WO2019156401A1 - 전력 변환 장치 및 교류 직류 변환 장치 - Google Patents

전력 변환 장치 및 교류 직류 변환 장치 Download PDF

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WO2019156401A1
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주성용
강정일
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삼성전자 주식회사
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • Embodiments disclosed herein relate to an AC power conversion technique.
  • the AC-DC converter may include a power factor correction circuit for increasing the efficiency of input power consumption.
  • the output of the power factor correction circuit is a high-capacity electrolytic capacitor for removing ripple.
  • the active power factor correction circuit of the power factor correction circuit may use the capacity of a larger capacity electrolytic capacitor, in case the input power suddenly changes and the output size suddenly increases, for example, due to power imbalance. In this case, the explosion risk of the electrolytic capacitor can be greater.
  • Various embodiments disclosed in this document provide a power converter and an AC DC converter that can reduce the explosion risk of an active power factor correction circuit.
  • the input stage for receiving the rectified AC power;
  • An active power factor correction circuit for boosting and power factor correcting input power through the input stage;
  • the active power factor correction circuit includes an output stage connected to an output of the active power factor correction circuit, the switching element including a switching element turned on or off according to a control signal and boosting an input voltage among input powers so as to correspond to a turn on time;
  • a comparator for comparing the output voltage of the output stage with a reference voltage and outputting a signal having a different magnitude according to a comparison result;
  • a control circuit for adjusting a duty cycle of the control signal according to the output signal of the comparator;
  • a discharge circuit electrically connected between the input terminal and the output of the comparator and discharging the output of the comparator when detecting that the input voltage is equal to or greater than a first specified voltage.
  • the AC DC converter according to an embodiment disclosed in the present document, a rectifier for rectifying the AC power; And a power converter configured to receive the rectified AC power, and output power as a result of power factor correction and boosting.
  • the power converter includes: an input terminal configured to receive the rectified AC power; An active power factor correction circuit for boosting and power factor correcting input power through the input stage;
  • the active power factor correction circuit includes an output stage connected to an output of the active power factor correction circuit, the switching element including a switching element turned on or off according to a control signal and boosting an input voltage among input powers so as to correspond to a turn on time;
  • a comparator for comparing the output voltage of the output stage with a reference voltage and outputting a signal having a different magnitude according to a comparison result;
  • a control circuit for adjusting a duty cycle of the control signal according to the output signal of the comparator;
  • a discharge circuit electrically connected between the input terminal and the output of the comparator and discharging the output of the comparator when detecting that
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an AC DC converter according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 illustrates a graph of signals of a first conversion device (eg, 120 of FIG. 1) according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a power converter (eg, 120 of FIG. 1) according to an embodiment.
  • FIG. 4 illustrates a graph of signals of a power converter (eg, 210 of FIG. 2) according to an embodiment.
  • FIG. 5 shows a detailed configuration of a discharge circuit according to an embodiment.
  • FIG. 6 illustrates a graph of each signal of the power conversion apparatus according to an embodiment.
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating a power conversion method according to an embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an AC DC converter according to an embodiment of the present disclosure.
  • the AC DC converter 100 may include a rectifier 110, a first converter 120, and a second converter 130.
  • a load circuit (not shown) may be connected to an output terminal of the AC DC converter 100.
  • the rectifier 110 may receive AC power and output rectified AC power.
  • the rectifier 110 may include a rectifier circuit, for example, a bridge rectifier circuit, for full-wave rectifying the input AC power.
  • the input AC voltage may be a voltage in the range of 90V to 264V. In a power imbalance zone, the alternating voltage can change rapidly.
  • the rectifier 110 may further include a smoothing circuit C11, and the smoothing circuit C11 may smooth the full-wave rectified AC power.
  • the smoothing circuit C11 may not be included in the rectifier 110 but may be included in the first converter 120.
  • the first converter 120 may receive an output of the rectifier 110 and compensate for the input voltage and the power factor. For example, the first converter 120 may boost the received power so that the magnitude of the output voltage of the first converter 120 is within a specified voltage range (eg, 390 ⁇ 395V ⁇ 400V).
  • the first conversion device 120 may include, for example, at least one active power factor correction circuit P12 of continuous conduction mode (CCM), critical conduction mode (CRM), and interleaved CRM.
  • the first conversion device 120 further includes a control circuit U12 for controlling the duty cycle of the active power factor correction circuit P12 and feedback circuits B12 and Cm12 for monitoring the output of the active power factor circuit P12. can do.
  • the active power factor correction circuit P12 may include an inductor L12, a capacitor C12, a diode D12, and a switching element Q12.
  • the active power factor correction circuit P12 may boost the input power to compensate for the duty cycle and compensate the power factor of the input power.
  • the inductor L12 may store an input current at the turn on time of the switching element Q12 and output a current stored at the off time of the switching element Q12.
  • the capacitor C12 may smooth the output power of the inductor L12. Diode D12 allows current from inductor L12 to capacitor C12 and blocks current from capacitor C12 to inductor L12.
  • the switching element Q12 is connected between the inductor L12 and the diode D12 and may be turned on or off according to a control signal. When the switching element Q12 is turned on, the output terminal of the inductor L12 may be connected to ground.
  • the switching element Q12 may be, for example, an N-channel FET.
  • the feedback circuits B12 and Cm12 may include a distribution circuit B12 and a comparator Cm12.
  • the distribution circuit B12 may be connected to the output of the active power factor correction circuit P12 to distribute the voltage of the active power factor correction circuit P12.
  • the divided voltage may belong to the input voltage range of the comparator Cm12.
  • the input voltage range may be, for example, a voltage range detectable by the comparator Cm12.
  • the comparator Cm12 receives the voltage divided by the distribution circuit B12, the divided voltage is compared with the reference voltage (for example, 2.5V or 1.5V), the voltage is compared with the reference voltage, and according to the comparison result. Signals with different magnitudes can be output.
  • the comparator Cm12 may output a first signal when the divided voltage is less than the reference voltage, and output a second signal ( ⁇ first signal) when the divided voltage is greater than or equal to the reference voltage.
  • a gain adjustment circuit G12 may be connected to the output of the comparator Cm12.
  • the comparator Cm12 may output a difference voltage between the divided voltage and the reference voltage.
  • the gain adjustment circuit G12 may adjust the output signal (first signal or second signal) of the comparator Cm12 above the first specified voltage.
  • the output of the comparator Cm12 may be an input of the control circuit U12.
  • the control circuit U12 may adjust the duty cycle of the control signal according to the output signal of the comparator Cm12. Since the output signal of the comparator Cm12 corresponds to the magnitude of the input voltage of the active power factor correction circuit P12, the control circuit U12 performs a duty cycle of the control signal according to the magnitude of the input power of the active power factor correction circuit P12. You can adjust the duty cycle.
  • the second converter 130 may output power obtained by downsizing the digitally converted power by the first converter 120.
  • the amount of output current of the second converter 130 may be adjusted based on the amount of current consumption of the load circuit connected to the output terminal of the second converter 130.
  • the second conversion device 130 may be configured to insulate the primary side and the secondary side.
  • the second conversion device 130 may include a half bridge LLC resonant converter or a flyback converter including at least one transformer.
  • the output voltage of the second converter 130 may be transferred to a load circuit (not shown).
  • the load circuit may include, for example, an LED driving circuit and an initialization circuit.
  • the LED driving circuit may include, for example, a circuit for driving the LED (eg, lighting).
  • the initialization circuit may include, for example, a circuit capable of receiving (or detecting) an LED lighting instruction (eg, a control signal of a remote controller).
  • the second converter 130 may output at least one of the first driving voltage Vi supplied to the LED driving circuit and the second driving voltage Vdr supplied to the initialization circuit.
  • the second converter 130 may always output the first driving voltage Vi, and may output the second driving voltage Vdr at the time when the LED lighting instruction is received.
  • the first converter 120 adjusts the duty cycle of the switching element Q12 according to the input voltage to adjust the output voltage to a predetermined range, when the input voltage changes rapidly, the output voltage also changes. It may change rapidly, and it may take some time to output the output voltage corresponding to the input voltage.
  • graph 2 illustrates a graph of signals of a first conversion device (eg, 120 of FIG. 1) according to an exemplary embodiment.
  • graph 1 G1 represents the magnitude of the input voltage of the rectifier (eg, 120 of FIG. 1)
  • graph 2 G2 represents the magnitude of the output signal of the comparator (eg, Cm12 of FIG. 1).
  • Graph 3 (G3) may represent the magnitude of the voltage Vds between the drain and the source of the switching device (eg, Q12 of FIG. 1).
  • Graph 3 (G3) shows the voltage change being switched at high speed due to the duty cycle of the control signal.
  • the input voltage may change rapidly from 90V to 264V due to a power imbalance or the like. Since the comparator Cm12 has a late response characteristic, the comparator Cm12 may output a voltage corresponding to the 264V voltage only at a time t2 after a predetermined time t2-t1 has elapsed from the time t1.
  • the active power factor correction circuit P12 cannot output the control signal corresponding to the changed input voltage 264V from the time t1 to the time t2.
  • a voltage exceeding the specified voltage range can be output from the time point to the time t2.
  • the capacitor C12 connected to the output of the first converter 120 may be stressed at a time point t1 to t2, so that a capacitor C12 having a relatively large capacity is required for the output of the first converter 120.
  • a capacitor having a large capacity eg, 22 uF or more
  • the first converter 120 is at risk of explosion due to the electrolytic capacitor C12.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a power converter (eg, 120 of FIG. 1) according to an embodiment.
  • the power converter 200 may include an input terminal N1, an active power factor correction circuit P20, an output terminal N2, a comparator Cm20, a control circuit U20, and the like.
  • the discharge circuit 210 may be included.
  • the power conversion apparatus 200 may omit some components or may further include additional components.
  • some of the components of the power converter 200 may be combined to form a single entity, but may perform the same functions of the corresponding components before combining.
  • the input terminal N1 may receive rectified AC power.
  • the input terminal N1 is a node (e.g., a pattern on an integrated circuit or a printed circuit board) or a pin of an integrated circuit formed such that the rectified AC power is input to the active power factor correction circuit P20. And the like.
  • the active power factor correction circuit P20 is electrically connected between the input terminal N1 and the output terminal N2 to compensate for and boost the power factor of the input power through the input terminal N1 (eg, 390). Power factor corrected power belonging to ⁇ 395V ⁇ 400V) can be output.
  • the active power factor correction circuit P20 may include a switching element Q20 that switches the switching element Q20 according to a control signal and boosts the input power to correspond to the turn-on time. For example, the input voltage may be boosted to correspond to the duty cycle of the control signal of the switching element Q20. Since the detailed configuration of the active power factor correction circuit P20 has been described above with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the output terminal N2 may be connected to an output of the active power factor correction circuit P20, an input of the distribution circuit B20, and an input of a second conversion device (eg, 130 of FIG. 1).
