JP4774987B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、力率改善機能を有する昇圧型電力変換装置を含むスイッチング電源装置に関し、特に、外部負荷における電力消費に応答して力率を調整できる能動の力率調整（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）装置（ＰＦＣ装置）に関する。
全世界的な省エネルギー化の動きに応えて、エネルギーを更に効率的に使用するための努力がなされてきている。エネルギーを節約するために、Ｉ．Ｅ．Ｃ．（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）は、電気製品又は設備に使用する電源装置に対する一連の仕様を規定している。この中には、電源装置における高調波電流に関する１組の仕様であるＩＥＣ−１０００が含まれている。また、ＥＮＡＲＧＹ ＳＴＡＲと称される米国環境保護局（ＥＰＡ）は規格の中で、出力負荷率２５％、５０％、７５％、１００％時の平均電力変換効率が８４％以上を要求している。
電源装置の高調波電流の問題を解決するために、力率の調整は広く使用されており、ＰＦＣ回路が電源装置に組み込まれてきた。図１４はＰＦＣ回路を組み込んだ従来のスイッチング電源装置の回路図である。交流電源１からの交流入力電圧は、整流器２により整流される。ＰＦＣ回路３は、入力電流波形が入力電圧波形に比例するように、整流器２により整流された波形を整形することで、力率および高調波電流を改善する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、ＰＦＣ回路３からの直流電圧をトランスＴ１の１次巻線Ｐ１を介してスイッチング素子Ｑ２によりオン／オフさせることにより高周波電圧に変換し、２次巻線Ｓ１に発生する高周波電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ２とで整流平滑して、負荷５となる機器の要求する直流電圧に変換する。制御回路４１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力（コンデンサＣ２の電圧）が所定の出力電圧になるように、スイッチング素子Ｑ２をオン／オフさせる。
ＰＦＣ回路３は、整流器２の両端に接続され且つリアクトルＬとＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ１とからなる第１直列回路と、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に接続され且つダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる第２直列回路と、ＰＦＣ制御回路３２とを有する。ＰＦＣ制御回路３２の駆動用電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４から供給される。ＰＦＣ制御回路３２は、整流器２から入力した交流入力電圧とコンデンサＣ１から入力した出力電圧と抵抗Ｒ１に流れる電流に応じた電圧とに基づいて、交流入力電流を交流入力電圧に比例させるとともに、コンデンサＣ１の出力電圧を所定の電圧に調整するように、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせる。
図１５は図１４に示す従来のスイッチング電源装置のＰＦＣ制御回路の回路図である。ＰＦＣ制御回路３２において、乗算器３２２は、コンデンサＣ１からの出力電圧Ｖｄｃを抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５とで分圧した電圧と所定の基準電圧Ｖｒとの誤差を増幅する誤差増幅器３２１からの信号と、整流器２からの交流入力電圧Ｖａｃを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧した電圧とを乗算してリアクトルＬのリアクトル電流の目標値を生成する。電流検出部３２３は、抵抗Ｒ１に流れる電流を検出し、即ち、リアクトルＬに流れる電流を検出する。電流誤差増幅器３２４は、その目標値と、電流検出部３２３からの電流の平均値とを比較する。ＰＷＭ制御回路３２５は、電流誤差増幅器３２４から出力される比較結果と鋸歯状波信号とを比較し、比較結果により、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを制御し、交流入力電圧と誤差増幅器３２１からの制御信号の両方に比例した交流入力電流が得られるように制御する。
図１４に示すＰＦＣ回路３は能動型であり、交流電源１からの交流が電源装置に供給されると、ＰＦＣ回路３は連続的に電力を消費する。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ４における外部負荷が軽い時に、電源装置の電力変換効率の低下を引き起こす。例えば、ＴＶ受像器などの待機状態の機能を有する電気製品では待機状態での電力は通常使用状態の１０％或いはそれ以下の電力しか使用されていないが、極めて長い期間継続される。これらの負荷状態での電力変換効率の低下は定常負荷時の変換機能と同様に省エネルギー化を進める上で問題となる。
そこで、軽負荷或いは待機時の変換効率を改善したＰＦＣ回路を備えた電源装置として、外部負荷における電力消費の増大に応答して力率の改善を能動的に調整できる力率調改善回路が提案されている（特許文献１）。特許文献１の力率調整回路は、電力を変換してｄｃコンバータに与えるコンバータと、このコンバータの電力変換を制御する力率調整制御ユニットと、ｄｃコンバータにおける外部負荷による電力消費を検出し、電力消費が予定の電力レベルを超えたときに力率調整制御ユニットをイネーブルする負荷検出ユニットとを備える。
特開２００１−１１９９５６号公報
