JP2009159727A - コンバータ電源回路およびコンバータ電源駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＦＣを有するコンバータ電源回路の軽負荷状態での電源効率を改善する。
【解決手段】このコンバータ電源回路１００は、交流電源１０１からの入力電圧を直流化する全波整流器１０２およびローパスフィルタ１０３と、ローパスフィルタ１０３の出力端に並列に接続され、それぞれに駆動信号が印加されることによりスイッチングして出力信号を生成するＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２と、出力信号の電流を検出する出力電流検出部１１４と、ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２のスイッチング動作モードの変更を行うための既定値が設定されたメモリ１１８と、ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２のスイッチング電流を検出し、検出される各電流の値とメモリ１１８の既定値との比較結果に応じて電力高消費状態から電力低消費状態までの動作状態を連続的に変化させるよう駆動信号を各ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２へ印加する駆動回路１１６および制御回路１１５とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えばコンバータ電源回路およびコンバータ電源駆動方法に関する。

従来、力率改善コンバータ（ＰＦＣ：Power Factor Correction）などのマルチフェーズ回路を有するコンバータ電源回路として、例えば４つのスイッチング素子を、平滑コンデンサの端子電圧が所定の値となるように、一定の周波数でかつ相互に異なる位相の駆動信号によってスイッチングさせることで、ノイズの発生を抑えつつ大電力を供給可能にしたコンバータ電源回路が提案されている（例えば特許文献１参照）。

近年、省資源化の流れから、例えば予約録画機能を備えた液晶テレビジョン装置などの電子機器には、省電力モードが備えられている。

省電力モードは、例えば装置全体の機能の中で使用していない機能がある場合にその機能への電源供給を停止することで、電力消費を抑える機能である。
特開２００６−１８７１４０号公報

通常、マルチフェーズ回路を有するコンバータ電源回路では、消費電力が大きいときは電流連続モード、消費電力が少ないときは電流不連続モードで動作するようにしているが、例えば電流連続モードではノイズが多く発生する。

このため、上記先行技術では、多数のマルチフェーズ回路を備えることで、電流不連続モードで大きな電力を提供できるようにしているものの、電力消費量が少ないときでも例えば４つのマルチフェーズ回路の系統うちの２系統を駆動することから、さらなる電源効率の改善に支障を来すという問題がある。

本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、マルチフェーズ回路を有するコンバータ電源回路において、複数系統を動作させる必要が無い軽負荷状態における電源効率を改善することができるコンバータ電源回路およびコンバータ電源駆動方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明のコンバータ電源回路は、交流電源を直流化する整流平滑手段と、前記整流平滑手段の出力端に並列に接続され、それぞれに駆動信号が印加されることによりスイッチングして出力信号を生成する複数のスイッチング素子と、これら複数のスイッチング素子の出力信号を平滑して負荷に供給する平滑コンデンサと、個々のスイッチング素子のスイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部と、前記出力信号の電流を検出する出力電流検出部と、前記スイッチング素子のスイッチング動作の変更を行うための閾値が設定されたメモリと、前記出力電流検出部および前記スイッチング電流検出部により検出される電流の値と前記メモリの閾値との比較結果に応じて前記複数のスイッチング素子をフル駆動する電力高消費状態から、複数のうちの一つのスイッチング素子だけを所定周期で間欠駆動する電力低消費状態までに動作状態を連続的に変化させるよう駆動信号を各スイッチング素子へ印加する制御手段とを具備する。

本発明のコンバータ電源駆動方法は、交流電源を整流平滑手段で直流化するステップと、前記整流平滑手段の出力端に並列に接続された複数のスイッチング素子それぞれに駆動信号を印加して交互にスイッチングさせて出力信号を生成するステップと、これら複数のスイッチング素子の出力信号を平滑コンデンサで平滑して負荷に供給するステップと、個々のスイッチング素子のスイッチング電流をスイッチング電流検出部が検出するステップと、前記出力信号の電流を出力電流検出部が検出するステップと、前記出力電流検出部および前記スイッチング電流検出部により検出される電流の値と予めメモリに記憶しておいたスイッチング動作の変更を行うための閾値とを比較してその比較結果に応じて前記複数のスイッチング素子をフル駆動する高消費状態から、複数のうちの一つだけのスイッチング素子を所定周期で間欠駆動する低消費状態までに動作状態を連続的に変化させるよう前記駆動信号を各スイッチング素子へ印加するステップとを有することを特徴とする。