  • the distribution circuit B20 may be connected to the output of the active power factor correction circuit P20 to distribute the output voltage of the active power factor correction circuit P20 at, for example, a ratio of two resistance values connected in series.
  • the divided voltage may belong to the input voltage range of the comparator Cm20.
  • the input voltage range may be a voltage range detectable by the comparator Cm12.
  • the comparator Cm20 may compare the output voltage of the output terminal N2 with a reference voltage and output a signal having a different magnitude according to the comparison result. For example, the comparator Cm20 outputs the first signal when the output voltage of the output terminal N2 is less than the reference voltage, and outputs the second signal when the output voltage of the output terminal N2 is greater than or equal to the reference voltage. 1 signal) can be output. As another example, the comparator Cm20 may output a difference voltage between the output voltage of the output terminal N2 and the reference voltage.
  • a gain adjusting circuit G20 is further connected to the output of the comparator Cm20, so that the output signal of the comparator Cm20 may be adjusted so that the output of the comparator Cm20 is at least a specified size or more.
  • the control circuit U20 may output a control signal corresponding to the output signal of the comparator Cm20.
  • the control circuit U20 may output a control signal having a duty cycle corresponding to the output signal of the comparator Cm20 by adjusting the duty cycle of the control signal according to the level of the output signal of the comparator Cm20. have.
  • the duty cycle of the control signal may be related to the boost ratio of the active power factor correction circuit P20.
  • the discharge circuit 210 is electrically connected between the input terminal N1 and the output of the comparator Cm20, and when the input voltage through the input terminal N1 is detected to be greater than or equal to the specified voltage, the discharge circuit 210 designates the output of the comparator Cm20. Can discharge during the period. According to the above-described embodiment, the discharge circuit 210 may support the control circuit U20 to quickly adjust the duty cycle of the control signal in response to the sudden increase in the input voltage Vin as the output of the comparator Cm20 is discharged. Can be. Accordingly, the discharge circuit 210 outputs the output voltage Vout as it takes some time to control the duty cycle of the switching element Q20 when the input voltage Vin suddenly increases due to the slow response characteristic of the comparator Cm20. The problem of exceeding this specified voltage range can be improved.
  • the power converter 200 may be included in the AC DC converter (eg, 100 of FIG. 1) to replace the first converter (eg, 120 of FIG. 1).
  • graph 4 illustrates a graph of signals of a power converter (eg, 210 of FIG. 2) according to an embodiment.
  • graph 4 (G4) represents the magnitude of the input voltage of the rectifier (eg, 120 in FIG. 1)
  • graph 5 (G5) represents the magnitude of the output signal of the comparator (eg, Cm20 in FIG. 3).
  • Graph 6 (G6) may represent the magnitude of the voltage (Vds) between the drain and the source of the switching device (for example, Q20 of FIG. 3).
  • Graph 6 (G6) shows the voltage change being switched at high speed due to the duty cycle of the control signal.
  • the active power factor correction circuit P20 may output a voltage exceeding a specified range only for a period t4-t3 required for the control circuit U20 to respond to a control signal corresponding to a change in the output of the comparator Cm20. have. Therefore, the capacitor C20 connected to the output of the power converter 200 may be less stressed than the capacitor C12 connected to the output of the first converter 120. According to the embodiment described above, the power converter 200 may reduce the capacity of the output capacitor (C20). For example, the power converter 200 may reduce the capacity of the output capacitor C20 by 1/2 or more as compared with the first converter 120.
  • FIG. 5 shows a detailed configuration of a discharge circuit according to an embodiment.
  • the discharge circuit 210 may include a detection block 211 and a discharge block 212.
  • the discharge circuit 210 may be omitted some components, or may further include additional components.
  • some of the components of the discharge circuit 210 may be combined to form a single object, but may perform the same functions of the corresponding components before the coupling.
  • the detection block 211 includes a first resistor R1, a second resistor R2, a third resistor R3, a fourth resistor R4, a fifth resistor R5, a sixth resistor R6, and a seventh resistor R7. It may include a resistor R7, a constant voltage circuit U1, and a first transistor Q1.
  • the detection block 211 may output a zero voltage when the input voltage through the input terminal N1 is less than the specified voltage, and output a voltage of 0.7V or more (third divided voltage) when the input voltage is greater than or equal to the specified voltage. .
  • the first resistor R1, the second resistor R2, and the third resistor R3 may be connected in series between the input terminal N1 and the ground, and may distribute input power through the input terminal N1. .
  • a first end of the first resistor R1 is electrically connected to the input terminal N1
  • a second end of the first resistor R1 is electrically connected to the first terminal of the second resistor R2.
  • the second terminal of the second resistor R2 may be electrically connected to the first terminal of the third resistor R3, and the second terminal of the third resistor R3 may be electrically connected to the ground.
  • the input power is divided by the sum of the resistance values of the first and second resistors R1 and R2 and the resistance value of the third resistor R3, and the divided voltage (hereinafter referred to as 'first division voltage') It may be applied to the first stage of the constant voltage circuit U1.
  • the resistance value of each of the first resistor R1, the second resistor R2, and the third resistor R3 is equal to or less than a specified voltage (for example, 140V) of the input power.
  • the first divided voltage is less than the reference voltage (for example, 2.5V) of the constant voltage circuit U1 and the input voltage is greater than or equal to the specified voltage
  • the first divided voltage may be set to be equal to or greater than the reference voltage of the constant voltage circuit U1. .
  • the resistance value of each of the first resistor R1, the second resistor R2, and the third resistor R3 is the first value of the constant voltage circuit U1 in the range of current (hereinafter, referred to as 'input current') of input power.
  • the stage can be set to a size that does not damage.
  • the first terminal of the fourth resistor R4 is electrically connected to the emitter and the third driving voltage Vcc of the transistor Q1, and the second terminal of the fourth resistor R4 is the transistor Q1.
  • the base may be electrically connected to the first terminal of the fifth resistor R5.
  • the third driving voltage may be a primary side voltage of a second conversion device (eg, 130 of FIG. 1) corresponding to the first driving voltage.
  • the first end of the fifth resistor R5 is electrically connected to the second end of the fourth resistor R4 and the base of the transistor Q1, and the second end of the fifth resistor R5 is the constant voltage circuit U1. It can be electrically connected to the second end of the.
  • the first terminal of the sixth resistor R6 may be electrically connected to the collector of the transistor Q1, and the second terminal of the sixth resistor R6 may be electrically connected to the seventh resistor R7.
  • the first end of the seventh resistor R7 may be electrically connected to the second end of the sixth resistor R6, and the second end of the seventh resistor R7 may be electrically connected to the ground.
  • the first stage of the constant voltage circuit U1 (eg, the control stage) is electrically connected between the second resistor R2 and the third resistor R3, and the second stage of the constant voltage circuit U1 (eg, the input stage). ) May be connected to the base of the transistor Q1 via the second terminal of the fifth resistor R5, and the third terminal (eg, the output terminal) of the constant voltage circuit U1 may be connected to ground.
  • a first divided voltage may be applied to the first terminal of the constant voltage circuit U1.
  • the second stage of the constant voltage circuit U1 and the third stage of the constant voltage circuit U1 are When the first divided voltage is greater than or equal to the reference voltage of the constant voltage circuit U1, the second and third ends of the constant voltage circuit U1 may be electrically shorted.
  • the second stage of the constant voltage circuit U1 and the third stage of the constant voltage circuit U1 are opened when the input voltage is less than the specified voltage, and the constant voltage circuit U1 when the input voltage is above the specified voltage.
  • the second stage of) and the third stage of the constant voltage circuit U1 may be electrically shorted.
  • the constant voltage circuit U1 may be, for example, TL 431.
  • the base of the transistor Q1 is connected to the third driving voltage Vcc via the fourth resistor R4, the emitter of the transistor Q1 is connected to the third driving voltage, and the collector of the transistor Q1 is the sixth. It may be connected to ground via a resistor R6 and a seventh resistor R7.
  • the transistor Q1 may be turned off when the second and third ends of the constant voltage circuit U1 are opened.
  • the transistor Q1 is a voltage divided by the fourth resistor R4 and the fifth resistor R5 when the first and second ends of the constant voltage circuit U1 are short-circuited (hereinafter, referred to as 'second division voltage'). Can be turned on.
  • the voltage divided by the ratio between the resistance value of the sixth resistor R6 and the seventh resistor R7 is disposed at both ends of the seventh resistor R7 (hereinafter, referred to as 'third'). Division voltage).
  • the resistance value of each of the sixth resistor R6 and the seventh resistor R7 may be set to turn on the FET Q2 during charging of the capacitor C3, for example.
  • the discharge block 212 may include a capacitor C3, a ninth resistor R9, and a FET Q2.
  • a zero voltage for example, a voltage less than 0.7 V
  • the discharge block 212 does not discharge the output of the comparator Cm20, and the capacitor (2) from the detection block 211.
  • the third divided voltage eg, a voltage of 0.7 V or more
  • the output of the comparator Cm20 may be discharged.
  • the first end of the capacitor C3 is electrically connected between the second end of the sixth resistor R6 and the first end of the seventh resistor R7, and the second end of the capacitor C3 is the ninth resistor R9. May be electrically connected to the first stage of the FET) and the FET Q2.
  • the capacitor C3 may be charged when the transistor Q1 is turned on, and may remain charged until the transistor Q1 is turned off.
  • the second stage of the capacitor C3 may output a first voltage during initial charging, and may be maintained at 0 V when charging is completed.
  • the capacitance of the capacitor C3 may be set to correspond to the time required for discharging the comparator Cm20.
  • the capacitance of the capacitor C3 is such that the voltage across the capacitor C3 is equal to the threshold voltage of the FET Q2 (eg, 0.7 V) for a specified period from the time when the transistor Q1 is turned on. ) Or more.
  • the capacitance of the capacitor C3 may be set such that the DC can be coupled after a specified period from the time when the transistor Q1 is turned on.
  • the ninth resistor R9 may be connected between the gate and the ground of the FET Q2.
  • the FET Q2 may not discharge the output of the comparator Cm20 when turned off, and may discharge the output of the comparator Cm20 when turned on.
  • the output of the detection block 211 (voltage between both ends of the seventh resistor R7) may be 0V.
  • the specified voltage for example, 140V
  • the output of the detection block 211 (voltage between both ends of the seventh resistor R7) may be 0V.
  • the input voltage is less than the specified voltage
  • a voltage less than the reference voltage of the constant voltage circuit U1 is applied to the first stage of the constant voltage circuit U1, so that the second and third stages of the constant voltage circuit U1 are Can be opened.
  • the transistor Q1 since the transistor Q1 is turned off, the voltage across the seventh resistor R7 may be 0V (or less than 0.7V).
  • the FET Q2 may be turned off to not discharge the output of the comparator Cm20.
