersignal Vdr2 und wird in Reaktion auf das zweite Ansteuersignal Vdr2 nach AN/AUS geschaltet.
  • Die zweite Lade-/Entladevorrichtung 50 empfängt das zweite Ansteuersignal Vdr2 und lädt/entlädt die dritten und vierten Kondensatoren 51 und 52 synchron mit der führenden Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2. Die dritte Steuer-Ansteuerung 34 empfängt die Spannungen Vc3 und Vc4 der dritten und vierten Kondensatoren 51 und 52, um somit ein drittes Ansteuersignal Vdr3 auszugeben, das am Kreuzungspunkt zwischen den Spannungen Vc3 und Vc4 aktiviert wird.
  • In diesem Fall werden die elektrostatischen Kapazitätswerte der ersten, zweiten, dritten und vierten Kondensatoren 41, 42, 51 und 52 als gleich angenommen, wobei die Ladeströme der Lade-/Entladevorrichtungen 40 und 50 gleich sind und ferner die Entladeströme der Lade-/Entladevorrichtungen 40 und 50 ebenfalls gleich sind, wobei der Entladestrom so festgelegt ist, dass er doppelt so groß ist wie der Ladestrom. Folglich kreuzen die Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42 einander zu einem Zeitpunkt, der ausgehend von der führenden Flanke des ersten Ansteuerungssignals Vdr1 um ein Drittel einer Schaltperiode verzögert ist. In ähnlicher Weise kreuzen die Spannungen Vc3 und Vc4 der dritten und vierten Kondensatoren 51 und 52 einander zu einem Zeitpunkt, der ausgehend von der führenden Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2 um ein Drittel einer Schaltperiode verzögert ist.
  • Als Nächstes wird die Operation der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung des vierten Beispiels mit Bezug auf die Wellenformen der jeweiligen Signale, die in 14 gezeigt sind, genauer beschrieben.
  • 14(a) zeigt die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. 14(b) zeigt die Wellenformen der Spannungen Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 41 und 42. Da die Amplitude des Entladestroms doppelt so groß festgelegt ist wie diejenige des Ladestroms, kreuzen die Spannungen Vc1 und Vc2 einander zu einem Zeitpunkt t2, der um ein Zeitintervall, das einem Drittel einer Schaltperiode entspricht, später liegt als ein Zeitpunkt t0 der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1. Zum Zeitpunkt t2 wird das zweite Ansteuersignal Vdr2 aktiviert, wie in 14(c) gezeigt ist. 14(d) zeigt die Wellenformen der Spannungen Vc3 und Vc4 der dritten und vierten Kondensatoren 51 und 52. Da die Amplitude des Entladestroms doppelt so hoch festgelegt ist wie diejenige des Ladestroms, kreuzen die Spannungen Vc3 und Vc4 einander zu einem Zeitpunkt t4, der um ein Zeitintervall, das einem Drittel einer Schaltperiode entspricht, später liegt als der Zeitpunkt t2 der führenden Flanke des zweiten Ansteuersignals Vdr2. Zum Zeitpunkt t4 wird das dritte Ansteuersignal Vdr3 aktiviert, wie in 14(e) gezeigt ist.
  • Als Ergebnis werden die Wellenformen der Eingangsströme 1i1, 1i2 und 1i3 der Aufwärtskonverter 10b, 20 und 30 so gestaltet, wie in 14(f) gezeigt ist. Der Eingangsstrom Ii oder die Summe von Ii1, Ii2 und Ii3 weist eine Wellenform mit einer reduzierten Welligkeit auf, wie in 14(g) gezeigt ist. Andererseits werden die Wellenformen der Ströme Id1, Id2 und Id3, die durch die Dioden der jeweiligen Aufwärtskonverter 10b, 20 und 30 fließen, so gestaltet, wie in 14(h) gezeigt ist. Der Ladestrom Ic oder die Summe von Id1, Id2 und Ida, der dem Ausgangskondensator 2 zuzuführen ist, weist eine Wellenform mit einer reduzierten Welligkeit auf, wie in 14(i) gezeigt ist.
  • In derselben Weise wie in dem zweiten Beispiel, das in 8 gezeigt ist, ist ferner der erste Aufwärtskonverter 10b ein Rufdrossel-Konverter, wobei eine Schaltfrequenz in Abhängigkeit von den Eingangs-/Ausgangs-Bedingungen veränderlich ist. Auch im vierten Beispiel, wenn die Schaltfrequenz verändert wird, kann die Phasendifferenz zwischen den jeweiligen Schalt-Konvertern auf einem Wert gleich einem Drittel einer Schaltperiode gehalten werden, indem die Amplituden der Spannungen Vc1 bis Vc4 der ersten bis vierten Kondensatoren 41, 42, 51 und 52 variiert werden.