本発明によれば、マルチフェーズ回路を有するコンバータ電源回路において、複数系統を動作させる必要が無い軽負荷状態における電源効率を改善することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１実施形態に係るコンバータ電源回路の構成を示すブロック図、図２乃至図７は各チョッパ回路から出力される出力信号を示す図である。

（第１実施形態）
図１に示すように、第１実施形態のコンバータ電源回路１００は、交流電源１０１からの入力電圧を整流する全波整流器１０２と、全波整流器１０２の出力を平滑化するローパスフィルタ１０３を備えている。ローパスフィルタ１０３は、全波整流器１０２の出力端に直列に接続されたチョークコイル１０４とこのチョークコイル１０４の両端と基準電位点（接地点）との間にそれぞれ接続されたコンデンサ１０５，１０６とで構成される。

ローパスフィルタ１０３は、チョッパ回路群１０７に接続される。チョッパ回路群１０７は、例えば並列に接続された複数のチョッパ回路、例えば２つのチョッパ回路１０８，１０９で構成されている。各チョッパ回路１０８，１０９は同一の回路として構成されている。

全波整流器１０２およびローパスフィルタ１０３は、交流電源１０１から入力された電圧を直流化する整流平滑手段である。

チョッパ回路１０８から負荷１１３へ電力が供給される系統を第１系統といい、チョッパ回路１０９から負荷１１３へ電力が供給される系統を第２系統という。

チョッパ回路１０８，１０９は、ローパスフィルタ１０３の出力端に直列に接続されたチョークコイルＬ１，Ｌ２と、これらチョークコイルＬ１，Ｌ２にアノードが接続された順方向ダイオードＤ１，Ｄ２の直列接続と、チョークコイルＬ１，Ｌ２とダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と基準電位点との間にそのドレイン−ソース間が接続されたスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２（以下「ＳＷ_Ｑ１」，「ＳＷ_Ｑ２」と称す）とを有している。

この例では、基準電位点は接地されている。ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２は、例えばＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ：MOS-Field Effect Transistor）などである。
ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２は、ローパスフィルタ１０３の出力端に並列に接続されている。ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２は、それぞれに駆動回路１１６から駆動信号が印加されることによりスイッチングして出力信号を生成する複数のスイッチング素子である。

各チョッパ回路１０８，１０９のダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、平滑コンデンサ１１２と負荷１１３との並列回路に接続されている。平滑コンデンサ１１２は、複数のＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２の出力信号を平滑して負荷１１３に供給する。

平滑コンデンサ１１２の一端には平滑コンデンサ１１２の端子電圧を検出する電圧検出部１１７が接続されている。電圧検出部１１７は、平滑コンデンサ１１２の端子電圧を検出する。電圧検出部１１７は、検出結果の端子電圧を制御回路１１５に通知（供給）する。

平滑コンデンサ１１２と負荷１１３との間には電流検出部１１４が接続されている。電流検出部１１４は負荷１１３に流れる電流（以下「出力電流」と称す）を検出する。つまり、電流検出部１１４は個々のＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２のスイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部である。

ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２のソース端子には、制御回路１１５が接続されており、ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２に流れる電流（以下「ＳＷ電流」と称す）が制御回路１１５により検出される。つまり、制御回路１１５は、個々のＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２のスイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部として機能する。なお、ＳＷ_Ｑ１のＳＷ電流を第１スイッチング電流としてのＳＷ_Ｑ１_Ｉと称し、ＳＷ_Ｑ２のＳＷ電流を第２スイッチング電流としてのＳＷ_Ｑ２_Ｉと称す。