しかし、外部負荷における電力消費の増大に応答して力率の改善を能動的に調整できる力率調改善回路であっても、世界各国の交流電源の定格電圧値（例えば日本ではＡＣ１００Ｖ、米国ではＡＣ１１５Ｖ、ヨーロッパ各国ではＡＣ２３０Ｖ）は大きく異なる。このため、世界各国の交流電源電圧を入力できる電源装置は、この広範囲の入力電圧全てに対して、定格負荷時（或いは定常負荷時）の電力変換効率の向上を図りながら、外部負荷における電力消費の増大に応答して所定負荷電力に達したときＰＦＣ回路を動作させ、外部負荷における電力消費の減少に応答して所定電力以下になった時にＰＦＣ回路の動作を停止することが困難であった。
そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の２次側の負荷５に供給している電力を検出すれば、入力交流電圧に拘らず正確にＰＦＣ回路３を制御できる。しかし、２次側で負荷電力を検出する方式では、一般的に通常使用時の供給電流が大きいため、電力検出回路での電力損失が大きくなり、また、電力検出回路での電力損失を低減するためにカレントトランスを使用すると大きなスペースとコストがかかる。さらに２次側から１次側に信号を伝達するための部品が必要となるため、一層のスペースとコストが必要となり、小型軽量化、ローコスト化が困難であった。
また、２次側での電力検出の問題点を解決するために、１次側で負荷電力を検出する方式では、入力電圧の変化により電力検出値が実際の出力電力に完全に比例しない。このため、入力電圧の変動によりＰＦＣ回路の動作及び停止のための検出負荷電力は変化し、場合によっては、定格電力内でＰＦＣ回路の動作或いは停止ができない場合がある。特に、ＰＦＣ回路のスイッチング素子の制御信号のデューティ比で負荷状態を検出する方式や、入力電圧が小さいときの変換効率を極限まで高めるために入力電圧の変化により出力電圧を変化させるように制御を行なう場合には、入力電圧の変動で負荷電力の検出が大幅なズレを生じる。このため、所定の負荷状態でＰＦＣ回路の動作をオン／オフできないため、待機時や軽負荷時の電力変換効率が極度に悪化し、米国環境保護局（ＥＰＡ）の規格中の出力負荷率２５％、５０％、７５％、１００％時の平均電力変換効率が８４％以上を満足できない。
また、従来の電源装置は、能動ＰＦＣ回路を使用していたため、負荷が軽くなると、スイッチング素子におけるスイッチング損失や、スイッチング素子を制御する電子回路の損失の全体的な電力効率が悪化する。また、ＰＦＣ回路は交流電圧のＡＣ１１５Ｖ入力時もＡＣ２３０Ｖ入力時も同じ出力電圧例えば４００Ｖ（一般的にはＤＣ３８０Ｖ程度であるが、ここではＤＣ４００Ｖとする）に昇圧すると、ＡＣ１１５ＶからＤＣ４００Ｖでは昇圧比が大きくなるため、オン期間が長くなり、オフ期間が極端に短くなる。このため、ＰＦＣ回路の入力電流が増大するための電力損（電流の２乗に比例して損失が増大する）により電力損が増大して効率が悪化する。
ＰＦＣ回路における損失を少しでも減少させるために昇圧比を低く抑える方法がある。昇圧比を低く抑える場合には、交流入力電圧によりＰＦＣ回路の出力を可変する必要がある。ＰＦＣ回路の出力電圧はＰＦＣの動作を行なわせるため、入力電圧のピーク値よりも高い値に設定しておく必要がある。例えば交流入力電圧がＡＣ１１５Ｖの場合にはＰＦＣの出力はＤＣ２００Ｖ程度（一般には２５０Ｖ程度であるがここではＤＣ２００Ｖとする）、交流入力電圧がＡＣ２３０Ｖの場合にはＰＦＣの出力はＤＣ４００Ｖ程度に設定する。昇圧比を低く抑える場合であって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を直接検出せずにＤＣ−ＤＣコンバータの１次側で電力を検出する方式では、出力電圧を簡単に検出できなくなる。１次電流を検出する方式では、１次電圧が変化するために電流値を単純に電力に換算できず、電力を求めるには電流と電圧とを乗算する必要がある。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン幅やデューティ比で検出しても、あるいは、出力電圧を所定の電圧に制御するための帰還電圧で検出しても、ＰＦＣ回路の出力電圧、即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が変化するため、入力電圧の変化を受けて出力電力とデューティ比とは直接的な比例関係がなくなる。
図１６はＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧による負荷率とデューティの関係を示す図である。直流入力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のデューティは説明のために単純化してある。
負荷検出回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動信号のオンデューティから負荷の状態を検出したが、交流入力電圧に拘らずＤＣ−ＤＣコンバータの直流入力電圧が一定の場合はＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電力とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動信号のオンデューティは略比例関係にある。このため、負荷電力が決まればＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオンデューティは決定されるため、交流入力電圧の変動による検出点の変動は発生しない。
しかし、ＰＦＣ回路の効率を極限まで高めるために交流入力電圧によってＰＦＣ回路の出力電圧を変化させる構成にすると、交流入力電圧の変化によって、ＰＦＣ回路の出力電圧、即ちＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が変化する。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動信号のオンデューティは、図１７（ａ）に示すようにＤＣ２００Ｖ点の１００％負荷時のデューティを５０％とすると、ＤＣ４００Ｖ点の１００％負荷時のデューティは２５％となる。このように、負荷電力が一定であっても交流入力電圧の変化により所定出力を出力するデューティは変化する。このため、交流入力電圧の変化により、負荷検出回路の比較値が固定の場合は、所定の負荷電力で判定されなくなり、ＰＦＣ回路を負荷電力によりオン／オフできない場合がある。