  • the voltage across the seventh resistor R7 may charge the capacitor C3.
  • the capacitor C3 may output a voltage of 0.7 V or more during the designated period of charging through the voltage across the seventh resistor R7.
  • a gate voltage of 0.7 V is applied to the gate of the FET Q2 so that the FET Q2 is turned on and the output of the comparator Cm20 can be discharged.
  • the capacitor C3 may output 0V as the DC is coupled. In this case, the voltage of less than 0.7V is applied to the FET Q2, so that the FET Q2 is turned off and may no longer discharge the output of the comparator Cm20.
  • the capacity of the capacitor C3 may be set to correspond to a specified period.
  • the discharge circuit 210 may discharge the output of the comparator Cm20 for a specified period of time when the magnitude of the integrated input voltage becomes greater than or equal to the specified voltage, so that the output of the comparator Cm20 Due to the slow response characteristic, the output capacitor C3 of the power converter 200 may be improved due to a high voltage.
  • FIG. 6 illustrates a graph of each signal of the power conversion apparatus according to an embodiment.
  • the discharge circuit 210 when the discharge circuit 210 detects that the input voltage Vin rises above the specified voltage below the specified voltage, the discharge circuit 210 may discharge the output of the comparator Cm20 for a specified time. have.
  • the control circuit U20 may check the change in the input voltage Vin at the time when the input voltage Vin above the specified voltage is applied and reduce the duty cycle of the control signal. Therefore, the turn-on time of the switching element Q20 and the step-up ratio of the active power factor correction circuit P20 can be controlled to correspond to the change of the input voltage Vin. Accordingly, the stress of the output terminal N2 due to the time required for feedback of the input voltage Vin of the discharge circuit 210 may be improved.
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating a power conversion method according to an embodiment.
  • the discharge circuit 210 may monitor whether the input voltage changes from less than the specified voltage to more than the specified voltage. For example, when the input voltage is less than the specified voltage, the divided voltage of the input voltage applied to the first terminal of the constant voltage circuit U1 may be less than the reference voltage of the constant voltage circuit U1. Then, the second and third stages of the constant voltage circuit U1 are opened so that the voltage difference between the base and the emitter of the transistor Q1 is less than 0.7V so that the transistor Q1 can be turned off. In this case, the FET Q2 is turned off and the FET Q2 may not discharge the output of the comparator Cm20.
  • the discharge circuit 210 may determine whether the discharge voltage is within the specified period.
  • the discharge circuit 210 may discharge the output of the comparator Cm20 within a designated period.
  • the divided voltage of the input voltage applied to the first terminal of the constant voltage circuit U1 may be equal to or greater than the reference voltage of the constant voltage circuit U1.
  • the second and third stages of the constant voltage circuit U1 are short-circuited so that the voltage difference between the base and the emitter of the transistor Q1 is 0.7 V or more, so that the transistor Q1 can be turned on.
  • transistor Q1 is turned on, capacitor C3 is charged, FET Q2 is turned on while capacitor C3 is being charged, and FET Q2 can discharge the output of comparator Cm20.
  • the discharge circuit 210 may return to operation 710 without discharging the output of the comparator Cm20 any more. Operations 710 through 730 may be repeated whenever the input voltage changes from below a specified voltage to above a specified voltage.
  • the power conversion device (200 of FIG. 3), the input stage for receiving the rectified AC power (for example, N1 of FIG. 3);
  • An active power factor correction circuit (eg, P20 of FIG. 3) for boosting and power factor correcting input power through the input terminal;
  • the active power factor correction circuit includes a switching element (eg, Q20 of FIG. 3) for turning on or off according to a control signal and boosting an input voltage among input powers so as to correspond to a turn on time.
  • An output stage (eg, N2 of FIG. 3) connected to the output of the output of the output terminal;
  • a comparator (eg, Cm20 of FIG.
  • a control circuit eg, U20 of FIG. 3 for adjusting the duty cycle of the control signal according to the output signal of the comparator;
  • a discharge circuit eg, 210 of FIG. 3 electrically connected between the input terminal and the output of the comparator and discharging the output of the comparator when detecting that the input voltage is greater than or equal to a first specified voltage.
  • the discharge circuit may be provided to discharge the output of the comparator for a specified period.
  • the discharge circuit may include a first switching device (eg, Q1 of FIG. 3) turned on when the input voltage is equal to or greater than the first specified voltage; And a second switching element (for example, Q2 of FIG. 3) connected between the output of the first switching element and the output of the comparator, and when turned on, the output of the comparator is discharged to ground.
  • a first switching device eg, Q1 of FIG. 3
  • Q2 of FIG. 3 connected between the output of the first switching element and the output of the comparator, and when turned on, the output of the comparator is discharged to ground.
  • the discharge circuit may include: a capacitor (eg, C3 in FIG. 5) having a first end electrically connected to an output of the first switching element, and a second end electrically connected to a control end of the second switching element; And a first stage is electrically connected to the control stage of the second switching element, and the second stage further includes a resistor (eg, R9 of FIG. 5) electrically connected to the ground.
  • a voltage equal to or greater than the second specified voltage passing through the capacitor is applied to the control terminal for a specified period from the time when the first switching element is turned on, and the second switching element is applied to the control terminal with a voltage equal to or greater than the second specified voltage. It may be provided to be turned on while being applied.
  • the second switching element is a FET
  • the gate of the FET is connected to the second end of the capacitor
  • the drain of the FET is connected to the output of the comparator
  • the source of the FET is connected to ground
  • the FET When a voltage greater than the second specified voltage is applied to the gate of the FET, the FET may be provided to be turned on.
  • the capacitance of the capacitor may be set to be capable of coupling a direct current after the designated period from the time when the first switching element is turned off.
  • the first switching device When the input voltage is less than the first specified voltage, the first switching device is turned off, and when the first switching device is turned off, the second switching device may be provided to be turned off.
  • the power conversion device receives a conversion voltage of the input voltage through a first stage, a second stage is connected to the first switching element, and a third stage is connected to ground (eg, U1 of FIG. 5).
  • the first switching element is an NPN transistor, an emitter of the NPN transistor is connected to a driving voltage, a base of the NPN transistor is supplied with the driving voltage via a first resistor R4, The collector of the NPN transistor is connected to the ground via second resistors R6 and R7, and when the converted voltage of the input voltage is equal to or greater than the reference voltage of the constant voltage circuit, the second stage of the constant voltage circuit and the first voltage of the constant voltage circuit are formed.
  • the NPN transistor may be provided to be turned on.
  • the power converter may further include a distribution circuit (eg, R1, R2, and R3 of FIG. 5) for distributing the input voltage so as to fall within a range detectable by the constant voltage circuit for distributing the input voltage.
  • the stage may be provided such that the second stage of the constant voltage circuit and the third stage of the constant voltage circuit are short-circuited when the voltage divided by the distribution circuit is input and the divided voltage is greater than or equal to the reference voltage of the constant voltage circuit. .
  • the NPN transistor When the converted voltage of the input voltage is less than the reference voltage of the constant voltage circuit, the second stage of the constant voltage circuit and the third stage of the constant voltage circuit are open, and the second stage of the constant voltage circuit and the third stage of the constant voltage circuit are When open, the NPN transistor may be provided to be turned off.
  • the AC direct current conversion device may include a rectifying device (eg, 110 of FIG. 3) that rectifies AC power; And a power conversion device (eg, 200 in FIG. 3) that receives the rectified AC power and outputs power as a result of power factor correction and step-up, wherein the power conversion device receives the rectified AC power.
  • a rectifying device eg, 110 of FIG. 3
  • a power conversion device eg, 200 in FIG. 3
  • receives the rectified AC power and outputs power as a result of power factor correction and step-up wherein the power conversion device receives the rectified AC power.
  • An active power factor correction circuit eg, P20 of FIG. 3) for boosting and power factor correcting input power through the input terminal
  • the active power factor correction circuit includes a switching element (eg, Q20 of FIG.
  • An output stage (eg, N2 of FIG. 3) connected to the output of the output of the output terminal;
  • a comparator eg, Cm20 of FIG. 3) comparing the output voltage of the output terminal with a reference voltage and outputting a signal having a different magnitude according to a comparison result;
  • a control circuit eg, U20 of FIG. 3) for adjusting the duty cycle of the control signal according to the output signal of the comparator;
  • a discharge circuit (eg, 210 of FIG. 3) electrically connected between the input terminal and the output of the comparator and discharging the output of the comparator when detecting that the input voltage is greater than or equal to a first specified voltage. .
  • the AC DC converter may further include a DC converter circuit (for example, 130 of FIG. 1) to downsize the output of the power converter to correspond to the driving voltage of the load circuit.
  • a DC converter circuit for example, 130 of FIG. 1
  • the discharge circuit may be provided to discharge the output of the comparator for a specified period.
  • the discharge circuit may include: a capacitor (eg, C3 in FIG. 5) having a first end electrically connected to an output of the first switching element, and a second end electrically connected to a control end of the second switching element; And a first stage is electrically connected to the control stage of the second switching element, and the second stage further includes a resistor (eg, R9 of FIG. 5) electrically connected to the ground.
  • a voltage equal to or greater than the second specified voltage passing through the capacitor is applied to the control terminal for a specified period from the time when the first switching element is turned on, and the second switching element is applied to the control terminal with a voltage equal to or greater than the second specified voltage. It may be provided to be turned on while being applied.
  • the second switching element is a FET
  • the gate of the FET is connected to the second end of the capacitor
  • the drain of the FET is connected to the output of the comparator
  • the source of the FET is connected to ground
  • the FET When a voltage greater than the second specified voltage is applied to the gate of the FET, the FET may be provided to be turned on.
  • the capacitance of the capacitor may be set to be capable of coupling a direct current after the designated period from the time when the first switching element is turned off.
  • the first switching device When the input voltage is less than the first specified voltage, the first switching device is turned off, and when the first switching device is turned off, the second switching device may be provided to be turned off.
  • At least a portion of an apparatus (eg, modules or functions thereof) or a method (eg, operations) according to various embodiments may be implemented by instructions stored in a computer-readable storage medium in the form of a program module.
  • the processor may perform a function corresponding to the instruction.
  • Computer-readable recording media include hard disks, floppy disks, magnetic media (e.g. magnetic tape), optical recording media (e.g. CD-ROM, DVD, magnetic-optical media (e.g. floppy disks), internal memory, etc.
  • Instructions may include code generated by a compiler or code executable by an interpreter Modules or program modules according to various embodiments may include at least one or more of the above-described components. , Some may be omitted, or may further include other components.
  • operations performed by a module, program module, or other component may be executed sequentially, in parallel, repeatedly, or heuristically, or at least some of the operations may be executed in a different order, omitted, or another operation may be added.