また、制御回路１１５にはメモリ１１８が接続されている。メモリ１１８には、ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２のスイッチング動作の変更を行うための閾値としての複数の規定値が設定されている。複数の規定値は、動作モードに応じた異なる値が設定されている。

制御回路１１５は、電圧検出部１１７により検出された端子電圧と電流検出部１１４により検出された出力電流と、各ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２から検出したＳＷ_Ｑ１_Ｉ，ＳＷ_Ｑ２_Ｉと、予めメモリ１１８に設定された該当規定値とを比較することにより、適正な電流値に対する検出電流の大または小を判定し、駆動回路１１６を制御して各ＳＷ（ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２）を駆動、つまりスイッチング動作させる。

上記したようにメモリ１１８には、各検出部により検出された各電流と比較して駆動モードの変更判定を行うための閾値である電流規定値が記憶されている。電流規定値は、負荷１１３の側の電力消費量を示す出力電流と比較するための出力電流規定値と、ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２に流れる１パルス毎の電流と比較するためのＳＷ電流規定値などがある。

ＳＷ電流規定値としては、異なる値の複数の規定値、例えば第１ＳＷ電流規定値、第２ＳＷ電流規定値、第３ＳＷ電流規定値などがある。第１ＳＷ電流規定値から第３ＳＷ電流規定値の順に値が小さくなっている。つまり第１ＳＷ電流規定値が大きい値であり、第３ＳＷ電流規定値が小さな値である。第２ＳＷ電流規定値は、第１ＳＷ電流規定値と第３ＳＷ電流規定値との間の値である。

駆動回路１１６は、チョッパ回路１０８，１０９のＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２をオン／オフさせる駆動信号を出力するものである。各ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２は、電圧検出部１１７の検出結果に応じたタイミングで駆動回路１１６によりオン／オフ制御されて動作が切換えられる。

制御回路１１５は、電力高消費状態から中消費状態では、２つのＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２を互い違いに動作させる周期を同じく、かつそれぞれの駆動期間を変化させることで、電力供給を可変する。

駆動回路１１６からＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２へ出力される駆動信号は、それぞれ同一周波数で位相のみが異なる信号であり、それによって各ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２をオン期間が重ならないように駆動する。

制御回路１１５は、電圧検出の結果、平滑コンデンサ１１２の端子電圧が低ければ、動作モードを切り替えて段階を追ってチョッパ回路１０８，１０９の駆動を密にしてゆく。

最高のフル駆動状態では、制御回路１１５は、図２に示すように、動作状態をモード「０」に切り替えて（設定して）、複数全てのチョッパ回路１０８，１０９が動作するように全系統のＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２を駆動する。

その後、平滑コンデンサ１１２の端子電圧が高くなった場合、制御回路１１５は、チョッパ回路１０８，１０９の駆動量を徐々に削減し、例えば図３に示すように、動作状態をモード「１」とする。このモード「１」では２つのチョッパ回路１０８，１０９の動作が一部重なるように交互に間欠動作させる。

さらに、平滑コンデンサ１１２の端子電圧が一定値を保持していれば、動作状態をモード「２」→モード「３」という順に切り替えてゆく。これらのモードでは、図４，図５に示すように、動作状態をモード「２」からモード「３」の順に、チョッパ回路１０８，１０９どうしの切り替え間隔を徐々に遅くしてゆく。

その後も、平滑コンデンサ１１２の端子電圧が一定値を保持していれば、動作状態をモード「４」とする。

図６に示すように、モード「４」では、１つのチョッパ回路（チョッパ回路１０８またはチョッパ回路１０９）だけで動作させる。この例では、チョッパ回路１０８のＳＷ__Ｑ１を動作させ、チョッパ回路１０９のＳＷ_Ｑ２の動作を停止させている。

また、さらに平滑コンデンサ１１２の端子電圧が一定値を保持していれば、さらに電力供給能力を落としても大丈夫なので、モード「５」とする。

図７に示すように、モード「５」では、その動作させた一つチョッパ回路を駆動する周期Ｔを周期Ｔ1に変えて動作させる。ここで、周期Ｔ1は、駆動／停止のスイッチングノイズの発生要因となるため、周期を変化させる方向としては、周波数を２０Ｈｚ以下、つまり１５Ｈｚ、１０Ｈｚなどのように低くする方向とする。これにより、人の可聴からより外れる方向へ周波数を変化させるため、不快なノイズが聞こえないようになる。