  • Wie aus der Beschreibung des vierten Beispiels deutlich wird, kann dann, wenn die Amplitude des Entladestroms auf das A-fache derjenigen des Ladestroms gesetzt wird, die Phasendifferenz gleich 1/(1 + A) einer Schaltperiode gesetzt werden.
  • Hierbei wird die Anzahl der Aufwärtskonverter mit N bezeichnet. Da in 13 N = 3 gilt, wird A auf 2 gesetzt und die Phasendifferenz wird auf ein Drittel einer Schaltperiode gesetzt. Wie leicht verständlich ist, wenn N = 4 gilt, kann A auf 3 gesetzt werden, wobei die Phasendifferenz auf ein Viertel einer Schaltperiode gesetzt werden kann. Wenn außerdem N = 5 gilt, kann A auf 4 gesetzt werden und die Phasendifferenz kann auf ein Fünftel einer Schaltperiode gesetzt werden. Ferner kann A auf 1,5 gesetzt werden und die Phasendifferenz kann auf zwei Fünftel einer Schaltperiode gesetzt werden. Wenn ferner eine schnelle Ladevorrichtung, wie z. B. diejenige, die in dem in 11 gezeigten dritten Beispiel vorgesehen ist, zusätzlich vorgesehen wird, kann A auf einen Wert kleiner als 1 gesetzt werden. Wenn somit N = 3 gilt, kann A auch auf 0,5 gesetzt werden und die Phasendifferenz kann ebenfalls auf zwei Drittel einer Schaltperiode gesetzt werden.
  • Die obenbeschriebene Beziehung kann wie folgt verallgemeinert werden. In einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung, die eine Anzahl von N Aufwärtskonvertern enthält, können dann, wenn A auf N/n – 1 gesetzt wird, die jeweiligen Aufwärtskonverter mit einer Phasendifferenz geschaltet werden, die n/N einer Schaltperiode entspricht. Hierbei ist n eine natürliche Zahl kleiner als N und prim bezüglich N, oder eine natürliche Zahl gleich oder kleiner als N/2. Wenn n eine natürliche Zahl kleiner als N und prim bezüglich N ist, gilt (N/n – 1) = 2/5, 7/5, 2, 3, 5/3, 3/2, 5/2,... und dergleichen. Wenn andererseits n eine natürliche Zahl gleich oder kleiner als N/2 ist, gilt (N/n – 1) = 3, 7/2, 4,... und dergleichen.
  • In den vorangehenden ersten bis vierten Beispielen ist jede Lade-/Entladevorrichtung separat von den jeweiligen Aufwärtskonvertern vorgesehen. Alternativ, wenn die Lade-/Entladevorrichtung(en) mit der zweiten Steuer-Ansteuerung (den dritten Steuer-Ansteuerungen usw.) integriert ist, mit Ausnahme der ersten Steuer-Ansteuerung, kann eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung gebildet werden, die universellere Anwendungsgebiete bei niedrigeren Kosten hat.
  • BEISPIEL 5
  • 15 zeigt eine Schaltungskonfiguration einer verschachtelt schaltenden Konverterschaltung in einem fünften Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung des fünften Beispiels enthält zwei Aufwärtskonverter und arbeitet als Leistungsfaktor verbessernde Konverterschaltung.
  • In 15 enthält die verschachtelt schaltende Konverterschaltung: eine Eingangs-Wechselstrom-(AC)-Stromversorgung 100; ein Eingangsfilter 101; eine Brückendiode 102; einen Ausgangskondensator 2; eine Last 3; einen Spannungsdetektor 4; und einen ersten Aufwärtskonverter 10c. Der Spannungsdetektor 4 erfasst eine Ausgangsgleichspannung, die von einem Ausgangskondensator 2 an die Last 3 geliefert wird, und gibt ein Spannungssignal Ve aus, das das Ergebnis darstellt, das durch Vergleichen der Gleichspannung mit einer Referenzspannung erhalten wird.
  • Der erste Aufwärtskonverter 10c enthält: eine erste Drosselspule 11; einen ersten Schalter 12; eine erste Diode 13; eine erste Steuer-Ansteuerung 140; und einen ersten Stromdetektor 15. Eine Rücksetz-Erfassungswicklung 111 ist zusätzlich für die. erste Drosselspule 11 vorgesehen und ist mit der ersten Steuer-Ansteuerung 140 verbunden. Der erste Stromdetektor 15 erfasst den Strom, der durch den ersten Schalter 12 fließt, um somit ein erstes Stromsignal Vi1 an die erste Steuer-Ansteuerung 140 auszugeben. Die erste Steuer-Ansteuerung 140 gibt nicht nur das erste Ansteuersignal Vdr1 zum Schalten des ersten Schalters 12 nach AN/AUS aus, sondern auch ein später zu beschreibendes Referenzstromsignal Vii.
  • Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung enthält ferner einen zweiten Aufwärtskonverter 20'. Der zweite Aufwärtskonverter 20' enthält: eine zweite Drosselspule 21; einen zweiten Schalter 22; eine zweite Diode 23; eine zweite Steuer-Ansteuerung 240; und einen zweiten Stromdetektor 25. Der zweite Stromdetektor 25 erfasst den durch den zweiten Schalter 22 fließenden Strom, um somit ein zweites Stromsignal Vi2 an die zweite Steuer-Ansteuerung 240 auszugeben. Die zweite Steuer-Ansteuerung 240 gibt das zweite Ansteuersignal Vdr2 aus, um somit den zweiten Schalter 22 nach AN/AUS zu schalten.
  • In diesem fünften Beispiel wird eine Wechselspannung von der Eingangs-Wechselstromversorgung 100 zugeführt, wobei eine Gleichspannung durch Umsetzen der Wechselspannung erhalten wird. Der Leistungsfaktor wird durch die ersten und zweiten Steuer-Ansteuerungen 140 und 240 verbessert.
  • Die 16A und 16B zeigen die Konfigurationen der ersten und zweiten Steuer-Ansteuerungen 140 bzw. 240. Die 17 und 18 zeigen die Wellenformen der jeweiligen Signale im fünften Beispiel.
  • Zuerst wird mit Bezug auf 16 und 17 die Operation des ersten Aufwärtskonverters 10c beschrieben. Wie in 16A gezeigt ist, enthält die erste Steuer-Ansteuerung 140: einen Multiplizieren 141; einen ersten Komparator 142; einen Widerstand 143; eine Spannungsquelle 144; einen zweiten Komparator 145; einen Inverter 146; ein NICHT-ODER-Element 147; und ein RS-Flip-Flop 148.
  • Der Ausgang der Brückendiode 102, d. h. eine gleichgerichtete Eingangsspannung, wird mit Vi bezeichnet. 17(a) zeigt die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1. Bei der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 wird der erste Schalter 12 eingeschaltet, wobei die gleichgerichtete Eingangsspannung V1 an die erste Drosselspule 11 angelegt wird und anschließend ein linear ansteigender Strom fließt. Der erste Schalter 12 erfasst diesen Strom, um somit das erste Stromsignal Vi1 auszugeben.
  • Die gleichgerichtete Eingangsspannung Vi und das Spannungssignal Ve werden vom Multiplizierer 141 multipliziert, um somit das Referenzstromsignal Vii auszugeben. Der erste Komparator 142 vergleicht den Pegel des ersten Stromsignals Vi1 mit demjenigen des Referenzstromsignals Vii, und gibt ein Signal Vf aus, das aktiviert wird oder auf H-Pegel ansteigt, wenn der Pegel des ersten Stromsignals Vi1 den Pegel des Referenzstromsignals Vii überschreitet, wie in 17(d) und (e) gezeigt ist.
  • Das RS-Flip-Flop 148 empfängt das aktivierte Signal Vf an seinem Rücksetzanschluss und deaktiviert seinen Ausgang, d. h. das erste Ansteuersignal Vdr1. In Reaktion hierauf wird der erste Schalter 12 ausgeschaltet und die in der ersten Drosselspule 11 gespeicherte Energie wird über die erste Diode 13 an den Ausgangskondensator 2 abgegeben.
  • Eine in 17(b) gezeigte Spannung V111 wurde in der Rücksetz-Erfassungswicklung 111 erzeugt. Die Spannung V111 wird an den zweiten Komparator 145 über den Widerstand 143 angelegt. Der zweite Komparator 145 vergleicht die Spannung V111 mit der Spannung der Spannungsquelle 44. Wenn die gesamte in der ersten Drosselspule 11 gespeicherte Energie freigesetzt worden ist und die Spannungen der ersten Drosselspule 11 und der Rücksetz-Erfassungswicklung 111 invertiert werden, wird der Pegel des Ausgangs des zweiten Komparators 145 von N nach L geschaltet. Der Inverter 146 und das NICHT-ODER-Element 147 erfassen die hintere Flanke, um somit einen Einzelschussimpuls Vck auszugeben, wie in 17(c) gezeigt ist. Das RS-Flip-Flop 148 empfängt den Einzelschussimpuls Vck an seinem Setzanschluss und deaktiviert seinen Ausgang, d. h. das erste Ansteuersignal Vdr1.