  • the embodiments disclosed herein are presented for the purpose of explanation and understanding of the disclosed, technical content, and do not limit the scope of the technology described in this document. Accordingly, the scope of this document should be construed as including all changes or various other embodiments based on the technical spirit of this document.

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Abstract

전력 변환 장치가 개시된다. 본 문서에 개시되는 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치는, 정류된 교류 전력을 입력 받는 입력 단; 상기 입력 단을 통한 입력 전력을 승압 및 역률 보상하는 능동 역률 보상 회로; 상기 능동 역률 보상 회로는, 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되고 턴 온 시간에 대응하도록 입력 전력 중 입력 전압을 승압시키는 스위칭 소자를 포함하고, 상기 능동 역률 보상 회로의 출력에 연결된 출력 단; 상기 출력 단의 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력하는 비교기; 상기 비교기의 출력 신호에 따라 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 조절하는 제어 회로; 및 상기 입력 단과 상기 비교기의 출력 사이에 전기적으로 연결되고, 상기 입력 전압이 제 1 지정된 전압 이상임을 검출하면, 상기 비교기의 출력을 방전하는 방전 회로를 포함할 수 있다.

Description

전력 변환 장치 및 교류 직류 변환 장치
본 문서에서 개시되는 실시 예들은, 교류 전력 변환 기술과 관련된다.
일반적으로, 교류-직류 변환 장치는 입력 전력의 소비 효율을 높이기 위한 역률 보상 회로를 포함할 수 있다. 상기 역률 보상 회로의 출력에는 리플(ripple) 제거를 위한 고용량 전해 컨덴서가 사용되는데, 전해 컨덴서의 경우, 내장 전해액으로 인해 폭발 위험성이 있다. 역률 보상 회로 중 능동 역률 보상 회로는 - 예컨대, 전력 불균형으로 인해 - 입력 전력이 급격히 변화하여 출력 크기가 갑작스럽게 커지는 경우를 대비하여, 더 큰 용량의 전해 컨덴서의 용량을 사용할 수 있다. 이 경우, 전해 컨텐서의 폭발 위험성은 더 커질 수 있다.
본 문서에 개시되는 다양한 실시 예들은 능동 역률 보상 회로의 폭발 위험성을 줄일 수 있는 전력 변환 장치 및 교류 직류 변환 장치를 제공한다.
본 문서에 개시되는 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치는, 정류된 교류 전력을 입력 받는 입력 단; 상기 입력 단을 통한 입력 전력을 승압 및 역률 보상하는 능동 역률 보상 회로; 상기 능동 역률 보상 회로는, 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되고 턴 온 시간에 대응하도록 입력 전력 중 입력 전압을 승압시키는 스위칭 소자를 포함하고, 상기 능동 역률 보상 회로의 출력에 연결된 출력 단; 상기 출력 단의 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력하는 비교기; 상기 비교기의 출력 신호에 따라 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 조절하는 제어 회로; 및 상기 입력 단과 상기 비교기의 출력 사이에 전기적으로 연결되고, 상기 입력 전압이 제 1 지정된 전압 이상임을 검출하면, 상기 비교기의 출력을 방전하는 방전 회로를 포함할 수 있다.
또한, 본 문서에 개시되는 일 실시 예에 따른 교류 직류 변환 장치는, 교류 전력을 정류하는 정류 장치; 및 상기 정류된 교류 전력을 입력 받아, 역률 보상 및 승압한 결과 전력을 출력하는 전력 변환 장치를 포함하고, 상기 전력 변환 장치는, 정류된 교류 전력을 입력 받는 입력 단; 상기 입력 단을 통한 입력 전력을 승압 및 역률 보상하는 능동 역률 보상 회로; 상기 능동 역률 보상 회로는, 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되고 턴 온 시간에 대응하도록 입력 전력 중 입력 전압을 승압시키는 스위칭 소자를 포함하고, 상기 능동 역률 보상 회로의 출력에 연결된 출력 단; 상기 출력 단의 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력하는 비교기; 상기 비교기의 출력 신호에 따라 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 조절하는 제어 회로; 및 상기 입력 단과 상기 비교기의 출력 사이에 전기적으로 연결되고, 상기 입력 전압이 제 1 지정된 전압 이상임을 검출하면, 상기 비교기의 출력을 방전하는 방전 회로를 포함할 수 있다.
본 문서에 개시되는 실시 예들에 따르면, 능동 역률 보상 회로의 폭발 위험성을 줄일 수 있다. 이 외에, 본 문서를 통해 직접적 또는 간접적으로 파악되는 다양한 효과들이 제공될 수 있다.
도 1은 본 문서의 일 실시 예에 따른 교류 직류 변환 장치의 회로를 나타낸다.
도 2는 일 실시 예에 따른 제 1 변환 장치(예: 도 1의 120)의 각 신호의 그래프를 나타낸다.
도 3은 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치(예: 도 1의 120)의 회로를 나타낸다.
도 4는 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치(예: 도 2의 210)의 각 신호의 그래프를 나타낸다.
도 5는 일 실시 예에 따른 방전 회로의 세부 구성을 나타낸다.
도 6은 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 각 신호의 그래프를 나타낸다.
도 7은 일 실시 예에 따른 전력 변환 방법의 흐름도를 나타낸다.
도면의 설명과 관련하여, 동일 또는 유사한 구성요소에 대해서는 동일 또는 유사한 참조 부호가 사용될 수 있다.
이하, 본 발명의 다양한 실시 예가 첨부된 도면을 참조하여 기재된다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 실시 예의 다양한 변경(modification), 균등물(equivalent), 및/또는 대체물(alternative)을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
도 1은 본 문서의 일 실시 예에 따른 교류 직류 변환 장치의 회로를 나타낸다.
도 1을 참조하면, 일 실시 예에 따르면, 교류 직류 변환 장치(100)는 정류 장치(110), 제 1 변환 장치(120) 및 제 2 변환 장치(130)를 포함할 수 있다. 교류 직류 변환 장치(100)의 출력 단에는 부하 회로(미도시)가 연결될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 정류 장치(110)는 교류 전력을 입력 받고, 정류된 교류 전력을 출력할 수 있다. 정류 장치(110)는 입력된 교류 전력을 전파 정류하는 정류 회로 예컨대, 브릿지(bridge) 정류 회로를 포함할 수 있다. 상기 입력된 교류 전압은 90V 내지 264V 범위에 속하는 전압일 수 있다. 전력 불균형 지역에서, 상기 교류 전압은 급격히 변화될 수 있다.
정류 장치(110)는 평활 회로(C11)를 더 포함하고, 평활 회로(C11)는 전파 정류된 교류 전력을 평활할 수 있다. 평활 회로(C11)는 정류 장치(110)에 포함되지 않고, 제 1 변환 장치(120)에 포함될 수도 있다.
제 1 변환 장치(120)는 정류 장치(110)의 출력을 입력 받고, 입력 전압을 승압 및 역률 보상할 수 있다. 예를 들어, 제 1 변환 장치(120)는 제 1 변환 장치(120)의 출력 전압의 크기가 지정된 전압 범위(예: 390≤395V≤400V)에 있도록 수신된 전력을 승압할 수 있다. 제 1 변환 장치(120)는 예를 들면, CCM(continuous conduction mode), CRM(critical conduction mode), 인터리브드(interleaved) CRM 중 적어도 하나의 능동 역률 보상 회로(P12)를 포함할 수 있다. 제 1 변환 장치(120)는 능동 역률 보상 회로(P12)의 듀티 사이클을 제어하기 위한 제어 회로(U12) 및 능동 역률 회로(P12)의 출력을 모니터링하기 위한 피드백 회로(B12, Cm12)를 더 포함할 수 있다.
능동 역률 보상 회로(P12)는 인덕터(L12), 컨덴서(C12), 다이오드(D12) 및 스위칭 소자(Q12)를 포함할 수 있다. 능동 역률 보상 회로(P12)는 듀티 사이클에 대응하도록 입력 전력을 승압하고, 입력 전력의 역률을 보상할 수 있다. 인덕터(L12)는 스위칭 소자(Q12)의 턴 온 시간에 입력 전류를 저장하고, 스위칭 소자(Q12)의 오프 시간에 저장된 전류를 출력할 수 있다. 컨덴서(C12)는 인덕터(L12)의 출력 전력을 평활할 수 있다. 다이오드(D12)는 인덕터(L12)로부터 컨덴서(C12)를 향하는 전류를 허용하고, 컨덴서(C12)로부터 인덕터(L12)를 향하는 전류를 차단할 수 있다. 스위칭 소자(Q12)는 인덕터(L12)와 다이오드(D12) 사이에 연결되고, 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 될 수 있다. 스위칭 소자(Q12)는 턴 온 되면 인덕터(L12)의 출력 단을 그라운드에 연결할 수 있다. 상기 스위칭 소자(Q12)는 예를 들면, N채널 FET일 수 있다.
피드백 회로(B12, Cm12)는 분배 회로(B12) 및 비교기(Cm12)를 포함할 수 있다. 상기 분배 회로(B12)는 능동 역률 보상 회로(P12)의 출력에 연결되어, 능동 역률 보상 회로(P12)의 전압을 분배할 수 있다. 상기 분배된 전압은 비교기(Cm12)의 입력 전압 범위에 속할 수 있다. 상기 입력 전압 범위는 예를 들면, 비교기(Cm12)에 의하여 감지 가능한 전압 범위일 수 있다. 비교기(Cm12)는 분배 회로(B12)에 의해 분배된 전압을 입력 받으면, 분배된 전압을 기준 전압(예: 2.5V 또는 1.5V)과 비교하고, 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력할 수 있다. 예를 들어, 비교기(Cm12)는 분배된 전압이 기준 전압 미만이면, 제 1 신호를 출력하고, 분배된 전압이 기준 전압 이상이면, 제 2 신호(<제 1 신호)를 출력할 수 있다. 비교기(Cm12)의 출력에는 이득 조정 회로(G12)가 연결될 수 있다. 다른 예를 들어, 비교기(Cm12)는 분배된 전압과 기준 전압 간의 차 전압을 출력할 수 있다. 이득 조정 회로(G12)는 비교기(Cm12)의 출력 신호(제 1 신호 또는 제 2 신호)를 제 1 지정된 전압 이상으로 조절할 수 있다. 상기 비교기(Cm12)의 출력은 제어 회로(U12)의 입력이 될 수 있다.
제어 회로(U12)는 비교기(Cm12)의 출력 신호에 따라 제어 신호의 듀티 사이클을 조절할 수 있다. 상기 비교기(Cm12)의 출력 신호는 능동 역률 보상 회로(P12)의 입력 전압의 크기에 대응되므로, 제어 회로(U12)는 능동 역률 보상 회로(P12)의 입력 전력의 크기에 따라 제어 신호의 듀티 사이클(duty cycle)을 조절할 수 있다.