各チョッパ回路１０８，１０９の個々の回路自体は、周知の回路であり詳細な説明は省略するが、簡単に動作を説明すると、ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２がオンの期間に、チョークコイルＬ１，Ｌ２に蓄えられたエネルギーが、ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２がオフになったときに、入力電圧に重畳されて平滑コンデンサ１１２に供給されるように動作するものである。

以下、図８を参照してこの第１実施形態のコンバータ電源回路の動作を説明する。

この第１実施形態のコンバータ電源回路の場合、交流電源１０１からＡＣ電源が入力されると、制御回路１１５は、この回路の動作モードをモード「０」に設定し（ステップＳ１０１）、駆動回路１１６に対して２つの系統をフル稼働させるように制御する。

これにより、２系統が連続動作した各チョッパ回路１０８，１０９の各ＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２からは、図２に示したような出力信号が出力される。

そして、各チョッパ回路１０８，１０９の動作により、平滑コンデンサ１１２の端子電圧が発生し、電流検出部１１４を通じて負荷１１３に出信号が供給される。この時点で、電流検出部１１４により検出された出力電流が制御回路１１５に通知される。

出力電流が通知された制御回路１１５は、メモリ１１８より出力電流規定値を読み出して、通知された出力電流の値と比較する。

この比較の結果、検出された出力電流が出力電流規定値よりも少ない場合、制御回路１１５は、ＳＷ_Ｑ１の電流であるＳＷ_Ｑ１_Ｉと、ＳＷ_Ｑ２の電流であるＳＷ_Ｑ２_Ｉとを検出する（Ｓ１０２）。

ＳＷ_Ｑ１_Ｉと、ＳＷ_Ｑ２_Ｉとが検出されると、制御回路１１５は、メモリ１１８より第１ＳＷ電流規定値を読み出して、検出された電流の値と比較する。

この比較の結果、ＳＷ_Ｑ１_ＩとＳＷ_Ｑ２_Ｉとの値が第１ＳＷ電流規定値以下の場合（Ｓ１０３のＹｅｓ）、制御回路１１５は、動作モードをモード「０」から一つ落としたモード「１」として（Ｓ１０４）、ＳＷ_Ｑ１_ＩとＳＷ_Ｑ２_Ｉとを検出する（Ｓ１０２）。

すなわち、ＳＷ_Ｑ１_ＩとＳＷ_Ｑ２_Ｉが規定値以下にならないようにモード「０」〜「３」までを順に切り替える（アップ／ダウン）。

また、上記比較の結果、ＳＷ_Ｑ１_ＩとＳＷ_Ｑ２_Ｉとの値が第１ＳＷ電流規定値以下ではない場合（Ｓ１０３のＮｏ）、制御回路１１５は、続いて、検出されたＳＷ_Ｑ１_Ｉが、メモリ１１８の第２ＳＷ電流閾値以下か否かを判定する（Ｓ１０５）。

この判定の結果、ＳＷ_Ｑ１_Ｉが、メモリ１１８の第２ＳＷ電流規定値以下の場合（Ｓ１０５のＹｅｓ）、制御回路１１５は、動作モードをモード「４」とし、ＳＷ_Ｑ２をオフする（Ｓ１０６）。図６に示すように、モード「４」においては、駆動間隔である周期Ｔを、人の可聴音ぎりぎりの２０Ｈｚ程度とする。

ＳＷ_Ｑ１のみの駆動状態に切り替えた後、制御回路１１５は、検出されたＳＷ_Ｑ１_Ｉとメモリ１１８の第３ＳＷ電流規定値とを比較し、ＳＷ_Ｑ１_Ｉが、メモリ１１８の第３ＳＷ電流規定値以下か否かを判定する（Ｓ１０７）。

