JP2014027844A

JP2014027844A - 直流電源装置

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Publication number: JP2014027844A
Application number: JP2012168330A
Authority: JP
Inventors: Hideki Masago; 秀基眞砂
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2012-07-30
Filing date: 2012-07-30
Publication date: 2014-02-06
Anticipated expiration: 2032-07-30
Also published as: JP5958153B2

Abstract

【課題】キャリア信号をＰＷＭ変調を用いて生成した２つのスイッチング信号において、オン／オフの変化が重なるタイミングの発生頻度を低減させることで、ＰＦＣ制御回路へ与えるノイズの影響を低減させる。
【解決手段】交流電源１を入力して整流する整流器２と、平滑コンデンサ７と、入力端３ｅ，４ｅと出力端３ｆ，４ｆと共通端３ｇ，４ｇとを備えた２つのスイッチング部３，４と、２つのキャリア信号を出力するキャリア発振部５と、キャリア信号をそれぞれ入力してＰＷＭ変調したスイッチング信号をそれぞれのスイッチング部へ出力するＰＦＣ制御部９とを備えている。そして、キャリア発振部５は、それぞれのキャリア信号の周波数を独立して可変すると共に、一方のキャリア信号の周波数を上昇させる時、他方のキャリア信号の周波数を下降させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源装置に係わり、より詳細には、スイッチング時に発生するノイズを低減させる構成に関する。

従来、直流電源装置として、例えば図５に示すマルチフェーズのＰＦＣコンバータが開示されている。
図５において入力端子Ｐ１１，Ｐ１２に商用交流電源ＡＣが接続される。また、出力端子Ｐ２１，Ｐ２２に負荷２０が接続され、所定の直流電圧が負荷２０へ出力される。

入力端子Ｐ１１，Ｐ１２にはダイオードブリッジＢ１が接続され、このダイオードブリッジＢ１の出力に、インダクタＬ１１とスイッチング素子Ｑ１１とからなる直列回路、及びインダクタＬ１２とスイッチング素子Ｑ１２とからなるもう一つの直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１１とインダクタＬ１１との接続点と平滑コンデンサＣｏの正極との間にダイオードＤ１１が接続され、スイッチング素子Ｑ１２とインダクタＬ１２との接続点と平滑コンデンサＣｏの正極との間にダイオードＤ１２が接続されている。平滑コンデンサＣｏの両端には出力端子Ｐ２１，Ｐ２２が接続されている。

インダクタＬ１１、ダイオードＤ１１、及びスイッチング素子Ｑ１１によって第１のＰＦＣ回路ＰＦＣ１が構成されている。同様に、インダクタＬ１２、ダイオードＤ１２、及びスイッチング素子Ｑ１２によって第２のＰＦＣ回路ＰＦＣ２が構成されている。

さらに、ダイオードブリッジＢ１の出力端間には入力電圧検出回路１１が設けられている。また、出力端子Ｐ２１，Ｐ２２間には出力電圧検出回路１２が設けられている。
スイッチング制御回路３０は、入力電圧検出回路１１が検出した入力電圧検出信号、出力電圧検出回路１２が検出した出力電圧検出信号、インダクタＬ１１，Ｌ１２に流れる電流の検出信号（図示せず）をそれぞれ入力し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲート制御電圧を出力する。

スイッチング制御回路３０は、具体的にはインダクタＬ１１，Ｌ１２に流れる電流が入力電圧波形（全波整流波形）と相似形となるように、且つ出力電圧が一定となるようにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に対するゲート制御電圧信号をＰＷＭ変調により生成する。すなわち、ゲート制御電圧信号のオンデューティ（オン期間）を制御している。

また、スイッチング制御回路３０内部にはそれぞれのスイッチング素子をＰＷＭ制御するために、それぞれのスイッチング素子専用のキャリア周波数発振器を備えている。この出力信号はキャリア信号ａとしてキャリア周波数が例えば６〜１０ＫＨｚ（キロヘルツ）の範囲で可変され、また、キャリア信号ｂとしてキャリア周波数が例えば３〜７ＫＨｚの範囲で可変されるようになっている。そしてスイッチング制御回路３０は、この２つのキャリア周波数が４ＫＨｚの周波数差を保って周期的に可変する構成になっている。そして、スイッチング制御回路３０内部では、これらのキャリア信号をＰＷＭ変調してそれぞれのスイッチング素子を駆動するスイッチング信号ａとスイッチング信号ｂとが生成されて出力される（例えば、特許文献１参照。）。