제 2 변환 장치(130)는 제 1 변환 장치(120)에 의하여 디지털 변환된 전력을 하향 크기 변환한 전력을 출력할 수 있다. 제 2 변환 장치(130)의 출력 전류의 량은 제 2 변환 장치(130)의 출력 단에 연결된 부하 회로의 소비 전류의 량에 기초하여 조절될 수 있다. 제 2 변환 장치(130)은 1차 측과 2차 측을 절연할 수 있도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 제 2 변환 장치(130)는 적어도 하나의 트랜스포머를 포함하는 하프 브리지(half bridge) LLC 공진 컨버터 또는 플라이백(flyback) 컨버터 등을 포함할 수 있다.
제 2 변환 장치(130)의 출력 전압은 부하 회로(미도시)에 전달될 수 있다. 부하 회로는 예를 들면, LED 구동 회로 및 초기화 회로를 포함할 수 있다. 상기 LED 구동 회로는 예를 들면, LED 구동(예: 점등)을 위한 회로를 포함할 수 있다. 상기 초기화 회로는 예를 들면, LED 점등 지시(예: 리모컨의 제어 신호)를 수신(또는, 감지)할 수 있는 회로를 포함할 수 있다. 예를 들어, 제 2 변환 장치(130)는 LED 구동 회로에 공급되는 제 1 구동 전압(Vi) 및 초기화 회로에 공급되는 제 2 구동 전압(Vdr) 중 적어도 하나를 출력할 수 있다. 다른 예를 들면, 제 2 변환 장치(130)는 제 1 구동 전압(Vi)을 항상 출력하고, LED 점등 지시를 수신한 시점에 제 2 구동 전압(Vdr)을 출력할 수 있다.
상술한 실시 예에 따르면, 제 1 변환 장치(120)는 입력 전압에 따라 스위칭 소자(Q12)의 듀티 사이클을 조절하여 출력 전압을 일정 범위에 맞추므로, 입력 전압이 급격히 변화하는 경우에는 출력 전압도 급격히 변화할 수 있고, 입력 전압에 대응하는 출력 전압을 출력하기 위해서는 어느 정도 시간이 걸릴 수 있다.
도 2는 일 실시 예에 따른 제 1 변환 장치(예: 도 1의 120)의 각 신호의 그래프를 나타낸다. 도 2에서, 그래프 1(G1)은 정류 장치(예: 도 1의 120)의 입력 전압의 크기를 나타내고, 그래프 2(G2)는 비교기(예: 도 1의 Cm12)의 출력 신호의 크기를 나타내고, 그래프 3(G3)은 스위칭 소자(예: 도 1의 Q12)의 드레인과 소스 간의 전압(Vds) 크기를 나타낼 수 있다. 그래프 3(G3)은 제어 신호의 듀티 사이클로 인하여 빠른 속도로 스위칭 되는 전압 변화를 나타낸 것이다.
도 2를 참조하면, t1 시점에서, 입력 전압은 전력 불균형 등의 원인으로 인해 90V 내지 264V로 급격히 변화할 수 있다. 비교기(Cm12)는 응답 특성이 늦은 편이므로, 비교기(Cm12)는 t1 시점으로부터 지정된 시간(t2-t1) 경과된 t2시점에서야 264V 전압에 대응하는 전압을 출력할 수 있다.
제어 회로(U12)는 비교기(Cm12)를 통해 입력 전압의 변화를 확인하므로, t1시점부터 t2 시점까지는 변화된 입력 전압 264V에 대응하는 제어 신호를 출력하지 못함에 따라 능동 역률 보상 회로(P12)는 t1 시점부터 t2 시점까지 지정된 전압 범위를 초과하는 전압을 출력할 수 있다. 이 경우, 제 1 변환 장치(120)의 출력에 연결된 컨덴서(C12)는 t1 내지 t2 시점에 스트레스를 받을 수 있어, 제 1 변환 장치(120)의 출력에는 비교적 용량이 큰 컨덴서(C12)가 필요할 수 있다. 큰 용량(예: 22uF 이상)의 컨덴서는 전해 컨덴서가 사용되므로, 제 1 변환 장치(120)는 전해 컨덴서(C12)로 인하여 폭발 위험성이 있다.
도 3은 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치(예: 도 1의 120)의 회로를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 일 실시 예에 따르면, 전력 변환 장치(200)는 입력 단(N1), 능동 역률 보상 회로(P20), 출력 단(N2), 비교기(Cm20), 제어 회로(U20) 및 방전 회로(210)를 포함할 수 있다. 일 실시 예에서, 전력 변환 장치(200)는 일부 구성요소가 생략되거나, 추가적인 구성요소를 더 포함할 수 있다. 일 실시 예에서, 전력 변환 장치(200)의 구성요소들 중 일부가 결합되어 하나의 개체로 구성되되, 결합 이전의 해당 구성요소들의 기능을 동일하게 수행할 수 있다.
입력 단(N1)은 정류된 교류 전력을 입력 받을 수 있다. 입력 단(N1)은 정류된 교류 전력이 능동 역률 보상 회로(P20)에 입력되도록 형성된 노드(node)(예: 집적회로 또는 인쇄회로기판 상의 패턴) 또는 집적 회로(integrated circuit)의 핀(pin) 등일 수 있다.
능동 역률 보상 회로(P20)는 입력 단(N1)과 출력 단(N2) 사이에 전기적으로 연결되어, 입력 단(N1)을 통한 입력 전력의 역률을 보상하고 승압함에 따라 지정된 전압 범위(예: 390≤395V≤400V)에 속하는 역률 보상된 전력을 출력할 수 있다. 능동 역률 보상 회로(P20)는 스위칭 소자(Q20)를 제어 신호에 따라 스위칭 되고, 턴 온 시간에 대응하도록 입력된 전력을 승압시키는 스위칭 소자(Q20)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 스위칭 소자(Q20)의 제어 신호의 듀티 사이클에 대응하도록 입력 전압을 승압할 수 있다. 능동 역률 보상 회로(P20)의 세부 구성은 도 1에서 전술하였으므로, 그에 대한 세부 설명은 생략한다.
출력 단(N2)은 능동 역률 보상 회로(P20)의 출력, 분배 회로(B20)의 입력 및 제 2 변환 장치(예: 도 1의 130)의 입력과 연결될 수 있다.
분배 회로(B20)는 능동 역률 보상 회로(P20)의 출력에 연결되어, 능동 역률 보상 회로(P20)의 출력 전압을 예컨대, 직렬로 연결된 두 저항 값의 비율로 분배할 수 있다. 상기 분배된 전압은 비교기(Cm20)의 입력 전압 범위에 속할 수 있다. 상기 입력 전압 범위는 비교기(Cm12)에 의하여 감지 가능한 전압 범위일 수 있다.
비교기(Cm20)는 출력 단(N2)의 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력할 수 있다. 예를 들어, 비교기(Cm20)는 출력 단(N2)의 출력 전압이 기준 전압 미만이면, 제 1 신호를 출력하고, 출력 단(N2)의 출력 전압이 기준 전압 이상이면, 제 2 신호(<제 1 신호)를 출력할 수 있다. 다른 예를 들어, 비교기(Cm20)는 출력 단(N2)의 출력 전압과 기준 전압의 차 전압을 출력할 수 있다. 비교기(Cm20)의 출력에는 이득 조정 회로(G20)가 더 연결되어, 비교기(Cm20)의 출력이 적어도 지정된 크기 이상이 되도록 비교기(Cm20)의 출력 신호를 조절할 수 있다.
제어 회로(U20)는 비교기(Cm20)의 출력 신호에 대응하는 제어 신호를 출력할 수 있다. 예를 들어, 제어 회로(U20)는 비교기(Cm20)의 출력 신호의 레벨에 따라 제어 신호의 듀티 사이클을 조절함에 따라 비교기(Cm20)의 출력 신호에 대응하는 듀티 사이클을 갖는 제어 신호를 출력할 수 있다. 상기 제어 신호의 듀티 사이클은 능동 역률 보상 회로(P20)의 승압 비율과 관련될 수 있다.
방전 회로(210)는 입력 단(N1)과 비교기(Cm20)의 출력 사이에 전기적으로 연결되고, 입력 단(N1)을 통한 입력 전압이 지정된 전압 이상임을 검출하면, 비교기(Cm20)의 출력을 지정된 기간 동안 방전할 수 있다. 상술한 실시 예에 따르면, 방전 회로(210)는 비교기(Cm20)의 출력을 방전함에 따라 제어 회로(U20)가 입력 전압(Vin)이 갑자기 높아지는 것에 대응하여 제어 신호의 듀티 사이클을 빠르게 조절하도록 지원할 수 있다. 이에, 방전 회로(210)는 비교기(Cm20)의 느린 응답 특성으로 인해 입력 전압(Vin)이 갑자기 높아질 때 스위칭 소자(Q20)의 듀티 사이클이 제어되는데 어느 정도 시간이 소요됨에 따라 출력 전압(Vout)이 지정된 전압 범위를 초과하는 문제를 개선할 수 있다.
다양한 실시 예에 따르면, 전력 변환 장치(200)는 제 1 변환 장치(예: 도 1의 120)를 대체하도록 교류 직류 변환 장치(예: 도 1의 100)에 포함될 수 있다.
도 4는 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치(예: 도 2의 210)의 각 신호의 그래프를 나타낸다. 도 4에서, 그래프 4(G4)은 정류 장치(예: 도 1의 120)의 입력 전압의 크기를 나타내고, 그래프 5(G5)는 비교기(예: 도 3의 Cm20)의 출력 신호의 크기를 나타내고, 그래프 6(G6)은 스위칭 소자(예: 도 3의 Q20)의 드레인과 소스 간의 전압(Vds) 크기를 나타낼 수 있다. 그래프 6(G6)은 제어 신호의 듀티 사이클로 인하여 빠른 속도로 스위칭 되는 전압 변화를 나타낸 것이다.
도 4를 참조하면, t3 시점과 같이, 입력 전압은 전력 불균형 등의 원인으로 인해 90V에서 264V로 급격히 변화할 때 비교기(Cm20)의 출력은 방전 회로(210)에 의하여 방전됨에 따라 비교기(Cm20)는 바로 264V에 대응하는 전압을 출력할 수 있다. 이에, 능동 역률 보상 회로(P20)는 제어 회로(U20)가 비교기(Cm20)의 출력의 변화에 대응하는 제어 신호에 반응하는데 필요한 기간(t4-t3)만큼만 지정된 범위를 초과하는 전압을 출력할 수 있다. 따라서, 전력 변환 장치(200)의 출력에 연결된 컨덴서(C20)는 제 1 변환 장치(120)의 출력에 연결된 컨덴서(C12)에 비하여 상대적으로 스트레스를 덜 받을 수 있다. 상술한 실시 예에 따르면, 전력 변환 장치(200)는 출력 컨덴서(C20)의 용량을 줄일 수 있다. 예를 들면, 전력 변환 장치(200)는 제 1 변환 장치(120)에 비하여 출력 컨덴서(C20)의 용량을 1/2 이상 줄일 수 있다.