この判定の結果、検出されたＳＷ_Ｑ１_Ｉが、第３ＳＷ電流規定値以下の場合（Ｓ１０７のＹｅｓ）、制御回路１１５は、動作モードをモード「４」からモード「５」へ変更し、ＳＷ_Ｑ１の駆動間隔である周期Ｔを長くする（Ｓ１０８）。

上記処理を繰り返し行うことで、負荷１１３の変動に対応して最低限必要なチョッパ回路１０８，１０９を動作させて必要な電力を供給できるようになる。

このようにこの第１実施形態のコンバータ電源回路１００によれば、以下のような効果がある。

すなわち、複数のチョッパ回路１０８，１０９（力率改善コンバータ）を用いたマルチフェーズスイッチング電源で、２系統を動作させる必要が無い軽負荷状態では、モード「４」，「５」で動作させて片側のチョッパ回路１０９を停止させるので、スイッチングロスを低減することができる。つまり、スタンバイ状態などのように軽負荷状態の中でも電力をほとんど消費しない極めて軽負荷な状態では１系統のみを駆動させるので、スイッチングロスを低減することができる。

なお、２系統どうしの切り替え間隔や１系統のみの駆動時に、切り替え間隔や動作／停止の周期が早すぎると、スイッチング周波数が可聴帯域（２０Ｈｚ−２００００Ｈｚ程度）に入り、唸り音が発生する場合があるので、制御回路１１５のタイミング設定で、切り替え間隔である周期Ｔを１／２０Ｈｚ（０．０５秒）よりも長く設定することで、人が感じる切り替えノイズの影響をなくすことができる。なおタイミング設定は、例えば時定数やカウンタ回路などの回路定数の設定により行う。

また、ＳＷ_Ｑ１、ＳＷ_Ｑ２などのスイッチング素子に、ＭＯＳ−ＦＥＴ(metal oxide semiconductor field effect transistor)を使用する場合、ＭＯＳ−ＦＥＴは温度が高くなると、オン抵抗が増える特性があるが、従来のように２系統を連続動作させる場合に比べて、本実施形態のように一方の系統のみを一旦オフをさせることで、次の動作状態でのＭＯＳ−ＦＥＴ温度動作温度を抑えることができる。これにより、ロス低減が図れ、電源効率を改善することができる。

なお、上記第１実施形態の応用例として、図９に示すように、ＡＣ入力電源電圧が例えば１００Ｖのときの出力信号（アウトプットパワー）と、ＡＣ入力電源電圧が２２０Ｖのときの出力信号（アウトプットパワー）とでは、同じパワーを出すのであれば、１００Ｖよりも２２０Ｖの方がスイッチング周波数を低くすることができる。また、出力信号とスイッチング周波数とは飽和状態に至るまでは比例関係にあるといえる。そこで、ＡＣ入力電源電圧の値に応じてスイッチング周波数を可変するようにしてもよい。

また、これ以外に、制御回路１１５は、複数のＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２をフル駆動させる電力高消費状態から電力低消費状態までに至るまでの制御過程で複数のＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２の発振周波数（駆動周波数）を変化させてもよい。

制御回路１１５は、例えば２系統を互い違いにオン／オフさせる際に、モード「０」などの電力大消費時には、発振周波数（駆動周波数）を例えば８０ＫＨｚなどに高くし、モード「１」〜「３」などの電力中消費時には発振周波数（駆動周波数）を５０Ｈｚ程度に下げ、さらにモード「４」、「５」などの電力軽消費時には発振周波数（駆動周波数）を例えば３０ＫＨｚなどに落とす（低くする）、つまりチョッパ回路１０８，１０９のスイッチング周波数そのものを、出力信号の供給状況に応じて連続的に可変することで、特にロスが大きくなる低負荷時にスイッチングロスを低減することができる。

（第２実施形態）
次に、図１０を参照して第２実施形態について説明する。なお、この第２実施形態を説明する上で第１実施形態と同じ構成について同一の符号を付しその説明は省略する。