マルチフェーズＰＦＣコンバータでは、接続される負荷に応じてそれぞれのスイッチング部（第１や第２のＰＦＣ回路）を選択的に運転することで効率を向上させる場合がある。例えば負荷が軽い場合には小さなインダクタを備えた一方のスイッチング部のみで運転し、中位な負荷であれば大きなインダクタを備えた他方のスイッチング部のみで運転し、大きな負荷であれば両方のスイッチング部を同時に運転する。このようにインダクタの値がそれぞれ異なる場合はそれぞれのスイッチング部に最適なデューティー比でスイッチングする。図６はこのようなマルチフェーズＰＦＣコンバータにおけるスイッチング信号の波形を示したものであり、図６（１）スイッチング信号ａ（キャリア周波数：５ＫＨｚ）と、図６（２）スイッチング信号ｂ（キャリア周波数：８ＫＨｚ）とを示している。

スイッチング信号ａはデューティーが５０％、スイッチング信号ｂはデューティーが８０％にそれぞれＰＷＭ変調されている。このため、スイッチング信号ａのオフ時間は１００μＳ（マイクロセカンド）となり、また、スイッチング信号ｂのオン時間は同じく１００μＳとなり、あるタイミングではこれらが時間的に重なる。

２つのスイッチング信号の各キャリア周波数は異なるため、２つのスイッチング信号の位相は徐々にずれていき、これに伴ってスイッチング信号のオン／オフの重なりも発生しなくなる。ただし、スイッチング信号ａの周期は２００μＳ、スイッチング信号ｂの周期は１２５μＳであるため、１ｍＳ（ミリセカンド）後には再度、スイッチング信号のオン／オフの重なりが発生するタイミングとなる。勿論、２つのキャリア周波数は常に変化しているため完全にタイミングが重なる確率は低いが、図８の説明で後述するように周波数の変化による重なりタイミングのずれ幅が小さいため、現実的には１ｍＳ後にオン／オフが時間的に近接したタイミングが発生する。

ところで、スイッチング素子のオン／オフによるノイズ発生を考えた場合、スイッチング素子のオン／オフ時に急激な電流変化が伴うため、このスイッチング電流が流れる回路内のパターンや配線でのインダクタンスにより急激な電圧変化（ノイズ）が発生する。このようなノイズが大きい場合、スイッチング制御回路３０の動作に影響を与える場合がある。特に負荷電流やスイッチング電流の検出回路をシャント抵抗で構成している場合、小さなノイズが測定電流値に大きな影響を与え、結果的に制御している入力電流波形に影響を与えてしまうことがある。

このような影響を低減させるため、スイッチング制御回路３０の回路パターンを広くしたり、また、厚くしたり、ノイズ防止フィルタやシールドを用いたりしているが、特に２つのスイッチング素子のオン／オフのタイミングが図６に示すように重なった場合、短時間、ここでは１００μＳの間にオン／オフの重なりが２回発生することになる。発生するノイズが時間的に同じ又は近接していると、一般的にノイズの大きさ（振幅）は加算されることになる。この例の場合、結果的に２つのスイッチング信号が同時にオン／オフに変化した時に比較して約２倍のノイズが発生することになる。

一方、特許文献１ではスイッチング制御回路３０が、２つのキャリア周波数を同じ増減方向へ変化、つまり、上昇／下降させることにより放射ノイズの分布分散させ、結果的に放射ノイズのレベルを低下させるようになっている。

図８は２つのキャリア周波数を同じ方向へ変化させた時の説明図であり、図８の左側に示す周波数変化前の図８（１）スイッチング信号ａと図８（２）スイッチング信号ｂと、図８の右側に示す周波数変化後のそれぞれの信号を図示したものである。それぞれの信号はキャリア周波数が、図８左側に示す５ＫＨｚと８ＫＨｚとから、図８右側に示す７ＫＨｚと１０ＫＨｚとに変化した様子を示している。図８左側については図６で説明しているため説明を省略する。

図８右側に示すように、それぞれのスイッチング信号のデューティーが、キャリア周波数が変化する前と同じ場合、スイッチング信号ａのオフ時間が１００μＳから７１μＳに変化する。一方、スイッチング信号ｂのオン時間が１００μＳから８０μＳに変化する。この結果、スイッチング信号ａのオフ時間とスイッチング信号ｂのオン時間とが異なるためオン／オフの重なりタイミングはずれることになるが、その差はわずか９μＳであり、スイッチングノイズの発生タイミングとしてはほぼ重なっていると考えられる。キャリア周波数が低ければこの差はもっと小さくなる。

図７は直流電源装置の動作を説明する説明図である。図７（１）スイッチング信号ａと、図７（２）スイッチング信号ｂと、これらの信号の図７（３）キャリア周波数と、各スイッチング信号の図７（４）デューティー比とを示す説明図であり、横方向が時間を示している。