図１７（ｂ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が変化したときのＤＣ−ＤＣコンバータのデューティの変化を示す図である。ＡＣ１１５Ｖ入力時、即ちＤＣ２００Ｖ入力時に負荷の８０％でＰＦＣ回路がオンし、負荷の５０％時にＰＦＣ回路をオフするよう設定すると、ＤＣ２００Ｖ入力時のデューティは４０％でＰＦＣ回路がオンし、デューティは２５％時にＰＦＣ回路がオフするように設定したことになる。一方、このデューティをＡＣ２３０Ｖ入力、即ちＤＣ４００Ｖにあてはめると、ＡＣ２３０Ｖ入力時は１６０％の負荷を取らないと、ＰＦＣ回路はオンしないことになり、ＰＦＣ回路は常時オフした状態となる。このため、力率を改善できなくなり、ＩＥＣ−１０００を満足できない。
逆にＡＣ２３０Ｖ入力時、即ちＤＣ４００Ｖ入力時の８０％負荷時にＰＦＣ回路をオンするように設定すると、デューティは２０％となりＡＣ１１５Ｖ入力時は４０％負荷時にＰＦＣ回路がオンする。ＡＣ２３０Ｖ入力時、即ちＤＣ４００Ｖ入力時の５０％負荷時にＰＦＣ回路をオフするように設定すると、デューティは１２．５％となり、ＡＣ１１５Ｖ入力時は２５％負荷時にＰＦＣ回路がオフする。
このように軽負荷状態までＰＦＣ回路が動作すると、軽負荷時の変換効率が悪化して前述のＥＮＡＲＧＹＳＴＡＲと称される米国環境保護局（ＥＰＡ）の規格、出力負荷率２５％、５０％、７５％、１００％時の平均電力変換効率が８４％以上を満足できない。
本発明の課題は、外部負荷における電力消費の増大に応答して力率の改善を能動的に調整でき、しかも広い交流入力電圧範囲の夫々の入力電圧に適合した負荷状態の時に力率改善動作を行なうことで、高調波に対する要求と軽負荷時の電力変換効率を向上させるＰＦＣ回路を有するスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明は前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、広範囲の交流入力電圧を該交流入力電圧の振幅よりも大きい直流電圧に変換してＤＣ−ＤＣコンバータに供給する昇圧型電力変換器を有するスイッチング電源装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の制御端子に印加される制御信号を平滑した平滑電圧を検出する負荷検出回路と、前記交流入力電圧もしくは実質的に交流入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記負荷検出回路の平滑電圧値と負荷状態を判定するための判定基準値とを比較し比較結果により前記昇圧型電力変換器の動作又は停止を行なう電力変換制御部とを備え、前記電力変換制御部は、前記交流入力電圧の大きさに拘わらず略同一負荷状態にするために前記入力電圧検出回路により検出された前記交流入力電圧に応じて前記判定基準値を補正し補正された判定基準値と前記負荷検出回路の平滑電圧値とを比較することで前記負荷状態を判定し判定結果により軽負荷状態と判定されたとき、前記昇圧型電力変換器を停止させることを特徴とする。
請求項２の発明は、広範囲の交流入力電圧を該交流入力電圧の振幅よりも大きい直流電圧に変換してＤＣ−ＤＣコンバータに供給する昇圧型電力変換器を有するスイッチング電源装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の制御端子に印加される制御信号を平滑した平滑電圧を検出する負荷検出回路と、前記交流入力電圧もしくは実質的に交流入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記負荷検出回路の平滑電圧値と負荷状態を判定するための判定基準値とを比較し比較結果により前記昇圧型電力変換器の動作又は停止を行なう電力変換制御部とを備え、前記電力変換制御部は、前記交流入力電圧の大きさに拘わらず略同一負荷状態にするために前記入力電圧検出回路により検出された前記交流入力電圧に応じて前記判定基準値を連続的に補正し補正された連続的な判定基準値又は前記交流入力電圧の大きさに応じて予め設定された複数の判定基準値と前記負荷検出回路の平滑電圧値とを比較することで前記負荷状態を判定し判定結果により軽負荷状態と判定されたとき、前記昇圧型電力変換器を停止させることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記入力電圧検出回路は、前記昇圧型電力変換器に設けられたリアクトルに巻回された補助巻線を有し、昇圧時に前記補助巻線に発生する電圧を検出することにより昇圧値を検出することを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記昇圧型電力変換器は、前記交流入力電圧に関係する出力電圧を出力し、前記入力電圧検出回路は、前記昇圧型電力変換器の出力電圧を検出することを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記交流入力電圧に応じて前記昇圧型電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御部を備えることを特徴とする。
本発明によれば、全ての交流入力電圧に亙って、重負荷時のＰＦＣ回路の電力変換効率を向上させるために、交流入力電圧によりＰＦＣ直流出力電圧を可変するＰＦＣ回路方式であっても、交流入力電圧を検出して交流入力電圧に応じて判定基準値を補正することにより、軽負荷時にＰＦＣ回路を停止するための軽負荷出力のために電力損失の少ない１次側で電力検出を行い、交流入力電圧に合った軽負荷を適切に検出できる。このため、重負荷時及び軽負荷時にも、交流入力電圧の大きさに拘らず電力変換効率を向上できると共に、小型化、低コスト化が図れる。