図１０に示すように、第２実施形態のコンバータ電源回路１００は、交流電源１０１の交流電圧（ＡＣ電圧）を検出するＡＣ入力電圧検出部１２０を備えている。ＡＣ入力電圧検出部１２０は、交流電源１０１の交流電圧（ＡＣ電圧）を検出して制御回路１１５へ通知する。

制御回路１１５は、２系統を動作させる必要が無い軽負荷状態のときにモード「４」などで動作中、ＡＣ入力電圧検出部１２０のＡＣ電圧検出値が予めメモリ１１８に設定しておいた入力電圧規定値（例えば１０Ｖ程度）よりも低い値（０Ｖまたは０Ｖに近い値）になったときに、複数のチョッパ回路１０８，１０９を動作させても無駄なので、その期間は、チョッパ回路１０８およびチョッパ回路１０９の全てを動作させないよう制御する。

例えばチョッパ回路１０８を停止させてチョッパ回路１０９を駆動しているときに、さらに軽負荷状態になったときには、モード「４」からモード「５」に動作モードを変更し、チョッパ回路１０９のＳＷ_Ｑ１の駆動周期Ｔを現在よりもさらに長い駆動周期Ｔ１とし、さらにＡＣ電圧検出値が０Ｖまたは０Ｖに近い値になったときには、２つのチョッパ回路１０８，１０９の動作を停止させる。

すなわち、この例では、交流電源１０１から入力される入力電源の電圧を検出する入力電圧検出部１２０をさらに設けて、制御回路１１５は、ＡＣ入力電圧検出部１２０により検出された入力電圧が入力電圧規定値よりも低い値（０Ｖまたはそれに近い値）になったときには、駆動中のＳＷ_Ｑ１の駆動周期Ｔを今までよりも長い周期Ｔ１に変更、またはＳＷ_Ｑ１の駆動自体を停止しすべてのスイッチング動作を停止する。

このようにＡＣ入力電圧検出部１２０を設けることで、図７に示したモード「５」の軽負荷時、または電源供給先の機器がスタンバイ状態（例えばＬＣＤ表示パネルのバックライトが消えた状態）のときに、効率を少しでも悪化させないようにできる。

このようにこの第２実施形態のコンバータ電源回路によれば、上記第１実施形態の他に、ＡＣ入力電圧が０Ｖまたはそれに近いときに、複数のＳＷ_Ｑ１，ＳＷ_Ｑ２を動作させても無駄なので、その期間はＳＷ動作しないようにして、モード「５」の軽負荷時またはスタンバイ時などの極めて低消費電力時にも効率を悪化させないようにできる。

なお、本願発明は、上記実施形態のみに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形してもよい。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることにより、種々の発明を構成できる。

例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

具体的には、上記実施形態では、動作モードの数をモード「０」からモード「５」の６つとしたが、動作モードをさらに細かく区分することで、出力信号を連続的にかつ徐々に（スムーズに）変化させることができる。

また、上記実施形態の動作フローチャートでは、主に各部の電流の変動に対して複数のチョッパ回路１０８，１０９のスイッチング動作を可変制御することについて説明したが、電圧検出部１１７により検出される電圧の変動量を用いて複数のチョッパ回路１０８，１０９のスイッチング動作を可変制御してもよい。

さらに、上記実施形態では、モード「４」、「５」にてチョッパ回路を駆動させる際に、チョッパ回路１０８のＳＷ_Ｑ１を常に動作させ、かつチョッパ回路１０９のＳＷ_Ｑ２を停止させる例を示したが、素子の耐用を考慮し、例えば数分おき、数時間おき、数日おきに、動作させる素子と停止させる素子を入れ替えるようにしてもよい。

すなわち、動作させている側のチョッパ回路１０８を固定せずに、２系統の出力を定期的に互い違いに動作／停止を切換えることで、発熱／電流／部品寿命の偏りを均等に分散することができる。