スイッチング制御回路３０は出力電圧を所定の電圧に維持するため、図７（４）デューティー比においてそれぞれのスイッチング信号のデューティー比を徐々に増加させ、ｔ１のタイミングでスイッチング信号ａを５０％に、スイッチング信号ｂを８０％にし、それ以降は変化がない状態を継続させる。

スイッチング制御回路３０は、図７（３）キャリア周波数において、キャリア信号ａを３ＫＨｚから７ＫＨｚの間、キャリア信号ｂを６ＫＨｚから１０ＫＨｚの間でそれぞれ同期させて変化させている。ｔ０ではそれぞれのキャリア周波数が８ＫＨｚと５ＫＨｚとになるが、デューティー比が図６で説明した比率になっていないためスイッチング信号のオン／オフによる信号変化での重なりは発生しない。

一方、ｔ２ではそれぞれのキャリア周波数が８ＫＨｚと５ＫＨｚとになり、また、デューティー比が図６で説明した比率になっているためスイッチング信号のオン／オフによる信号変化での重なりが発生する。そして前述したようにｔ２以降で１ｍＳ以内に重なりタイミング（近接も含む）が周期的に発生する。

このように周期的に発生するスイッチング信号のオン／オフ重なりによるノイズに関しては、単純にキャリア周波数を変化させるだけでは解決できないため、前述したようにスイッチング制御回路の回路パターンを広くしたり、また、厚くしたり、ノイズ防止フィルタやシールドを用いたりして対策を行う必要がある。

しかしながら、このように発生したノイズを除去する方法ではノイズを低減させるためにさらなる対策部品が必要であり、コストアップとなってしまう問題があった。

特開特開２０１１−１７２３７２号公報（第５−６頁、図５）

本発明は以上述べた問題点を解決し、キャリア信号をＰＷＭ変調を用いて生成した２つのスイッチング信号において、オン／オフの変化が重なるタイミングの発生頻度を低減させることで、ＰＦＣ制御回路へ与えるノイズの影響を低減させることを目的とする。

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、入力端と出力端と共通端とを備えた２つのスイッチング部と、２つのキャリア信号を出力するキャリア発振部と、前記キャリア信号をそれぞれ入力してＰＷＭ変調したスイッチング信号をそれぞれの前記スイッチング部へ出力する制御部とを備えている。
そして、前記整流器の正極に前記スイッチング部の入力端が、前記整流器の負極に前記スイッチング部の共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記スイッチング部の出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続されている。つまり、２つの前記スイッチング部は並列に接続されている。
一方、前記スイッチング部は、前記入力端に一端が接続されたインダクタと、同インダクタの他端がアノード端子に接続されカソード端子が前記出力端に接続されたダイオードと、前記インダクタの他端と前記共通端との間に接続され、入力したスイッチング信号によりオン／オフするスイッチング素子とを備えている。
そして、前記キャリア発振部は、２つの前記キャリア信号の周波数を独立して可変すると共に、一方の前記キャリア信号の周波数を上昇させる時、他方の前記キャリア信号の周波数を下降させることを特徴とする。

以上の手段を用いることにより、本発明による直流電源装置によれば、請求項１に係わる発明は、２つのスイッチング信号においてオン又はオフに変化するタイミングが時間的に重なるタイミングの発生頻度を低減させることで、これによって発生するノイズの大きさ（振幅）を低減させることができる。つまり、高レベルのノイズ発生頻度を低減させることができる。

本発明による直流電源装置の実施例を示すブロック図である。本発明によるキャリア周波数の変化を示す説明図である。２つのスイッチング信号のオン／オフ変化の重なりタイミング発生頻度低下の原理を説明する説明図である。本発明の直流電源装置におけるスイッチング信号を示す説明図である。従来の直流電源装置を示すブロック図である。従来の直流電源装置におけるスイッチング信号を示す説明図である。従来の直流電源装置の動作を説明する説明図である。従来の直流電源装置によるスイッチング信号を示す説明図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。

図１は本発明による直流電源装置であるマルチフェーズＰＦＣコンバータの実施例を示すブロック図である。この直流電源装置は、交流電源１を入力して整流する整流器２と、平滑コンデンサ７と、入力端３ｅ，４ｅと出力端３ｆ，４ｆと共通端３ｇ，４ｇとをそれぞれ備えた２つのスイッチング部３，４と、各スイッチング部用のキャリア信号を独立した周波数で生成して出力するキャリア発振部５と、キャリア信号をそれぞれ入力してＰＷＭ変調したスイッチング信号をそれぞれのスイッチング部３，４へ出力するＰＦＣ制御部９と、整流器２で整流された電圧を検出して整流電圧検出信号として出力する整流電圧検出部８と、平滑コンデンサ７の両端電圧を検出して直流電圧検出信号として出力する電圧検出部６とを備えている。