以下、本発明のスイッチング電源装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。実施の形態のスイッチング電源装置は、ＰＦＣ回路を有するＡＣ−ＤＣコンバータを一例として説明する。
図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路図である。図１に示すスイッチング電源装置において、整流器２は交流電源１からの交流入力電圧を整流してＰＦＣ回路３ａに出力する。ＰＦＣ回路３ａは、交流を直流に変換するとともに、入力電流波形が入力電圧波形に比例するように、整流器２により整流された波形を整形することで、力率および高調波電流を改善する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは、ＰＦＣ回路３ａの出力電圧を負荷５に供給する所定の電圧に変換する。負荷検出回路３１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの外部負荷５により消費される電力消費量を検出する。ＰＦＣオン／オフ回路３４（本発明の電力変換制御部に対応）は、負荷検出回路３１で検出された電力消費量が所定レベルを超えたときにＰＦＣ制御回路３２ａを動作させ、電力消費量が所定レベル未満の時にＰＦＣ制御回路３２ａを停止させるようにＰＦＣ制御回路３２ａにオン信号又はオフ信号を送る。
ＰＦＣ回路３ａは、整流器２の出力の両端に接続され且つリアクトルＬｐとＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ１とからなる第１直列回路と、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に接続され且つダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる第２直列回路と、ＰＦＣ制御回路３２ａとを有する。ＰＦＣ制御回路３２ａは、整流器２から入力した交流入力電圧ＶａｃとコンデンサＣ１から入力した出力電圧Ｖｄｃと抵抗Ｒ１に流れる電流に応じた電圧とに基づいて、交流入力電流を交流入力電圧に比例させるとともに、コンデンサＣ１の出力電圧（ＰＦＣ回路の出力電圧）を所定の電圧に調整するように、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせる。
また、ＰＦＣ回路３ａは、交流入力電圧（例えば１１５Ｖ系又は２３０Ｖ系）を検出してＰＦＣの出力電圧を可変するもので、交流入力電圧を直接、検出する代りに本実施例では、昇圧値を検出するものとする。このため、リアクトルＬｐには補助巻線Ｌｓが電磁結合して巻回され、この補助巻線Ｌｓは、本発明の入力電圧検出回路の一部を構成する。昇圧時に、補助巻線Ｌｓに発生する電圧を検出することにより昇圧値を検出する。補助巻線Ｌｓ両端にはダイオードＤ３とコンデンサＣ３との直列回路が接続されている。ダイオードＤ３のカソードとコンデンサＣ３の一端との接続点は出力電圧制御部３３の入力端子及びＰＦＣオン／オフ回路３４の入力端子に接続され、コンデンサＣ３の他端は抵抗Ｒ１の一端に接続されている。
出力電圧制御部３３は、補助巻線Ｌｓにより検出された電圧をダイオードＤ３を介して昇圧値Ｖｃ３として入力し、昇圧値Ｖｃ３が所定の電圧を超えると、交流入力電圧が小さいと判断してＰＦＣ出力電圧を小さい所定値に設定する。また、出力電圧制御部３３は、昇圧値Ｖｃ３が所定の電圧に達しないときには、交流入力電圧が大きいと判断してＰＦＣ出力電圧を大きい所定値に設定する。
図２は本発明の実施例１のＰＦＣ制御回路及び出力電圧制御部の具体例を示す図である。図２に示すＰＦＣ制御回路３２ａは、図１５に示すＰＦＣ制御回路３２の構成に対して、さらに、基準電圧Ｖｒと誤差増幅器３２１の非反転端子との間に抵抗Ｒ６を設けた点が異なる。出力電圧制御部３３において、トランジスタＱ３のコレクタが抵抗Ｒ８を介して抵抗Ｒ６と誤差増幅器３２１の非反転端子との接続点に接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ７を介してツェナーダイオードＺＤ１のアノードに接続され、カソードには補助巻線Ｌｓからの昇圧値Ｖｃ３が入力されるようになっている。
このような構成によれば、交流入力電圧が大きく、昇圧値Ｖｃ３が小さい場合、補助巻線Ｌｓの電圧が小さいため、トランジスタＱ３はオフとなり、誤差増幅器３２１の非反転端子には、基準電圧Ｖｒが印加される。このため、ＰＦＣの出力電圧は大きくなる。一方、交流入力電圧が小さく、昇圧値Ｖｃ３が大きい場合、補助巻線Ｌｓの電圧が大きいため、トランジスタＱ３はオンとなり、基準電圧Ｖｒから抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ８、トランジスタＱ３の経路で電流が流れる。このため、誤差増幅器３２１の非反転端子には、基準電圧Ｖｒを抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ８とで分圧した電圧が印加される。このため、ＰＦＣの出力電圧は小さくなる。
このようにＰＦＣ回路３ａは、交流入力電圧に応じてＰＦＣ回路３ａの出力電圧を可変でき、交流入力電圧が小さい時でも高い電力変換効率が得られ、ＰＦＣ動作時の電力変換効率を向上できる。