도 5는 일 실시 예에 따른 방전 회로의 세부 구성을 나타낸다.
도 5를 참조하면, 일 실시 예에 따르면, 방전 회로(210)는 검출 블록(211) 및 방전 블록(212)을 포함할 수 있다. 일 실시 예에서, 방전 회로(210)는 일부 구성요소가 생략되거나, 추가적인 구성요소를 더 포함할 수 있다. 일 실시 예에서, 방전 회로(210)의 구성요소들 중 일부가 결합되어 하나의 개체로 구성되되, 결합 이전의 해당 구성요소들의 기능을 동일하게 수행할 수 있다.
검출 블록(211)은 제 1 저항(R1), 제 2 저항(R2), 제 3 저항(R3), 제 4 저항(R4), 제 5 저항(R5), 제 6 저항(R6), 제 7 저항(R7), 정전압 회로(U1) 및 제 1 트랜지스터(Q1)를 포함할 수 있다. 검출 블록(211)은 입력 단(N1)을 통한 입력 전압이 지정된 전압 미만인 경우에는 0 전압을 출력하고, 입력 전압이 지정된 전압 이상인 경우에는 0.7V 이상의 전압(제 3 분배 전압)을 출력할 수 있다.
제 1 저항(R1), 제 2 저항(R2) 및 제 3 저항(R3)은 입력 단(N1)과 그라운드 사이에 상호 직렬로 연결되고, 입력 단(N1)을 통한 입력 전력을 분배할 수 있다. 예를 들어, 제 1 저항(R1)의 제 1 단은 입력 단(N1)에 전기적으로 연결되고, 제 1 저항(R1)의 제 2 단은 제 2 저항(R2)의 제 1 단에 전기적으로 연결되고, 제 2 저항(R2)의 제 2 단은 제 3 저항(R3)의 제 1 단에 전기적으로 연결되고, 제 3 저항(R3)의 제 2 단은 그라운드에 전기적으로 연결될 수 있다. 입력 전력은 제 1 저항(R1)과 제 2 저항(R2)의 합산 저항 값 및 제 3 저항(R3)의 저항 값으로 분배되고, 분배된 전압(이하, '제 1 분배 전압'이라 함)은 정전압 회로(U1)의 제 1 단으로 인가될 수 있다. 제 1 저항(R1), 제 2 저항(R2) 및 제 3 저항(R3) 각각의 저항 값은 입력 전력 중 전압(이하, '입력 전압'이라 함)이 지정된 전압(예: 140V) 미만일 경우에는 제 1 분배 전압이 정전압 회로(U1)의 기준 전압(예: 2.5V) 미만이고, 입력 전압이 지정된 전압 이상일 경우에는 제 1 분배 전압이 정전압 회로(U1)의 기준 전압 이상이 되도록 설정될 수 있다. 제 1 저항(R1), 제 2 저항(R2) 및 제 3 저항(R3) 각각의 저항 값은 입력 전력 중 전류(이하, '입력 전류'라 함)의 범위에서 정전압 회로(U1)의 제 1 단이 손상되지 않는 크기로 설정될 수 있다.
제 4 저항(R4)의 제 1 단은 트랜지스터(Q1)의 에미터(Emitter)와 제 3 구동 전압(Vcc)에 전기적으로 연결되고, 제 4 저항(R4)의 제 2 단은 트랜지스터(Q1)의 베이스와 제 5 저항(R5)의 제 1 단에 전기적으로 연결될 수 있다. 상기 제 3 구동 전압은 제 1 구동 전압에 대응하는 제 2 변환 장치(예: 도 1의 130)의 1차측 전압일 수 있다.
제 5 저항(R5)의 제 1 단은 제 4 저항(R4)의 제 2 단 및 트랜지스터(Q1)의 베이스에 전기적으로 연결되고, 제 5 저항(R5)의 제 2 단은 정전압 회로(U1)의 제 2 단에 전기적으로 연결될 수 있다.
제 6 저항(R6)의 제 1 단은 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에 전기적으로 연결되고, 제 6 저항(R6)의 제 2 단은 제 7 저항(R7)과 전기적으로 연결될 수 있다. 제 7 저항(R7)의 제 1 단은 제 6 저항(R6)의 제 2 단과 전기적으로 연결되고, 제 7 저항(R7)의 제 2 단은 그라운드와 전기적으로 연결될 수 있다.
정전압 회로(U1)의 제 1 단(예: 제어 단)은 제 2 저항(R2)과 제 3 저항(R3) 사이에 전기적으로 연결되고, 정전압 회로(U1)의 제 2 단(예: 입력 단)은 제 5 저항(R5)의 제 2 단에 거쳐 트랜지스터(Q1)의 베이스에 연결되고, 정전압 회로(U1)의 제 3 단(예: 출력 단)은 그라운드에 연결될 수 있다. 정전압 회로(U1)의 제 1 단에는 제 1 분배 전압이 인가될 수 있다. 정전압 회로(U1)의 제 1 단에 인가되는 전압(제 1 분배 전압)이 정전압 회로(U1)의 기준 전압 미만일 경우에는 정전압 회로(U1)의 제 2 단과 정전압 회로(U1)의 제 3 단은 개방되고, 제 1 분배 전압이 정전압 회로(U1)의 기준 전압 이상일 경우에는 정전압 회로(U1)의 제 2 단과 제 3 단은 전기적으로 단락될 수 있다. 입력 전압과 연관하여 설명하면, 입력 전압이 지정된 전압 미만일 경우에는 정전압 회로(U1)의 제 2 단과 정전압 회로(U1)의 제 3 단은 개방되고, 입력 전압이 지정된 전압 이상일 경우에는 정전압 회로(U1)의 제 2 단과 정전압 회로(U1)의 제 3 단은 전기적으로 단락될 수 있다. 정전압 회로(U1)는 예컨대, TL 431일 수 있다.
트랜지스터(Q1)의 베이스는 제 4 저항(R4)을 거쳐 제 3 구동 전압(Vcc)과 연결되고, 트랜지스터(Q1)의 에미터는 제 3 구동 전압과 연결되고, 트랜지스터(Q1)의 콜렉터는 제 6 저항(R6) 및 제 7 저항(R7)을 거쳐 그라운드와 연결될 수 있다. 트랜지스터(Q1)는 정전압 회로(U1)의 제 2 단과 제 3 단이 개방되는 경우에 턴 오프 될 수 있다. 트랜지스터(Q1)는 정전압 회로(U1)의 제 1 단과 제 2 단이 단락되는 경우에 제 4 저항(R4)과 제 5 저항(R5)에 의해 분배된 전압(이하, '제 2 분배 전압'이라 함)으로 인해 턴 온 될 수 있다. 트랜지스터(Q1)가 턴 온 되면, 제 7 저항(R7)의 양단에는 제 6 저항(R6)과 제 7 저항(R7)의 저항 값 간의 비(ratio)로 인해 분배된 전압(이하, '제 3 분배 전압'이라 함)이 걸릴 수 있다. 상기 제 6 저항(R6)과 제 7 저항(R7) 각각의 저항 값은 예를 들면, 컨덴서(C3)의 충전 중에 FET(Q2)를 턴 온 시킬 수 있도록 설정될 수 있다.
방전 블록(212)은 컨덴서(C3), 제 9 저항(R9) 및 FET(Q2)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 방전 블록(212)은 검출 블록(211)으로부터 0 전압(예: 0.7V 미만의 전압)을 공급 받으면, 비교기(Cm20)의 출력을 방전하지 않고, 검출 블록(211)으로부터 컨덴서(C3)를 거쳐 제 3 분배 전압(예: 0.7V 이상의 전압)을 공급 받으면, 비교기(Cm20)의 출력을 방전할 수 있다.
컨덴서(C3)의 제 1 단은 제 6 저항(R6)의 제 2 단과 제 7 저항(R7)의 제 1 단 사이에 전기적으로 연결되고, 컨덴서(C3)의 제 2 단은 제 9 저항(R9)의 제 1 단 및 FET(Q2)에 전기적으로 연결될 수 있다. 컨덴서(C3)는 트랜지스터(Q1)가 턴 온 되면 충전되고, 트랜지스터(Q1)가 턴 오프 될 때까지 충전된 상태로 유지될 수 있다. 예를 들어, 컨덴서(C3)의 제 2 단은 초기 충전 중에는 제 1 전압을 출력하고, 충전이 완료되면, 0 V 상태로 유지될 할 수 있다. 컨덴서(C3)의 용량은 비교기(Cm20)의 방전에 필요한 시간에 대응하도록 설정될 수 있다. 예를 들어, 컨덴서(C3)의 용량은 트랜지스터(Q1)가 턴 온 된 시점으로부터 지정된 기간 동안에는 컨덴서(C3)를 통과한 전압이 FET(Q2)의 트레시홀드(threshold) 전압(예: 0.7V) 이상이 되도록 설정될 수 있다. 다른 예를 들어, 컨덴서(C3)의 용량은 트랜지스터(Q1)가 턴 온 된 시점으로부터 지정된 기간 후에는 직류를 커플링할 수 있도록 설정될 수 있다.
제 9 저항(R9)은 FET(Q2)의 게이트와 그라운드 사이에 연결될 수 있다.
FET(Q2)는 턴 오프 되면 비교기(Cm20)의 출력을 방전하지 않고, 턴 온 되면 비교기(Cm20)의 출력을 방전할 수 있다.
상술한 실시 예에 따르면, 입력 단(N1)을 통한 입력 전압이 지정된 전압(예: 140V) 미만이면, 검출 블록(211)의 출력(제 7 저항(R7)의 양단 전압)은 0V일 수 있다. 예를 들면, 입력 전압이 지정된 전압 미만이면, 정전압 회로(U1)의 제 1 단에는 정전압 회로(U1)의 기준 전압 미만의 전압이 인가되어, 정전압 회로(U1)의 제 2 단과 제 3 단은 개방될 수 있다. 이 경우, 트랜지스터(Q1)는 턴 오프 상태이므로, 제 7 저항(R7)의 양단 전압은 0V(또는, 0.7V 미만)일 수 있다. 제 7 저항(R7)의 양단 전압이 0V(또는, 0.7V 미만)이면, FET(Q2)는 턴 오프 되어, 비교기(Cm20)의 출력을 방전하지 않을 수 있다.