そして、整流器２の正極にスイッチング部３，４の入力端３ｅ，４ｅが、整流器２の負極にスイッチング部３，４の共通端３ｇ，４ｇと平滑コンデンサ７の負極端とが、スイッチング部３，４の出力端３ｆ，４ｆに平滑コンデンサ７の正極端がそれぞれ接続されている。つまり、２つのスイッチング部３，４は並列に接続されている。

一方、スイッチング部３は、入力端３ｅに一端が接続されたインダクタ３ａと、同インダクタ３ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端３ｆに接続されたダイオード３ｂと、インダクタ３ａの他端と共通端３ｇとの間に接続され、入力されたスイッチング信号によりオン／オフするスイッチング素子であるトランジスタ３ｃと、トランジスタ３ｃに流れる電流を検出する電流検出部３ｄとを備えている。このトランジスタ３ｃのコレクタ端子はインダクタ３ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は電流検出部３ｄを介して共通端３ｇに接続されている。

同様に、スイッチング部４は、入力端４ｅに一端が接続されたインダクタ４ａと、同インダクタ４ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端４ｆに接続されたダイオード４ｂと、インダクタ４ａの他端と共通端４ｇとの間に接続され、入力されたスイッチング信号によりオン／オフするスイッチング素子であるトランジスタ４ｃと、トランジスタ４ｃに流れる電流を検出する電流検出部４ｄとを備えている。このトランジスタ４ｃのコレクタ端子はインダクタ４ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は電流検出部４ｄを介して共通端４ｇに接続されている。

ＰＦＣ制御部９は、整流電圧検出部８からの整流電圧検出信号と、電流検出部３ｄからの電流検出信号と、電圧検出部６からの直流電圧検出信号と、キャリア発振部５からのキャリア信号ａとキャリア信号ｂとをそれぞれ入力し、力率を改善すると共に、平滑コンデンサ７の電圧（直流電源装置の出力電圧）が所定の電圧となるようにトランジスタ３ｃのベース端子にスイッチング信号ａを、また、トランジスタ４ｃのベース端子にスイッチング信号ｂをそれぞれ出力してＰＷＭ制御を行う。

図２は本発明によるキャリア周波数の変化を示す説明図である。縦軸がキャリア周波数を、横軸が時間をそれぞれ表している。
キャリア発振部５では周波数が異なるキャリア信号ａとキャリア信号ｂとを生成しており、キャリア信号ａとキャリア信号ｂとはＰＦＣ制御部９へそれぞれ出力されている。

キャリア発振部５は、キャリア信号ａを１０ＫＨｚ〜６ＫＨｚの周波数の範囲で直線状に上昇と下降を繰り返して変化するように、また、キャリア信号ｂも同様に１０ＫＨｚ〜６ＫＨｚの周波数の範囲で直線状に上昇と下降を繰り返して変化するように制御する。さらに、一方のキャリア信号の周波数を上昇させる時、他方のキャリア信号の周波数を下降させるように制御している。

図４は本発明の直流電源装置によるスイッチング信号を示す説明図である。
図４（１）スイッチング信号ａと図４（２）スイッチング信号ｂに示すように、図４の左側に示す各スイッチング信号の位相は逆位相となっており、これらのキャリア周波数が８ＫＨｚの場合を示している。一方、図４の右側に示すようにスイッチング信号ａのキャリア周波数が１０ＫＨｚ、スイッチング信号ｂのキャリア周波数が６ＫＨｚの場合をそれぞれ示している。

図４左側に示すように、スイッチング信号ａとスイッチング信号ｂとはデューティーが共に５０％にそれぞれＰＷＭ変調されている。このため、スイッチング信号ａのオフ時間とスイッチング信号ｂのオン時間は同じく６２．５μＳとなり、オン／オフタイミングが２箇所で時間的に重なる。一方、図４右側に示すようにキャリア周波数が互いに異なる場合はデューティーが共に５０％で同じであってもオン／オフタイミングが重なるのは１箇所だけである。

また、２つのスイッチング信号の各キャリア周波数は常に変化しており、２つのキャリア周波数が周期的に一致するタイミングを除いて各キャリア周波数が異なるため、２つのスイッチング信号の位相は徐々にずれていき、これに伴ってスイッチング信号のオン／オフの重なりも発生しなくなる。