  • Eine Schaltperiode des ersten Aufwärtskonverters 10c, der eine solche Operation wiederholt durchführt, ist ausreichend kürzer als eine Periode der Wechselspannung, die von der Eingangs-Wechselstromversorgung 100 zugeführt wird. Somit ist die Variation der gleichgerichteten Eingangsspannung Vi während einer Schaltperiode vernachlässigbar. Die Wellenform der gleichgerichteten Eingangsspannung Vi ist in 17(f) gezeigt, in der die Zeitachse gestreckt worden ist. Wenn andererseits die Antwortfrequenz des Stromdetektors 4 ausreichend niedriger festgelegt ist als die Eingangs-Wechselstromfrequenz, wird das Spannungssignal Ve zu einer Gleichspannung, die während einer Periode der von der Wechselstromversorgung 100 gelieferten Wechselspannung unveränderlich ist. Das heißt, das Referenzstromsignal Vii das durch Multiplizieren der gleichgerichteten Eingangsspannung Vi und des Spannungssignals Ve erhalten wird, ist proportional zur gleichgerichteten Eingangsspannung Vi. Der Mittelwert des Eingangsstroms Ii1 ist ebenfalls proportional zur gleichgerichteten Eingangsspannung Vi. Somit kann allein der erste Aufwärtskonverter 10c den Leistungsfaktor der Operation im kritischen Modus verbessern. Ein solcher Konverter, der die Verbesserung des Leistungsfaktors im kritischen Modus ermöglicht, kann vorteilhaft das Diodenerholungsrauschen eliminieren, jedoch sind der Spitzenwert des Eingangsstroms und der Welligkeitsstrom desselben unvorteilhaft groß. Dementsprechend ist ein solcher Konverter allein für Anwendungen, die einen hohen Leistungsverbrauch erfordern, ungeeignet.
  • Als Nächstes wird mit Bezug auf die 16B und 18 die Operation des zweiten Aufwärtskonverters 20' beschrieben. Wie in 16B gezeigt ist, enthält die zweite Steuer-Ansteuerung 240: einen ersten Komparator 241; einen Inverter 242; ein Exklusiv-NICHT-ODER-Element 243; einen zweiten Komparator 244; ein RS-Flip-Flop 245; ein D-Flip-Flop 246; Widerstände 247 bis 250; Transistoren 251 bis 254; Konstantstromquellen 255 und 256; einen ersten und einen zweiten Kondensator 257 und 258; ein UND-Element 259; ein NICHT-ODER-Element 260; Widerstände 261 und 262; und Transistoren 263 und 264. Ein Teil der zweiten Steuer-Ansteuerung 240 enthält den ersten Komparator 241, den Inverter 242, das Exklusiv-NICHT-ODER-Element 243, den zweiten Komparator 244 und das RS-Flip-Flop 245 und entspricht der zweiten Steuer-Ansteuerung 24, die in 3 gezeigt ist. Andererseits entspricht ein Teil der zweiten Steuer-Ansteuerung 240, der das D-Flip-Flop 246, die Widerstände 247 bis 250, die Transistoren 251 bis 254 und die Konstantstromquellen 255 und 256 enthält, der in 3 gezeigten Lade-/Entladevorrichtung 40.
  • 18(a) zeigt die Wellenform des ersten Ansteuersignals Vdr1, wobei die 18(b) die Wellenform des Signals V1 des D-Flip-Flops 246 zeigt, die synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 invertiert wird. Die Transistoren 251 bis 254 werden in Reaktion auf das Signal V1 und ein invertiertes Signal V2 des Signals V1 betrieben, um somit die ersten und zweiten Kondensatoren 257 und 258 zu laden/entladen, wie in 18(c) gezeigt ist.
  • Der erste Komparator 241 vergleicht die Spannung Vc1 und Vc2 der ersten und zweiten Kondensatoren 257 und 258 miteinander, um somit ein Signal V3 auszugeben, dessen Pegel am Kreuzungspunkt zwischen diesen Spannungen invertiert wird, wie in 18(d) gezeigt ist. Die Signale V1 und V3 werden in das UND-Element 259 und das NICHT-ODER-Element 260 eingegeben, die jeweils die Signale V6 und V7 ausgeben, wie in 18(e) und (f) gezeigt ist. Der Transistor 263 wird in Reaktion auf das Signal V6 nach AN/AUS geschaltet und entlädt schnell den ersten Kondensator 257, so dass die Spannung Vc1 des ersten Kondensators 257 in die Nähe der Nullspannung absinkt, unmittelbar nach dem Kreuzungspunkt zwischen den Spannungen Vc1 und Vc2 während der Entladung des ersten Kondensators 257. In ähnlicher Weise wird der Transistor 264 in Reaktion auf das Signal V7 nach AN/AUS geschaltet und entlädt schnell den zweiten Kondensator 258, so dass die Spannung Vc2 des zweiten Kondensators 258 in die Nähe der Nullspannung absinkt, unmittelbar nach dem Kreuzungspunkt zwischen den Spannungen Vc1 und Vc2 während der Entladung des zweiten Kondensators 258. Somit wird das Laden der ersten und zweiten Kondensatoren 257 und 258 immer aus der Nähe der Nullspannung gestartet. Unter der Annahme, dass die Amplituden des von den Konstantstromquellen 255 und 256 gelieferten Stroms gleich sind, kreuzen die Spannungen Vc1 und Vc2 einander zu einem Zeitpunkt, der ausgehend von der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1 um ein Zeitintervall verzögert ist, das einer halben Schaltperiode entspricht.