図３は本発明の実施例１の負荷検出回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの具体例を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に結合する補助巻線Ｐ２に発生する電圧をダイオードＤ４とコンデンサＣ４とで整流平滑して制御回路４１に供給する制御回路用電源４２を有する。負荷検出回路３１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａのスイッチング素子Ｑ２の制御端子（例えばゲート端子）に印加される制御信号を抵抗Ｒ９とコンデンサＣ５とで平滑してＰＦＣオン／オフ回路３４に出力する。負荷電力が増大したときには、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが大きくなるため、前記平滑電圧は大きくなる。
ＰＦＣオン／オフ回路３４は、負荷検出回路３１で検出された電圧と判定基準値（基準電圧）とを比較することにより負荷５の電力消費量をモニタ又は検出し、この電力消費量が所定レベル以上であるときは重負荷であるとしてＰＦＣ制御回路３２ａを動作させ、電力消費量が所定レベル未満である時に軽負荷であるとしてＰＦＣ制御回路３２ａを停止させる。ＰＦＣ制御回路３２ａを停止することにより制御回路での電力消費が低減され、さらにＰＦＣのスイッチング素子Ｑ１におけるスイッチングロスがなくなるため、軽負荷時のスイッチング電源の全体的な電力効率を向上させることができる。
また、ＰＦＣオン／オフ回路３４は、負荷５の状態を判定するための判定基準値を交流入力電圧に応じて補正し、補正された判定基準値と負荷検出回路３１の検出出力値とを比較し比較結果により軽負荷状態が検出されたとき、ＰＦＣ回路３ａを停止させる。即ち、ＰＦＣオン／オフ回路３４は、補助巻線Ｌｓにより検出された昇圧値Ｖｃ３が小さく、交流入力電圧が大きいと判定したときは、判定基準値を小さくし、昇圧値Ｖｃ３が大きく、交流入力電圧が小さいと判定されたときは判定基準値を大きくする。
図４は本発明の実施例１のＰＦＣオン／オフ回路の具体例を示す図である。図４において、比較器３４１の反転端子には基準電圧Ｖｒ２が接続され、比較器３４１の非反転端子と出力端子と間には抵抗Ｒ１１が接続され、この抵抗Ｒ１１には抵抗Ｒ１０の一端が接続され、抵抗Ｒ１０の他端には昇圧値Ｖｃ３が入力される。比較器３４１の出力端子にはダイオードＤ５を介して抵抗Ｒ１３の一端が接続され、抵抗Ｒ１３の他端は比較器３４２の反転端子と抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。抵抗Ｒ１２の他端は基準電圧Ｖｒ１の正極に接続されている。比較器３４２の非反転端子と出力端子との間には抵抗Ｒ１４が接続され、抵抗Ｒ１４の一端は抵抗Ｒ１５を介して負荷検出回路３１に接続されている。抵抗Ｒ１４の他端及び比較器３４２の出力端子は、ＰＦＣ制御回路３２ａに接続されている。
このような構成によれば、交流入力電圧が小さい場合、即ち、昇圧値Ｖｃ３が大きく、昇圧値Ｖｃ３が基準電圧Ｖｒ２を超えると、ダイオードＤ５がオンし、抵抗Ｒ１３、抵抗Ｒ１２を介して基準電圧Ｖｒ１に電流が流れる。このため、比較器３４２の反転端子の電圧は、判定基準値であり、基準電圧ｖｒ１よりも大きくなる。このため、比較器３４２は、負荷検出回路３１からの出力が大きい判定基準値を越えたときにオン信号をＰＦＣ制御回路３２ａに出力する。また、交流入力電圧が大きい場合、即ち、昇圧値Ｖｃ３が小さく、昇圧値Ｖｃ３が基準電圧Ｖｒ２以下のとき、ダイオードＤ５はオフする。このため、比較器３４２の反転端子の電圧は、基準電圧ｖｒ１となる。このため、比較器３４２は、負荷検出回路３１からの出力が小さい判定基準値Ｖｒ１を越えたときにオン信号をＰＦＣ制御回路３２ａに出力する。
このように、交流入力電圧が大きいと判定したときは、判定基準値を小さくし、交流入力電圧が小さいと判定されたときは判定基準値を大きくするので、交流入力電圧の変化により交流入力電圧が大きい時でも小さい時でも略同じ負荷状態で、ＰＦＣオン／オフ回路３４は、負荷状態を判定できる。
また、交流入力電圧が変化したとき、意識的に判定する負荷電力を任意に変化させても良い。例えばＡＣ１１５Ｖ時は４０％負荷時、ＡＣ２３０Ｖ時は８０％負荷時に判定が反転するように基準電圧を設定しても良い。
なお、実施例１のＰＦＣオン／オフ回路３４では、判定基準値を変化させる例を示したが、負荷検出回路３１に入力電圧分圧器を設け入力電圧分圧器の分圧比を変えて、デューティの平滑電圧の検出値を変更しても良い。
実施例１では、入力電圧を検出手段としてＰＦＣの昇圧値Ｖｃ３に比例する電圧を検出する方式を採用しているため、交流入力電圧が小さいときには補助巻線Ｌｓに発生する電圧、言い換えれば、ＰＦＣオン／オフ回路３４の入力端子には大きい電圧が印加される。逆に、交流入力電圧が大きいときはＰＦＣオン／オフ回路３４の入力端子には小さい電圧が印加される。このため、出力電圧を所定値に設定する設定回路は、夫々入力電圧を直接或いは間接に検出する検出手段に適合する回路構成とする。
図５は本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路図である。実施例２のスイッチング電源装置は、入力電圧検出回路を構成する出力電圧制御部３３及びＰＦＣオン／オフ回路３４の入力端子を、ダイオードＤ１１とコンデンサＣ１１からなる直流化回路３５を介して整流器２の出力端子に接続して、交流入力電圧Ｖａｃを直接検出したことを特徴とする。以下、直流化回路３５を介して出力される交流入力電圧Ｖａｃに比例する直流電圧を交流入力電圧Ｖａｃ´とする。
実施例２では、交流入力電圧Ｖａｃが大きくなると、出力電圧制御部３３及びＰＦＣオン／オフ回路３４の入力も大きくなり、交流入力電圧Ｖａｃが小さくなると、出力電圧制御部３３及びＰＦＣオン／オフ回路３４の入力も小さくなる。
図６は本発明の実施例２のＰＦＣ制御回路及び出力電圧制御部の具体例を示す図である。図６に示す実施例２では、実施例１の構成に対して、ＰＦＣ制御回路３２ｂのみが異なる。即ち、誤差増幅器３２１の非反転端子には基準電圧Ｖｒが直接接続され、抵抗Ｒ８の一端が誤差増幅器３２１の反転端子及び抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点に接続されている。