例えば図４右側に示すようにキャリア周波数が１０ＫＨｚの場合、図４（１）スイッチング信号ａのオフ時間は５０μＳとなり、キャリア周波数が６ＫＨｚの場合、図４（２）スイッチング信号ｂのオン時間は８３．５μＳとなる。それぞれのスイッチング信号のデューティーを５０％固定とした場合、図４左側に示すようにオン／オフタイミングが完全に重なるタイミングはそれぞれのキャリア周波数が同じ、つまり、本実施例の場合は８ＫＨｚの場合しかない。

図３は本発明による２つのスイッチング信号のオン／オフ変化の重なりタイミング発生頻度低下の原理を説明する説明図であり、図３（１）スイッチング信号ａと、図３（２）スイッチング信号ｂと、これらの信号の図３（３）キャリア周波数と、スイッチング信号のそれぞれの図３（４）デューティー比とを示している。また、横方向が時間を示している。

図３（４）デューティー比においてＰＦＣ制御部９は所定の出力電圧を維持するためにスイッチング信号ａのデューティー比を徐々に増加させ、同様にスイッチング信号ｂのデューティー比を徐々に増加させる。そして、ｔ１のタイミングで各スイッチング信号のデューティーを５０％にし、それ以降はこの直流電源装置の出力に接続された図示しない負荷の変動がないため、ＰＦＣ制御部９はこのデューティー比を維持する。

一方キャリア発振部５は、図３（３）キャリア周波数において、キャリア信号ａとキャリア信号ｂとの周波数を６ＫＨｚから１０ＫＨｚの間で互いに逆方向に周期的に変化させている。従ってそれぞれのキャリア信号の周波数が８ＫＨｚで、かつ、それぞれのデューティーが５０％になった場合、つまりｔ２のタイミングで前述した２つのスイッチング信号のオン／オフ変化が時間的に重なる場合が発生する。

このタイミングはキャリア周波数が可変される周期（２０ｍＳ）の半分（１０ｍＳ）毎に発生する。さらに、前述したように２つのキャリア周波数は常に変化しているため、１０ｍＳ周期で図４左側に示すように必ずしも位相が揃う訳ではない。従って、少なくとも１０ｍＳよりも長い周期でしかオン／オフ信号の重なりによるノイズの発生がない。

つまり、デューティーが特定の値で、かつ、２つのキャリア周波数が同じ特定の値で、かつ、２つのスイッチング信号の位相が揃ったときに、スイッチング信号のオンオフの時間的な重なりによるノイズが発生する。現実的には非常に低い頻度でしかノイズが発生することがない。
このように、キャリア発振部５が、２つの前記キャリア信号の周波数を独立して可変すると共に、一方のキャリア信号の周波数を上昇させる時、他方の前記キャリア信号の周波数を下降させることで、２つのスイッチング信号においてオン又はオフに変化するタイミングが時間的に重なるタイミングの発生頻度を低減させることで、これによって発生するノイズの大きさ（振幅）を低減させることができる。つまり、高レベルのノイズ発生頻度を低減させることができる。

１交流電源
２整流器
３スイッチング部
３ａインダクタ
３ｂダイオード
３ｃトランジスタ（スイッチング素子）
３ｄ電流検出部
３ｅ入力端
３ｆ出力端
３ｇ共通端
４スイッチング部
４ａインダクタ
４ｂダイオード
４ｃトランジスタ（スイッチング素子）
４ｄ電流検出部
４ｅ入力端
４ｆ出力端
４ｇ共通端
５キャリア発振部
６電圧検出部
７平滑コンデンサ
８整流電圧検出部
９ＰＦＣ制御部（制御部）

Claims

交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、入力端と出力端と共通端とを備えた２つのスイッチング部と、２つのキャリア信号を出力するキャリア発振部と、前記キャリア信号をそれぞれ入力してＰＷＭ変調したスイッチング信号をそれぞれの前記スイッチング部へ出力する制御部とを備え、
前記整流器の正極に前記スイッチング部の入力端が、前記整流器の負極に前記スイッチング部の共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記スイッチング部の出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続され、
前記スイッチング部は、前記入力端に一端が接続されたインダクタと、同インダクタの他端がアノード端子に接続されカソード端子が前記出力端に接続されたダイオードと、前記インダクタの他端と前記共通端との間に接続され、入力したスイッチング信号によりオン／オフするスイッチング素子とを備えており、
前記キャリア発振部は、２つの前記キャリア信号の周波数を独立して可変すると共に、一方の前記キャリア信号の周波数を上昇させる時、他方の前記キャリア信号の周波数を下降させることを特徴とする直流電源装置。