  • Der Inverter 242 und das Exklusiv-NICHT-ODER-Element 243, das einen zu invertierenden Ausgang aufweist, geben einen Einzelschussimpuls V4 synchron mit der Inversion des Signals V3 aus, wie in 18(g) gezeigt ist. Das RS-Flip-Flop 245 empfängt den Einzelschussimpuls V4 an seinem Setzanschluss und aktiviert anschließend seinen Ausgang, d. h. das zweite Ansteuersignal Vdr2, um somit den zweiten Schalter 22 einzuschalten. Wenn der zweite Schalter 22 eingeschaltet wird, wird die gleichgerichtete Eingangsspannung Vi an die zweite Drosselspule 21 angelegt, wobei ein ausgehend von der Nullspannung linear ansteigender Strom fließt. Dieser Strom wird vom zweiten Stromdetektor 25 erfasst, um somit das zweite Stromsignal Vi2 auszugeben. Der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2 wird mit demjenigen des Referenzstromsignals Vii vom zweiten Komparator 244 verglichen, wie in 18(h) und (i) gezeigt ist. Wenn der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2 den Pegel des Referenzstromsignals Vii überschreitet, wird das Ausgangssignal V5 des zweiten Komparators 244 aktiviert, d. h. es steigt auf H-Pegel an. Das RS-FIip-Flop 245 empfängt das aktivierte Signal V5 an seinem Rücksetzanschluss und deaktiviert seinen Ausgang, d. h. das zweite Ansteuersignal Vdr2. 18(j) zeigt die Wellenform des zweiten Ansteuersignals Vdr2. Wenn das zweite Ansteuersignal Vdr2 deaktiviert wird, wird der zweite Schalter 22 ausgeschaltet und die in der zweiten Drosselspule 21 gespeicherte Energie wird über die zweite Diode 23 an den Ausgangskondensator 2 abgegeben.
  • Die Spitzenwerte des Stroms, der durch die ersten und zweiten Drosselspulen 11 und 21 fließt, folgt dem gleichen Referenzstromsignal Vii. Wenn somit der Induktivitätswert der zweiten Drosselspule 21 gleich oder kleiner als der Induktivitätswert der ersten Drosselspule 11 ist, wird die in der zweiten Drosselspule 21 gespeicherte Energie gleich oder kleiner als die in der ersten Drosselspule 11 gespeicherte Energie. Wenn somit das zweite Ansteuersignal Vdr2 erneut aktiviert wird, nachdem das erste Ansteuersignal Vdr1 aktiviert worden ist und die obenbeschriebene Operation wiederholt worden ist, ist die gesamte in der zweiten Drosselspule 21 gespeicherte Energie bereits freigesetzt worden. Folglich arbeitet der zweite Aufwärtskonverter 20' im Wesentlichen mit derselben Schaltperiode und demselben Tastverhältnis wie der erste Aufwärtskonverter 10c, so dass er um eine halbe Schaltperiode verzögert ist. Die Wellenformen der Eingangsströme Ii1 und Ii2 der ersten und zweiten Aufwärtskonverter 10c und 20' sind so beschaffen, wie in 18(k) gezeigt ist, in der die Zeitachse gestreckt worden ist. Der Eingangsstrom Ii (= Ii1 + Ii2), der durch die Brückendiode 102 fließt, weist eine Stromwellenform mit einer reduzierten Welligkeit auf, wie in 18(1) gezeigt ist.
  • BEISPIEL 6
  • Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung in den vorangehenden ersten bis fünften Beispielen der vorliegenden Erfindung bestimmt den Aktivierungspunkt des Ansteuersignals des zweiten Aufwärtskonverters durch Vergleichen der Spannungen eines Kondensatorpaares, das synchron mit der führenden Flanke des Ansteuersignals des ersten Aufwärtskonverters wiederholt geladen und entladen wird.
  • Dieses Operationsprinzip kann wie folgt einfach interpretiert werden. Das heißt, es kann angenommen werden, dass die verschachtelt schaltende Konverterschaltung der vorliegenden Erfindung die Periode des Ansteuersignals des ersten Aufwärtskonverters, das als Ladespannung eines Kondensators gespeichert ist, bei der Ermittlung des Aktivierungspunkts des Ansteuersignals des zweiten Aufwärtskonverters nutzt.
  • Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung in einem sechsten Beispiel der vorliegenden Erfindung weicht in dieser Hinsicht ab.
  • 19 zeigt die verschachtelt schaltende Konverterschaltung im sechsten Beispiel der vorliegenden Erfindung. Die verschachtelt schaltende Konverterschaltung enthält: eine Lade-/Entlade-Vorrichtung 300; eine Spitzenhaltevorrichtung 302; einen ersten Komparator 303; und eine zweite Steuer-Ansteuerung 310. Die Lade-/Entlade-Vorrichtung 300 und die zweite Steuer-Ansteuerung 310 ersetzen die Lade-/Entlade-Vorrichtung 40 und die zweite Steuer-Ansteuerung 24, die jeweils in den 1 und 8 gezeigt sind.
  • In Reaktion auf das erste Ansteuersignal Vdr1, das von der ersten Steuer-Ansteu erung 14a oder 14b geliefert wird, lädt/entlädt die Lade-/Entlade-Vorrichtung 300 einen Kondensator 301. Die Spitzenhaltevorrichtung 302 hält einen Spitzenwert Ec einer Spannung Vc des Kondensators 301 und gibt ein Signal V302 aus, das den Spitzenwert Ec darstellt. Der Spitzenwert Ec wird einer Widerstandsteilung durch die Widerstände 304 und 305 unterworfen, so dass eine Spannung αEc an den ersten Komparator 303 angelegt wird. Der erste Komparator 303 vergleicht die Spannung αEc mit der Spannung Vc des Kondensators 301. Wenn Vc größer als αEC ist, setzt der erste Komparator 303 ein Ausgangssignal V303 auf H-Pegel. Wenn andererseits Vc kleiner als αEc ist, schaltet der erste Komparator 303 das Ausgangssignal V303. auf L-Pegel. Wenn das Ausgangssignal V303 des ersten Komparators 303 von L nach H invertiert wird, wird die Spitzenhaltevorrichtung 302 zurückgesetzt. Die zweite Steuer-Ansteuerung 310 enthält: einen Inverter 308; ein UND-Element 309; einen zweiten Komparator 306; und ein RS-Flip-Flop 307.
  • 20 zeigt die Wellenformen der jeweiligen Signale der in 19 gezeigten Schaltung. Die Lade-/Entlade-Vorrichtung 300 empfängt das erste Ansteuersignal Vdr1, wie dasjenige, das in 20(a) gezeigt ist, entlädt den Kondensator 301 schnell bis in die Nähe der Nullspannung synchron mit der führenden Flanke des ersten Ansteuersignals Vdr1, und lädt anschließend den Kondensator 301 mit einem konstanten Strom auf. Anschließend führt die Lade-/Entlade-Vorrichtung 300 eine solche Lade-/Entlade-Operation wiederholt durch. Als Ergebnis wird die Spannung Vc des Kondensators Vc variiert, wie mit der durchgezogenen Linie in 20(b) gezeigt ist. Die Spitzenhaltevorrichtung 302 empfängt die Spannung Vc des Kondensators 301, um somit das Signal V302 auszugeben, das den Spitzenwert Ec darstellt, wie in 20(c) gezeigt ist. Wenn das Signal V303, das vom ersten Komparator 303 geliefert wird, von L nach H invertiert wird, wie in 20(d) gezeigt ist, wird die Spitzenhaltevorrichtung 302 zurückgesetzt, wie in. 20(c) gezeigt ist. Der Inverter 308 und das UND-Element 309 geben einen Einzelschussimpuls an den Setzanschluss des RS-Flip-Flops 307 synchron mit der führenden Flanke des Signals V303 aus, das vom ersten Komparator 303 geliefert wird, um somit das zweite Ansteuersignal Vdr2 zu aktivieren. Wenn andererseits der Pegel des zweiten Stromsignals Vi2, das vom zweiten Stromdetektor 25 geliefert wird, den Pegel des Spannungssignals Ve überschreitet, das vom Spannungsdetektor 4 geliefert wird, liefert der zweite Komparator 306 das aktivierte H-Signal an den Rücksetzanschluss des RS-Flip-Flops 307, um somit das RS-Flip-Flop 307 zurückzusetzen und das zweite Ansteuersignal Vdr2 zu deaktivieren.
  • Durch wiederholtes Ausführen der obenbeschriebenen Operation kann der zweite Aufwärtskonverter 20 im Vergleich zu der Operation des ersten Aufwärtskonverters 10a oder 10b so betrieben werden, dass er um eine Phasendifferenz verzögert ist, die um das α-fache kürzer ist als eine Schaltperiode.