このような構成によれば、交流入力電圧Ｖａｃが大きくなると、出力電圧制御部３３の入力も大きくなり、トランジスタＱ３がオンして、抵抗Ｒ８が抵抗Ｒ５に並列に接続される。誤差増幅器３２１の非反転端子に入力されるＰＦＣ出力電圧Ｖｄｃの分圧比が大きくなるため、ＰＦＣの出力電圧は大きくなる。また、交流入力電圧Ｖａｃ´が小さくなると、出力電圧制御部３３の入力も小さくなり、トランジスタＱ３がオフし、誤差増幅器３２１の非反転端子に入力されるＰＦＣ出力電圧Ｖｄｃの分圧比が小さくなるため、ＰＦＣの出力電圧は小さくなる。
図７は本発明の実施例２のＰＦＣオン／オフ回路の具体例を示す図である。図７に示す実施例２のＰＦＣオン／オフ回路３４ａは、図４に示す実施例１のＰＦＣオン／オフ回路３４に対して、トランジスタＱ４のコレクタが抵抗Ｒ１３を介して比較器３４２ａの反転端子に接続され、エミッタが接地され、ベースが抵抗Ｒ１６を介してツェナーダイオードＺＤ２のアノードに接続され、カソードに交流入力電圧Ｖａｃ´が入力される点が異なる。
このような構成によれば、交流入力電圧Ｖａｃが大きくなると、トランジスタＱ４がオンして、基準電圧Ｖｒ１から抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ４に電流が流れる。このため、比較器３４２ａの反転端子に印加される電圧（即ち、判定基準値）は、基準電圧Ｖｒ１を抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３とで分圧した電圧となる。このため、比較器３４２ａは、負荷検出回路３１からの出力が小さい判定基準値を越えたときにオン信号をＰＦＣ制御回路３２ａに出力する。
一方、交流入力電圧Ｖａｃが小さくなると、トランジスタＱ４がオフして、比較器３４２ａの反転端子に印加される電圧（即ち、判定基準値）は、基準電圧Ｖｒ１となる。このため、比較器３４２ａは、負荷検出回路３１からの出力が大きい判定基準値を越えたときにオン信号をＰＦＣ制御回路３２ａに出力する。
このように、ＰＦＣ制御回路３２ａをオンオフさせるための判定基準値を交流入力電圧に応じて変化させることにより、所定の負荷電力でＰＦＣ回路３ａをオンオフすることができる。
なお、実施例２の図５の出力電圧制御部及び図６のＰＦＣオン／オフ回路以外の基本的な回路動作は、実施例１のそれらと同様であるので、ここでは、その説明は省略する。
図８は本発明の実施例３のスイッチング電源装置の回路図である。図８に示す実施例３のスイッチング電源装置は、整流器２からの交流入力電圧Ｖａｃ´を出力電圧制御部３３の入力端子に入力し、交流入力電圧Ｖａｃにより変化するＰＦＣ回路の出力電圧（コンデンサＣ１の電圧）をＰＦＣオン／オフ回路３４ａの入力端子に入力したことを特徴とする。
出力電圧制御部３３及びＰＦＣオン／オフ回路３４ａは、実施例２のそれらと同じであるので、実施例２の動作と同様に動作し、実施例２と同様な効果が得られる。
図９は本発明の実施例４のＰＦＣ制御回路及び出力電圧制御部の具体例を示す図である。図１０は本発明の実施例４のＰＦＣオン／オフ回路の具体例を示す図である。
実施例４のスイッチング電源装置では、図９に示す出力電圧制御部３３ａと図１０に示すＰＦＣオン／オフ回路３４ｂとにより、交流入力電圧に応じてＰＦＣの出力電圧とＰＦＣオン／オフ回路の判定基準値を連続的に可変するようにしている。
図９に示す出力電圧制御部３３ａにおいて、抵抗Ｒ１７の一端には交流入力電圧Ｖａｃ´が入力され、抵抗Ｒ１７の他端は抵抗Ｒ１８の一端とコンデンサＣ６の一端と比較器３３１の非反転端子に接続されている。抵抗Ｒ１８の他端とコンデンサＣ６の他端とは接地されている。比較器３３１の出力端子は反転端子及びダイオードＤ６のアノードに接続され、ダイオードＤ６のカソードは抵抗Ｒ１９を介してツェナーダイオードＺＤ３のカソードと比較器３２１の非反転端子と抵抗Ｒ６の一端に接続されている。
このような構成によれば、交流入力電圧Ｖａｃが大きくなるに従って、コンデンサＣ６の電圧も上昇し、比較器３３１の出力も上昇する。このため、比較器３３１からダイオードＤ６、抵抗Ｒ１９、抵抗Ｒ６、基準電圧Ｖｒの経路で電流が流れるため、比較器３２１の非反転端子に印加される電圧は、連続的に上昇する。
従って、ＰＦＣの出力電圧は交流入力電圧に比例的に変化する。例えばＡＣ１１５Ｖ入力の場合にＰＦＣの出力電圧をＤＣ２００Ｖとすると、ＡＣ２３０Ｖ入力時はＤＣ４００Ｖ出力となり、その間は略比例的に増大する。実施例４の具体的な入力電圧とＰＦＣの出力電圧との関係はＡＣ１１５Ｖ入力時にＤＣ２００Ｖ、ＡＣ２３０Ｖ入力時のＰＦＣ出力は４００Ｖとしたので、
ｙ：ＰＦＣ出力電圧、ａ：定数、ｘ：交流入力電圧実効値とすると、
ｙ＝ａｘ＝１．７４ｘで表すことができる。
一般的な入出力電圧値のＡＣ１１５Ｖ時ＤＣ２５０Ｖ、ＡＣ２３０Ｖ時ＤＣ３８０Ｖ程度にする、ｙ＝ａｘ＋ｂとしてもよいし、入力電圧に対してＰＦＣ出力電圧を所定の２値に切り替えるような、より複雑な所定の関数で変化させても良い。
また、図１０に示すＰＦＣオン／オフ回路３４ｂにおいて、抵抗Ｒ２０の一端には交流入力電圧Ｖａｃ´又はＰＦＣの出力電圧Ｖｄｃが入力され、抵抗Ｒ２０の他端は抵抗Ｒ２１の一端とコンデンサＣ７の一端と抵抗Ｒ２２ａの一端に接続され、抵抗Ｒ２２ａの他端は比較器３４１ｂの反転端子に接続されている。抵抗Ｒ２１の他端とコンデンサＣ７の他端とは接地されている。比較器３４１ｂの非反転端子には基準電圧Ｖｒ２が印加されている。比較器３４１ｂの出力端子は抵抗Ｒ２２を介して反転端子に接続されるとともにダイオードＤ７のアノードに接続されている。ダイオードＤ７のカソードは抵抗Ｒ２３を介してツェナーダイオードＺＤ４のカソードと比較器３４２ｂの反転端子と抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。抵抗Ｒ１２の他端は基準電圧Ｖｒ１の正極に接続されている。