입력 단(N1)을 통한 입력 전압이 지정된 전압 이상이면, 제 7 저항(R7)의 양단 전압은 컨덴서(C3)를 충전할 수 있다. 예를 들어, 컨덴서(C3)는 제 7 저항(R7)의 양단 전압을 통한 충전 중인 지정된 기간 동안에는 0.7V이상의 전압을 출력할 수 있다. 이 경우, FET(Q2)의 게이트에는 지정된 기간 동안 0.7V의 전압이 걸려 FET(Q2)는 턴 온 되고 비교기(Cm20)의 출력을 방전할 수 있다. 다른 예를 들어, 컨덴서(C3)는 제 7 저항(R7)의 양단 전압을 통하여 충전이 완료되면, DC를 커플링함에 따라 0V를 출력할 수 있다. 이 경우, FET(Q2)에는 0.7V 미만의 전압이 걸려 FET(Q2)는 턴 오프 되고, 비교기(Cm20)의 출력을 더 이상 방전하지 않을 수 있다. 상기 컨덴서(C3)의 용량은 지정된 기간에 대응되도록 설정될 수 있다.
상술한 실시 예에 따르면, 방전 회로(210)는 입력 단(N1)을 통합 입력 전압의 크기가 지정된 전압 이상이 되는 지정된 기간 동안 비교기(Cm20)의 출력을 방전할 수 있어, 비교기(Cm20)의 느린 응답 특성으로 인해 전력 변환 장치(200)의 출력 컨덴서(C3)가 높은 전압으로 인해 스트레스를 받는 문제를 개선할 수 있다.
도 6은 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 각 신호의 그래프를 나타낸다.
도 6을 참조하면, 일 실시 예에 따르면, 방전 회로(210)는 입력 전압(Vin)이 지정된 전압 미만에서 지정된 전압 이상으로 높아지는 것을 검출하면, 비교기(Cm20)의 출력을 지정된 시간 동안 방전할 수 있다. 제어 회로(U20)는 지정된 전압 이상의 입력 전압(Vin)이 인가되는 시점에 입력 전압(Vin)의 변화를 확인하고, 제어 신호의 듀티 사이클을 감소시킬 수 있다. 그로 인하여, 스위칭 소자(Q20)의 턴 온 시간 및 능동 역률 보상 회로(P20)의 승압 비율은 입력 전압(Vin)의 변화에 대응하도록 제어될 수 있다. 이에, 방전 회로(210)의 입력 전압(Vin)의 피드백에 소요되는 시간으로 인한 출력 단(N2)의 스트레스를 개선할 수 있다.
도 7은 일 실시 예에 따른 전력 변환 방법의 흐름도를 나타낸다.
도 7을 참조하면, 동작 710에서, 방전 회로(210)는 입력 전압이 지정된 전압 미만에서 지정된 전압 이상으로 변화되는지 여부를 모니터링할 수 있다. 예를 들어, 입력 전압이 지정된 전압 미만일 경우에는 정전압 회로(U1)의 제 1 단에 인가되는 입력 전압의 분배 전압은 정전압 회로(U1)의 기준 전압 미만일 수 있다. 그러면, 정전압 회로(U1)의 제 2 단과 제 3 단은 개방되어, 트랜지스터(Q1)의 베이스와 에미터 간의 전압 차이는 0.7V 미만이어서 트랜지스터(Q1)는 턴 오프 될 수 있다. 이 경우, FET(Q2)는 턴 오프 되고, FET(Q2)는 비교기(Cm20)의 출력을 방전하지 않을 수 있다.
동작 720에서, 방전 회로(210)는 입력 전압이 지정된 전압 미만에서 지정된 전압 이상으로 변화되면, 지정된 기간 내인지를 확인할 수 있다.
동작 730에서, 방전 회로(210)는 지정된 기간 내이면 비교기(Cm20)의 출력을 방전할 수 있다. 예를 들어, 입력 전압이 지정된 전압 이상일 경우에는 정전압 회로(U1)의 제 1 단에 인가되는 입력 전압의 분배 전압은 정전압 회로(U1)의 기준 전압 이상일 수 있다. 이 경우, 정전압 회로(U1)의 제 2 단과 제 3 단은 단락되어, 트랜지스터(Q1)의 베이스와 에미터 간의 전압 차이는 0.7V 이상이어서, 트랜지스터(Q1)는 턴 온 될 수 있다. 트랜지스터(Q1)가 턴 온 되면, 컨덴서(C3)는 충전되고, 컨덴서(C3)가 충전되는 도중에 FET(Q2) 턴 온 되고, FET(Q2)는 비교기(Cm20)의 출력을 방전할 수 있다.
동작 720에서, 방전 회로(210)는 지정된 기간이 경과되면, 비교기(Cm20)의 출력을 더 이상 방전하지 않고, 동작 710으로 회귀할 수 있다. 동작 710 내지 730은 입력 전압이 지정된 전압 미만에서 지정된 전압 이상으로 변화될 때마다 반복될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 전력 변환 장치(도 3의 200)는, 정류된 교류 전력을 입력 받는 입력 단(예: 도 3의 N1); 상기 입력 단을 통한 입력 전력을 승압 및 역률 보상하는 능동 역률 보상 회로(예: 도 3의 P20); 상기 능동 역률 보상 회로는, 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되고 턴 온 시간에 대응하도록 입력 전력 중 입력 전압을 승압시키는 스위칭 소자(예: 도 3의 Q20)를 포함하고, 상기 능동 역률 보상 회로의 출력에 연결된 출력 단(예: 도 3의 N2); 상기 출력 단의 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력하는 비교기(예: 도 3의 Cm20); 상기 비교기의 출력 신호에 따라 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 조절하는 제어 회로(예: 도 3의 U20); 및 상기 입력 단과 상기 비교기의 출력 사이에 전기적으로 연결되고, 상기 입력 전압이 제 1 지정된 전압 이상임을 검출하면, 상기 비교기의 출력을 방전하는 방전 회로(예: 도 3의 210)를 포함할 수 있다.
상기 방전 회로는, 지정된 기간(period) 동안 상기 비교기의 출력을 방전하도록 마련될 수 있다.
상기 방전 회로는, 상기 입력 전압이 상기 제 1 지정된 전압 이상이면, 턴 온 되는 제 1 스위칭 소자(예: 도 3의 Q1); 및 상기 제 1 스위칭 소자의 출력과 상기 비교기의 출력 사이에 연결되고, 턴 온 되면, 상기 비교기의 출력이 그라운드로 방전되도록 하는 제 2 스위칭 소자(예: 도 3의 Q2)를 포함할 수 있다.
상기 방전 회로는, 제 1 단은 상기 제 1 스위칭 소자의 출력에 전기적으로 연결되고, 제 2 단은 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에 전기적으로 연결되는 컨덴서(예: 도 5의 C3); 및 제 1 단은 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에 전기적으로 연결되고, 제 2 단은 그라운드에 전기적으로 연결되는 저항(예: 도 5의 R9)을 더 포함하고, 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에는, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴 온 되는 시점으로부터 지정된 기간 동안 상기 컨덴서를 통과한 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되고, 상기 제 2 스위칭 소자는, 상기 제어 단에 상기 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되는 동안 턴 온 되도록 마련될 수 있다.
상기 제 2 스위칭 소자는, FET이고, 상기 FET의 게이트는 상기 컨덴서의 제 2 단에 연결되고, 상기 FET의 드레인은 상기 비교기의 출력에 연결되고, 상기 FET의 소스는 그라운드에 연결되고, 상기 FET의 게이트에 상기 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되면, 상기 FET는 턴 온 되도록 마련될 수 있다.
상기 컨덴서의 용량(capacitance)은, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴 오프 되는 시점으로부터 상기 지정된 기간 후에 직류를 커플링할 수 있도록 설정될 수 있다.
상기 입력 전압이 상기 제 1 지정된 전압 미만이면, 상기 제 1 스위칭 소자는 턴 오프 되고, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴 오프 되면, 상기 제 2 스위칭 소자는 턴 오프 되도록 마련될 수 있다.
상기 전력 변환 장치는, 제 1 단을 통해 상기 입력 전압의 변환 전압을 공급 받고, 제 2 단은 상기 제 1 스위칭 소자에 연결되고 제 3 단은 그라운드에 연결되는 정전압 회로(예: 도 5의 U1)를 더 포함하고, 상기 제 1 스위칭 소자는, NPN 트랜지스터이고, 상기 NPN 트랜지스터의 에미터는 구동 전압에 연결되고, 상기 NPN 트랜지스터의 베이스는 제 1 저항(R4)을 거쳐 상기 구동 전압을 공급받고, 상기 NPN 트랜지스터의 콜렉터는 제 2 저항(R6, R7)을 거쳐 상기 그라운드에 연결되고, 상기 입력 전압의 변환 전압이 상기 정전압 회로의 기준 전압 이상이면, 상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단이 단락 되고, 상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단이 단락 되면, 상기 NPN 트랜지스터는, 턴 온 되도록 마련될 수 있다.
상기 전력 변환 장치는, 상기 입력 전압을 분배하는 상기 정전압 회로에 의하여 감지 가능한 범위에 속하도록 분배하는 분배 회로(예: 도 5의 R1, R2, R3)를 더 포함하고, 상기 정전압 회로의 제 1 단은, 상기 분배 회로에 의하여 분배된 전압을 입력 받고, 상기 분배된 전압이 상기 정전압 회로의 기준 전압 이상이면, 상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단이 단락 되도록 마련될 수 있다.
상기 입력 전압의 변환 전압이 상기 정전압 회로의 기준 전압 미만이면, 상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단은, 개방되고, 상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단이 개방되면, 상기 NPN 트랜지스터는, 턴 오프 되도록 마련될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 교류 직류 변환 장치(예: 도 1의 100)는 교류 전력을 정류하는 정류 장치(예: 도 3의 110); 및 상기 정류된 교류 전력을 입력 받아, 역률 보상 및 승압한 결과 전력을 출력하는 전력 변환 장치(예: 도 3의 200)를 포함하고, 상기 전력 변환 장치는, 정류된 교류 전력을 입력 받는 입력 단(예: 도 3의 N1); 상기 입력 단을 통한 입력 전력을 승압 및 역률 보상하는 능동 역률 보상 회로(예: 도 3의 P20); 상기 능동 역률 보상 회로는, 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되고 턴 온 시간에 대응하도록 입력 전력 중 입력 전압을 승압시키는 스위칭 소자(예: 도 3의 Q20)를 포함하고, 상기 능동 역률 보상 회로의 출력에 연결된 출력 단(예: 도 3의 N2); 상기 출력 단의 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력하는 비교기(예: 도 3의 Cm20); 상기 비교기의 출력 신호에 따라 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 조절하는 제어 회로(예: 도 3의 U20); 및 상기 입력 단과 상기 비교기의 출력 사이에 전기적으로 연결되고, 상기 입력 전압이 제 1 지정된 전압 이상임을 검출하면, 상기 비교기의 출력을 방전하는 방전 회로(예: 도 3의 210)를 포함할 수 있다.
상기 교류 직류 변환 장치는, 상기 전력 변환 장치의 출력을 부하 회로의 구동 전압 크기에 대응하도록 하향 크기 변환하는 직류 변환 회로(예: 도 1의 130)를 더 포함할 수 있다.