  • In der vorangehenden Beschreibung wurde eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung dargestellt, die mehrere Aufwärtskonverter enthält. Alternativ kann die verschachtelt schaltende Konverterschaltung der vorliegenden Erfindung auch implementiert werden, indem anstelle der Schalt-Konverter mehrere Schalt-Konverter eines anderen Typs verwendet werden.
  • Wie aus der vorangehenden Beschreibung deutlich wird, kann die vorliegende Erfindung eine verschachtelt schaltende Konverterschaltung schaffen, die mit einer beliebigen Phasendifferenz und einer veränderlichen Schaltperiode betrieben werden kann, indem eine einfache Steuerung durchgeführt wird. Genauer, wenn die verschachtelt schaltende Konverterschaltung der vorliegenden Erfindung so konfiguriert wird, dass sie in einem kritischen Modus arbeitet, können die Nachteile, die für diesen Modus typisch sind (d. h., dieser Modus ist für Anwendungen, die eine große Leistungsmenge verbrauchen, ungeeignet, da die Eingangs-/Ausgangs-Welligkeit groß ist), beseitigt werden, während der Vorteil genutzt wird, dass das Diodenerholungsrauschen, das für den kritischen Modus charakteristisch ist, eliminiert wird. Solche Wirkungen der vorliegenden Erfindung sind auch auf eine den Leistungsfaktor verbessernde Konverterschaltung in geeigneter Weise anwendbar.

Claims (9)

  1. Verschachtelt schaltende Konverterschaltung mit: einem ersten und einem zweiten Schalt-Konverter (10a, 20), welche parallel zueinander verbunden sind; einer ersten Steuer-Ansteuerung (14a) zum Schalten des ersten Schalt-Konverters (10a) nach AN/AUS; einer Lade-/Entladevorrichtung (40) mit einem ersten und einem zweiten Kondensator (41, 42) und welche die ersten und zweiten Kondensatoren (41, 42) abwechselnd lädt/entlädt, in Reaktion auf das Schalten des ersten Schalt-Konverters (10a) nach AN/AUS; und einer zweiten Steuer-Ansteuerung (24) zum Schalten der zweiten Schalt-Konverter (20) nach AN/AUS synchron zu einer Inversion einer Differenz zwischen den Spannungen der ersten und zweiten Kondensatoren (41, 42).
  2. Verschachtelt schaltende Konverterschaltung nach Anspruch 1, wobei: die erste Steuer-Ansteuerung (14a) ein erstes Ansteuersignal (Vdr1) erzeugt zum Ansteuern eines Schalters (12) des ersten Schalt-Konverters (10a); die Lade-/Entladevorrichtung (40) lädt/entlädt abwechselnd beim Empfang des ersten Ansteuersignals (Vdr1) die ersten und zweiten Kondensatoren (41, 42) synchron zu dem ersten Ansteuersignal (Vdr1); und die zweite Steuer-Ansteuerung (24) empfängt Spannungen der ersten und zweiten Kondensatoren (41, 42) und erzeugt ein zweites Ansteuersignal (Vdr1) zum Ansteuern eines Schalters des zweiten Schalt-Konverters synchron zu einer Inversion einer Differenz zwischen den Spannungen der ersten und zweiten Kondensatoren (41, 42).
  3. Verschachtelt schaltende Konverterschaltung nach Anspruch 2, wobei der erste Schalt-Konverter (10a) ein Schalt-Konverter ist, welcher in einem kritischen Modus arbeitet, in welchem ein Strom durch eine Drosselspule (11) fließt, in einem Grenz-Modus zwischen einem kontinuierlichen Modus und einem diskontinuierlichen Modus.
  4. Verschachtelt schaltende Konverterschaltung nach Anspruch 2, wobei jeder der ersten und zweiten Kondensatoren (41, 42) entladen ist bzw. wird auf eine Null-Spannung oder in die Nähe davon innerhalb einer Periode nachdem die Inversion bzw. Umkehr der Spannungsdifferenz zwischen den ersten und zweiten Kondensatoren (41, 42) detektiert wurde und bevor das Laden von jedem dieser Kondensatoren begonnen wird.
  5. Verschachtelt schaltende Konverterschaltung nach Anspruch 1, wobei N (wobei N eine natürliche Zahl gleich oder größer als 2 ist) Schalt-Konverter vorhanden sind, wobei die N Schalt-Konverter parallel zueinander verbunden sind; N Steuer-Ansteuerungen vorhanden sind; eine k-te (wobei k eine natürliche Zahl ist und 1 ≤ k < N) Steuer-Ansteuerung ein k-tes Ansteuersignal erzeugt zum Ansteuern eines Schalters eines k-ten Schalt-Konverters; die Lade-/Entladevorrichtung empfängt das k-te Ansteuersignal, und lädt/entlädt abwechselnd die ersten und zweiten Kondensatoren synchron zu dem k-ten Ansteuersignal; eine (k + 1)-te Steuer-Ansteuerung erzeugt ein (k + 1)-tes Ansteuersignal zum Ansteuern eines Schalters eines (k + 1)-ten Schalt-Konverters, und die (k + 1)-te Steuer-Ansteuerung empfängt eine Spannung der ersten und zweiten Kondensatoren und erzeugt das (k + 1)-te Ansteuersignal synchron zu einer Inversion bzw. Umkehr einer Differenz zwischen den Spannungen der ersten und zweiten Kondensatoren.