第１実施形態のコンバータ電源回路の構成を示す図である。 コンバータ電源回路の動作モードの中のモード「０」での出力信号を示す図である。 コンバータ電源回路の動作モードの中のモード「１」での出力信号を示す図である。 コンバータ電源回路の動作モードの中のモード「２」での出力信号を示す図である。 コンバータ電源回路の動作モードの中のモード「３」での出力信号を示す図である。 コンバータ電源回路の動作モードの中のモード「４」での出力信号を示す図である。 コンバータ電源回路の動作モードの中のモード「５」での出力信号を示す図である。 コンバータ電源回路の動作を示すフローチャートである。 発振周波数と出力信号との関係を示す図である。 第２実施形態のコンバータ電源回路の構成を示す図である。

符号の説明

１００…コンバータ電源回路、１０１…交流電源、１０２…全波整流器、１０３…ローパスフィルタ、１０４…チョークコイル、１０５，１０６…コンデンサ、１０７…チョッパ回路群、１０８，１０９…チョッパ回路、１１２…平滑コンデンサ、１１３…負荷、１１４…電流検出部、１１５…制御回路、１１６…駆動回路、１１７…電圧検出部、１１７…電圧検出部、１１８…メモリ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｌ１，Ｌ２…チョークコイル、Ｑ１，Ｑ２…スイッチングトランジスタ（ＳＷ）。

Claims (5)

1. 交流電源を直流化する整流平滑手段と、
   前記整流平滑手段の出力端に並列に接続され、それぞれに駆動信号が印加されることによりスイッチングして出力信号を生成する複数のスイッチング素子と、
   これら複数のスイッチング素子の出力信号を平滑して負荷に供給する平滑コンデンサと、
   個々のスイッチング素子のスイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部と、
   前記出力信号の電流を検出する出力電流検出部と、
   前記スイッチング素子のスイッチング動作の変更を行うための閾値が設定されたメモリと、
   前記出力電流検出部および前記スイッチング電流検出部により検出される電流の値と前記メモリの閾値との比較結果に応じて前記複数のスイッチング素子をフル駆動する電力高消費状態から、複数のうちの一つのスイッチング素子だけを所定周期で間欠駆動する電力低消費状態までに動作状態を連続的に変化させるよう駆動信号を各スイッチング素子へ印加する制御手段と
   を具備することを特徴とするコンバータ電源回路。
2. 前記制御手段は、
   前記電力高消費状態から中消費状態では、検出される電流の値に応じて、前記複数のスイッチング素子を互い違いに動作させる周期を同じくし、かつそれぞれのスイッチング素子を駆動させる期間を変化させることを特徴とするコンバータ電源回路。
3. 前記交流電源から入力される入力電源の電圧を検出する入力電圧検出部をさらに備え、
   前記制御手段は、
   前記入力電圧検出部により検出された入力電圧が０Ｖまたはそれに近いときに、駆動中のスイッチング素子の駆動周期を今までよりも長くし、または前記スイッチング素子の駆動自体を停止することを特徴とするコンバータ電源回路。
4. 前記制御手段は、
   前記複数のスイッチング素子をフル駆動させる電力高消費状態から電力低消費状態までに至るまでの制御過程で前記複数のスイッチング素子の発振周波数を変化させることを特徴とするコンバータ電源回路。
5. 交流電源を整流平滑手段で直流化するステップと、
   前記整流平滑手段の出力端に並列に接続された複数のスイッチング素子それぞれに駆動信号を印加して交互にスイッチングさせて出力信号を生成するステップと、
   これら複数のスイッチング素子の出力信号を平滑コンデンサで平滑して負荷に供給するステップと、
   個々のスイッチング素子のスイッチング電流をスイッチング電流検出部が検出するステップと、
   前記出力信号の電流を出力電流検出部が検出するステップと、
   前記出力電流検出部および前記スイッチング電流検出部により検出される電流の値と予めメモリに記憶しておいたスイッチング動作の変更を行うための閾値とを比較してその比較結果に応じて前記複数のスイッチング素子をフル駆動する高消費状態から、複数のうちの一つだけのスイッチング素子を所定周期で間欠駆動する低消費状態までに動作状態を連続的に変化させるよう前記駆動信号を各スイッチング素子へ印加するステップと
   を有することを特徴とするコンバータ電源駆動方法。

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