このような構成によれば、交流入力電圧Ｖａｃ´又はＰＦＣの出力電圧Ｖｄｃが大きくなるに従って、コンデンサＣ７の電圧も上昇し、比較器３４１ｂの出力は逆に減少する。このため、比較器３４１ｂからダイオードＤ７、抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ１２、基準電圧Ｖｒ１の経路で流れる電流が減少するため、比較器３４２ｂの反転端子に印加される電圧（判定基準値）は、連続的に減少する。即ち、交流入力電圧Ｖａｃ´又はＰＦＣの出力電圧Ｖｄｃの値に応じて、判定基準値を連続的に変化させることができる。
図１１は本発明の実施例５のＰＦＣオン／オフ回路の具体例を示す図である。図１１に示す実施例５のＰＦＣオン／オフ回路３４ｃは、負荷電力によりＰＦＣ回路のオンオフを検出するＰＦＣオン／オフ部を２個設けたものである。
図１１に示すＰＦＣオン／オフ回路３４ｃは、ＡＣ１１５Ｖ入力時の判定用に第１判定基準値を有する第１比較器Ａと、ＡＣ２３０Ｖ入力時の判定用に第２判定基準値を有する第２比較器Ｂとを有し、交流入力電圧Ｖａｃ´又は出力電圧Ｖｄｃにより、第１比較器Ａの出力又は第２比較器Ｂの出力を切り替えて、ＰＦＣのオン／オフ信号をＰＦＣ制御回路３２ａに印加し、ＰＦＣ回路３ａをオンオフ制御することを特徴とする。
基本的な構成は、図５又は図８の回路図が用いられ、負荷検出回路及び出力電圧制御部は、実施例２〜４におけるそれらが用いられる。
図１１において、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードの一端には交流入力電圧Ｖａｃ´又はＰＦＣの出力電圧Ｖｄｃが入力され、ッェナーダイオードＺＤ２のアノードは抵抗Ｒ１６を介してトランジスタＱ４のベースに接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ４のコレクタは抵抗Ｒ２４の一端とトランジスタからなるスイッチＳＷのベースに接続されている。スイッチＳＷのコレクタはＰＦＣ制御回路に接続され、スイッチＳＷのエミッタは比較器３４３ｃの出力端子と抵抗Ｒ２５の一端と抵抗Ｒ２４の他端とに接続されている。抵抗Ｒ２５の他端は比較器３４３ｃの非反転端子及び抵抗Ｒ２６の一端に接続され、比較器３４３ｃの反転端子には基準電圧Ｖｒ２（Ｖｒ１よりも小さい）が接続されている。抵抗Ｒ２６の他端は負荷検出回路３１に接続されている。
また、抵抗１５の一端は負荷検出回路３１及び抵抗Ｒ２６の他端に接続され、抵抗Ｒ１５の他端は比較器３４２ｃの非反転端子と抵抗Ｒ１４の一端に接続されている。比較器３４２ｃの反転端子は基準電圧Ｖｒ１に接続され、比較器３４２ｃの出力端子は抵抗Ｒ１４の他端及びダイオードＤ８のアノードに接続されている。ダイオードＤ８のカソードは、スイッチＳＷのコレクタ及びＰＦＣ制御回路３２ａに接続されている。
このような構成によれば、交流入力電圧Ｖａｃ´又はＰＦＣの出力電圧Ｖｄｃが大きいときは、トランジスタＱ４がオンして、スイッチＳＷがオンし、ダイオードＤ８がオフする。このため、比較器３４３ｃが動作して、比較器３４３ｃにより基準電圧Ｖｒ２、即ち小さい判定基準値Ｖｒ２で負荷検出回路３１の負荷状態が判定される。
一方、交流入力電圧Ｖａｃ´又はＰＦＣの出力電圧Ｖｄｃが小さいときは、トランジスタＱ４がオフして、スイッチＳＷがオフする。このため、比較器３４２ｃにより基準電圧Ｖｒ１、即ち大きい判定基準値で負荷検出回路３１の負荷状態が判定される。
なお、本発明は、実施例１乃至５のスイッチング電源装置に限定されるものではなく、これら実施例１乃至４の組み合わせであっても良い。また、実施例では、ＰＦＣ制御回路３２ａにオン／オフ端子があるものとして説明したが、オン／オフ端子がない場合には、ＰＦＣ制御回路用電源をオン／オフするなどの方法によって、ＰＦＣ制御回路３２ａを停止しても良い。また、ＰＦＣ回路のオン／オフが可能な端子が複数存在する場合、例えば実施例５の場合に、複数のＰＦＣオン／オフ出力端子の切換えを行なわずに、夫々の端子に別々に接続しても良い。
また、実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の出力信号のデューティを検出して負荷の重軽を検出する例を説明したが、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御電圧を作るトランスの巻線などから負荷状態を検出しても良い。
例えば、図１２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａのスイッチング素子Ｑ２がオンしているときのトランス巻線Ｐ２には入力電圧に比例した電圧とオンデューティを表すパルス幅が発生する。このため、スイッチング素子Ｑ２のオン時の巻線Ｐ２に発生する電圧をダイオードＤ９を介して入力電圧として検出し、抵抗Ｒ２７、ツェナーダイオードＺＤ５、抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ５によりオンデューティ、負荷電力を検出しても良い。
また、ＲＣＣ回路の場合、図１３に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４ｂのスイッチング素子Ｑ２のオフの期間にトランスの巻線Ｐ２に発生する電圧は、一般に出力電圧に比例した電圧が現れるが、負荷が重くなることにより出力巻線Ｓ１の抵抗分、出力回路の抵抗分、出力用整流器の電圧降下等により、負荷が重くなるに従って、トランスの各巻線Ｐ２に発生する電圧も大きくなる。この電圧をダイオードＤ１０、抵抗Ｒ２８、及び抵抗Ｒ２９により検出して負荷の重軽を検出しても良い。
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が所定の値になるように、出力電圧を検出して、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路４１に帰還する帰還信号の電圧は負荷により変化する。この帰還信号を検出して負荷の重軽を検出しても良い。