  6. Verschachtelt schaltende Konverterschaltung nach Anspruch 5, wobei ein Pegel eines Stromes, welcher entladen wird durch die Lade-/Entladevorrichtung, ungefähr (N/n-1) (wobei n eine natürliche Zahl kleiner als N ist und in Bezug auf N prim ist) mal so groß ist wie ein Pegel eines Stromes welcher geladen wird durch die Lade-/Entladevorrichtung mindestens bis die Differenz zwischen den Spannungen der ersten und der zweiten Kondensatoren invertiert bzw. umgekehrt ist.
  7. Verschachtelt schaltende Konverterschaltung nach Anspruch 5, wobei ein Pegel eines Stromes, welcher entladen wird von der Lade-/Entladevorrichtung, ungefähr (N/n-1) (wobei n eine natürliche Zahl gleich oder kleiner als N/2 ist) mal so hoch ist wie ein Pegel des Stromes, welcher geladen wird durch die Lade- /Entladevorrichtung mindestens bis die Differenz zwischen den Spannungen der ersten und zweiten Kondensatoren invertiert bzw. umgekehrt ist.
  8. Verschachtelt schaltende Konverterschaltung nach Anspruch 1, wobei N (wobei N eine natürliche Zahl gleich oder größer als 2 ist) Schalt-Konverter vorhanden sind, eine Wechselstrom-Eingabespannung gleichgerichtet wird und eingegeben wird in jeden der N Schalt-Konverter, wobei jeder der Schalt-Konverter eine Gleichstromausgabespannung an eine Last anlegt, der erste Schalt-Konverter umfasst: einen ersten Strom-Detektor zum Detektieren eines Stromes, welcher über den ersten Schalter fließt, wodurch ein erstes Stromsignal ausgegeben wird; einen Spannungsdetektor zum Detektieren einer Ausgangsspannung der verschachtelt schaltenden Konverter-Schaltung, wodurch ein Spannungssignal ausgegeben wird; und eine erste Steuer-Ansteuerung zum Ausgeben eines ersten Ansteuersignals mit einer vorgegebenen relativen Einschaltdauer, wodurch der erste Schalter angesteuert wird, die erste Steuer-Ansteuerung bestimmt und gibt ein Referenz-Stromsignal aus von einer Eingangsspannung, welche erhalten wird durch Gleichrichten der Wechselstrom-Eingangsspannung und von dem Spannungssignal, und vergleicht das erste Stromsignal mit dem Referenz-Stromsignal, wodurch die relative Einschaltdauer des ersten Ansteuersignals bestimmt wird, ein k-ter (wobei 1 < k ≤ N) Schalt-Konverter umfasst: einen k-ten Schalter; einen k-ten Stromdetektor zum Detektieren eines Stromes, welcher über den k-ten Schalter fließt, wodurch ein k-tes Stromsignal ausgegeben wird; einen Spannungsdetektor zum Detektieren der Ausgangsspannung der verschachtelt schaltenden Konverterschaltung, wodurch das Spannungssignal ausgegeben wird; und eine k-te Steuerschaltung zum Ausgeben des k-ten Aussteuersignals, wodurch der k-te Schalter angesteuert wird, die k-te Steuer-Ansteuerung hat einen ersten und einen zweiten Kondensator, detektiert ein (k-1)-tes Ansteuersignal eines (k-1)-ten Schalt-Konverters, lädt/entlädt abwechselnd die ersten und zweiten Kondensatoren synchron zu einer führenden Flanke des (k-1)-ten Ansteuersignals, aktiviert das k-te Ansteuersignal synchron zu einer Inversion bzw. Umkehr einer Differenz zwischen den Spannungen der ersten und zweiten Kondensatoren, und vergleicht das k-te Stromsignal mit dem Referenzstromsignal, wodurch eine relative Einschaltdauer des k-ten Ansteuersignals bestimmt wird.
  9. Steuerverfahren für einen Schalt-Konverter, wobei zwei Kondensatoren (41, 42) abwechselnd geladen/entladen werden in Reaktion auf das Schalten eines ersten Schalt-Konverters (10a) nach AN/AUS, und ein zweiter Schalt-Konverter (20) wird AN/AUS geschaltet durch das Vergleichen der Spannungen der zwei Kondensatoren (41, 42) miteinander.
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