상기 방전 회로는, 지정된 기간(period) 동안 상기 비교기의 출력을 방전하도록 마련될 수 있다.
상기 방전 회로는, 제 1 단은 상기 제 1 스위칭 소자의 출력에 전기적으로 연결되고, 제 2 단은 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에 전기적으로 연결되는 컨덴서(예: 도 5의 C3); 및 제 1 단은 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에 전기적으로 연결되고, 제 2 단은 그라운드에 전기적으로 연결되는 저항(예: 도 5의 R9)을 더 포함하고, 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에는, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴 온 되는 시점으로부터 지정된 기간 동안 상기 컨덴서를 통과한 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되고, 상기 제 2 스위칭 소자는, 상기 제어 단에 상기 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되는 동안 턴 온 되도록 마련될 수 있다.
상기 제 2 스위칭 소자는, FET이고, 상기 FET의 게이트는 상기 컨덴서의 제 2 단에 연결되고, 상기 FET의 드레인은 상기 비교기의 출력에 연결되고, 상기 FET의 소스는 그라운드에 연결되고, 상기 FET의 게이트에 상기 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되면, 상기 FET는 턴 온 되도록 마련될 수 있다.
상기 컨덴서의 용량(capacitance)은, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴 오프 되는 시점으로부터 상기 지정된 기간 후에 직류를 커플링할 수 있도록 설정될 수 있다.
상기 입력 전압이 상기 제 1 지정된 전압 미만이면, 상기 제 1 스위칭 소자는 턴 오프 되고, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴 오프 되면, 상기 제 2 스위칭 소자는 턴 오프 되도록 마련될 수 있다.
다양한 실시예에 따른 장치(예: 모듈들 또는 그 기능들) 또는 방법(예: 동작들)의 적어도 일부는 프로그램 모듈의 형태로 컴퓨터로 판독 가능한 저장 매체에 저장된 명령어로 구현될 수 있다. 상기 명령어가 프로세서에 의해 실행될 경우, 프로세서가 상기 명령어에 해당하는 기능을 수행할 수 있다. 컴퓨터로 판독 가능한 기록 매체는, 하드디스크, 플로피디스크, 마그네틱 매체(예: 자기테이프), 광기록 매체(예: CD-ROM, DVD, 자기-광 매체 (예: 플롭티컬 디스크), 내장 메모리 등을 포함할 수 있다. 명령어는 컴파일러에 의해 만들어지는 코드 또는 인터프리터에 의해 실행될 수 있는 코드를 포함할 수 있다. 다양한 실시예에 따른 모듈 또는 프로그램 모듈은 전술한 구성요소들 중 적어도 하나 이상을 포함하거나, 일부가 생략되거나, 또는 다른 구성요소를 더 포함할 수 있다.
다양한 실시예에 따른, 모듈, 프로그램 모듈 또는 다른 구성요소에 의해 수행되는 동작들은 순차적, 병렬적, 반복적 또는 휴리스틱하게 실행되거나, 적어도 일부 동작이 다른 순서로 실행되거나, 생략되거나, 또는 다른 동작이 추가될 수 있다. 그리고 본 문서에 개시된 실시예는 개시된, 기술 내용의 설명 및 이해를 위해 제시된 것이며, 본 문서에서 기재된 기술의 범위를 한정하는 것은 아니다. 따라서, 본 문서의 범위는, 본 문서의 기술적 사상에 근거한 모든 변경 또는 다양한 다른 실시예를 포함하는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (15)

  1. 전력 변환 장치에 있어서,
    정류된 교류 전력을 입력 받는 입력 단;
    상기 입력 단을 통한 입력 전력을 승압 및 역률 보상하는 능동 역률 보상 회로; 상기 능동 역률 보상 회로는, 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되고 턴 온 시간에 대응하도록 입력 전력 중 입력 전압을 승압시키는 스위칭 소자를 포함하고,
    상기 능동 역률 보상 회로의 출력에 연결된 출력 단;
    상기 출력 단의 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력하는 비교기;
    상기 비교기의 출력 신호에 따라 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 조절하는 제어 회로; 및
    상기 입력 단과 상기 비교기의 출력 사이에 전기적으로 연결되고, 상기 입력 전압이 제 1 지정된 전압 이상임을 검출하면, 상기 비교기의 출력을 방전하는 방전 회로
    를 포함하는 전력 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 방전 회로는,
    지정된 기간(period) 동안 상기 비교기의 출력을 방전하도록 마련된 전력 변환 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 방전 회로는,
    상기 입력 전압이 상기 제 1 지정된 전압 이상이면, 턴 온 되는 제 1 스위칭 소자; 및
    상기 제 1 스위칭 소자의 출력과 상기 비교기의 출력 사이에 연결되고, 턴 온 되면, 상기 비교기의 출력이 그라운드로 방전되도록 하는 제 2 스위칭 소자
    를 포함하는 전력 변환 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    제 1 단은 상기 제 1 스위칭 소자의 출력에 전기적으로 연결되고, 제 2 단은 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에 전기적으로 연결되는 컨덴서; 및
    제 1 단은 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에 전기적으로 연결되고, 제 2 단은 그라운드에 전기적으로 연결되는 저항을 더 포함하고,
    상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에는,
    상기 제 1 스위칭 소자가 턴 온 되는 시점으로부터 지정된 기간 동안 상기 컨덴서를 통과한 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되고,
    상기 제 2 스위칭 소자는,
    상기 제어 단에 상기 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되는 동안 턴 온 되도록 마련된 전력 변환 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 2 스위칭 소자는, FET이고,
    상기 FET의 게이트는 상기 컨덴서의 제 2 단에 연결되고,
    상기 FET의 드레인은 상기 비교기의 출력에 연결되고,
    상기 FET의 소스는 그라운드에 연결되고,
    상기 FET의 게이트에 상기 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되면, 상기 FET는 턴 온 되도록 마련된 전력 변환 장치.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 컨덴서의 용량(capacitance)은,
    상기 제 1 스위칭 소자가 턴 오프 되는 시점으로부터 상기 지정된 기간 후에 직류를 커플링할 수 있도록 설정된 전력 변환 장치.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 입력 전압이 상기 제 1 지정된 전압 미만이면, 상기 제 1 스위칭 소자는 턴 오프 되고,
    상기 제 1 스위칭 소자가 턴 오프 되면, 상기 제 2 스위칭 소자는 턴 오프 되도록 마련된 전력 변환 장치.
  8. 제 3 항에 있어서, 상기 방전 회로는,
    제 1 단을 통해 상기 입력 전압의 변환 전압을 공급 받고, 제 2 단은 상기 제 1 스위칭 소자에 연결되고 제 3 단은 그라운드에 연결되는 정전압 회로를 더 포함하고,
    상기 제 1 스위칭 소자는, NPN 트랜지스터이고,
    상기 NPN 트랜지스터의 에미터는 구동 전압에 연결되고,
    상기 NPN 트랜지스터의 베이스는 제 1 저항을 거쳐 상기 구동 전압을 공급받고,
    상기 NPN 트랜지스터의 콜렉터는 제 2 저항을 거쳐 상기 그라운드에 연결되고
    상기 입력 전압의 변환 전압이 상기 정전압 회로의 기준 전압 이상이면, 상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단이 단락 되고,
    상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단이 단락 되면, 상기 NPN 트랜지스터는, 턴 온 되도록 마련된 전력 변환 장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 방전 회로는,
    상기 입력 전압을 분배하는 상기 정전압 회로에 의하여 감지 가능한 범위에 속하도록 분배하는 분배 회로를 더 포함하고,
    상기 정전압 회로의 제 1 단은,
    상기 분배 회로에 의하여 분배된 전압을 입력 받고,
    상기 분배된 전압이 상기 정전압 회로의 기준 전압 이상이면, 상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단이 단락 되도록 마련된 전력 변환 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 입력 전압의 변환 전압이 상기 정전압 회로의 기준 전압 미만이면, 상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단은, 개방되고,
    상기 정전압 회로의 제 2 단과 상기 정전압 회로의 제 3 단이 개방되면, 상기 NPN 트랜지스터는, 턴 오프 되도록 마련된 전력 변환 장치.
  11. 교류 전력을 정류하는 정류 장치; 및
    상기 정류된 교류 전력을 입력 받아, 역률 보상 및 승압한 결과 전력을 출력하는 전력 변환 장치를 포함하고,
    상기 전력 변환 장치는,
    정류된 교류 전력을 입력 받는 입력 단;
    상기 입력 단을 통한 입력 전력을 승압 및 역률 보상하는 능동 역률 보상 회로; 상기 능동 역률 보상 회로는, 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되고 턴 온 시간에 대응하도록 입력 전력 중 입력 전압을 승압시키는 스위칭 소자를 포함하고,
    상기 능동 역률 보상 회로의 출력에 연결된 출력 단;
    상기 출력 단의 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 비교 결과에 따라 크기가 다른 신호를 출력하는 비교기;
    상기 비교기의 출력 신호에 따라 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 조절하는 제어 회로; 및
    상기 입력 단과 상기 비교기의 출력 사이에 전기적으로 연결되고, 상기 입력 전압이 제 1 지정된 전압 이상임을 검출하면, 상기 비교기의 출력을 방전하는 방전 회로를 포함하는 교류 직류 변환 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치의 출력을 부하 회로의 구동 전압 크기에 대응하도록 하향 크기 변환하는 직류 변환 회로
    를 더 포함하는 교류 직류 변환 장치.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 방전 회로는,
    지정된 기간(period) 동안 상기 비교기의 출력을 방전하도록 마련된 류 직류 변환 장치.
  14. 제 11 항에 있어서, 상기 방전 회로는,
    상기 입력 전압이 상기 제 1 지정된 전압 이상이면, 턴 온 되는 제 1 스위칭 소자; 및
    상기 제 1 스위칭 소자의 출력과 상기 비교기의 출력 사이에 연결되고, 턴 온 되면, 상기 비교기의 출력이 그라운드로 방전되도록 하는 제 2 스위칭 소자
    를 포함하는 교류 직류 변환 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    제 1 단은 상기 제 1 스위칭 소자의 출력에 전기적으로 연결되고, 제 2 단은 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에 전기적으로 연결되는 컨덴서; 및
    제 1 단은 상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에 전기적으로 연결되고, 제 2 단은 그라운드에 전기적으로 연결되는 저항을 더 포함하고,
    상기 제 2 스위칭 소자의 제어 단에는,
    상기 제 1 스위칭 소자가 턴 온 되는 시점으로부터 지정된 기간 동안 상기 컨덴서를 통과한 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되고,
    상기 제 2 스위칭 소자는,
    상기 제어 단에 상기 제 2 지정된 전압 이상의 전압이 인가되는 동안 턴 온 되도록 마련된 교류 직류 변환 장치.
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