本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路図である。 本発明の実施例１のＰＦＣ制御回路及び出力電圧制御部の具体例を示す図である。 本発明の実施例１の負荷検出回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの具体例を示す図である。 本発明の実施例１のＰＦＣオン／オフ回路の具体例を示す図である。 本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路図である。 本発明の実施例２のＰＦＣ制御回路及び出力電圧制御部の具体例を示す図である。 本発明の実施例２のＰＦＣオン／オフ回路の具体例を示す図である。 本発明の実施例３のスイッチング電源装置の回路図である。 本発明の実施例４のＰＦＣ制御回路及び出力電圧制御部の具体例を示す図である。 本発明の実施例４のＰＦＣオン／オフ回路の具体例を示す図である。 本発明の実施例５のＰＦＣオン／オフ回路の具体例を示す図である。 本発明の負荷検出回路の他の具体例１を示す図である。 本発明の負荷検出回路の他の具体例２を示す図である。 ＰＦＣ回路を組み込んだ従来のスイッチング電源装置の回路図である。 従来のスイッチング電源装置のＰＦＣ制御回路の具体例である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧による負荷率とデューティの関係を示す図である。 入力電圧と負荷によるＰＦＣオンオフの変化を表す図である。
符号の説明
１ 交流電源
２ 整流器
３，３ａ ＰＦＣ回路
４，４ａ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５ 負荷
３１ 負荷検出回路
３２，３２ａ，３２ｂ ＰＦＣ制御回路
３３，３３ａ 出力電圧制御部
３４，３４ａ〜３４ｃ ＰＦＣオン／オフ回路
３５ 直流化回路
４１，４２ 制御回路
Ｌ，Ｌ１ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ１１ ダイオード
ＺＤ１〜ＺＤ５ ツェナーダイオード
Ｃ１〜Ｃ６、Ｃ１１ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ２９ 抵抗
Ｔ１ トランス
Ｌｐ，Ｐ１ １次巻線
Ｌｓ，Ｐ２ 補助巻線
Ｓ１ ２次巻線
ＳＷ スイッチ

Claims (5)

  1. 広範囲の交流入力電圧を該交流入力電圧の振幅よりも大きい直流電圧に変換してＤＣ−ＤＣコンバータに供給する昇圧型電力変換器を有するスイッチング電源装置であって、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の制御端子に印加される制御信号を平滑した平滑電圧を検出する負荷検出回路と、
    前記交流入力電圧もしくは実質的に交流入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
    前記負荷検出回路の平滑電圧値と負荷状態を判定するための判定基準値とを比較し比較結果により前記昇圧型電力変換器の動作又は停止を行なう電力変換制御部とを備え、
    前記電力変換制御部は、前記交流入力電圧の大きさに拘わらず略同一負荷状態にするために前記入力電圧検出回路により検出された前記交流入力電圧に応じて前記判定基準値を補正し補正された判定基準値と前記負荷検出回路の平滑電圧値とを比較することで前記負荷状態を判定し判定結果により軽負荷状態と判定されたとき、前記昇圧型電力変換器を停止させることを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 広範囲の交流入力電圧を該交流入力電圧の振幅よりも大きい直流電圧に変換してＤＣ−ＤＣコンバータに供給する昇圧型電力変換器を有するスイッチング電源装置であって、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の制御端子に印加される制御信号を平滑した平滑電圧を検出する負荷検出回路と、
    前記交流入力電圧もしくは実質的に交流入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
    前記負荷検出回路の平滑電圧値と負荷状態を判定するための判定基準値とを比較し比較結果により前記昇圧型電力変換器の動作又は停止を行なう電力変換制御部とを備え、
    前記電力変換制御部は、前記交流入力電圧の大きさに拘わらず略同一負荷状態にするために前記入力電圧検出回路により検出された前記交流入力電圧に応じて前記判定基準値を連続的に補正し補正された連続的な判定基準値又は前記交流入力電圧の大きさに応じて予め設定された複数の判定基準値と前記負荷検出回路の平滑電圧値とを比較することで前記負荷状態を判定し判定結果により軽負荷状態と判定されたとき、前記昇圧型電力変換器を停止させることを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 前記入力電圧検出回路は、前記昇圧型電力変換器に設けられたリアクトルに巻回された補助巻線を有し、昇圧時に前記補助巻線に発生する電圧を検出することにより昇圧値を検出することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記昇圧型電力変換器は、前記交流入力電圧に関係する出力電圧を出力し、
    前記入力電圧検出回路は、前記昇圧型電力変換器の出力電圧を検出することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記交流入力電圧に応じて前記昇圧型電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御部を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
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