WO2013162299A1 - 역률이 보정되는 스위칭형 전원장치 및 제어회로 - Google Patents

역률이 보정되는 스위칭형 전원장치 및 제어회로 Download PDF

Info

Publication number
WO2013162299A1
WO2013162299A1 PCT/KR2013/003558 KR2013003558W WO2013162299A1 WO 2013162299 A1 WO2013162299 A1 WO 2013162299A1 KR 2013003558 W KR2013003558 W KR 2013003558W WO 2013162299 A1 WO2013162299 A1 WO 2013162299A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching
voltage
power
current
power supply
Prior art date
Application number
PCT/KR2013/003558
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
박찬웅
Original Assignee
Park Chan Woong
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from KR1020130040318A external-priority patent/KR20130121016A/ko
Application filed by Park Chan Woong filed Critical Park Chan Woong
Publication of WO2013162299A1 publication Critical patent/WO2013162299A1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power supply and a control circuit for high quality LED lighting having a first power conversion section for correcting the power factor and a second power conversion section for supplying a stabilized output, in particular feedback from the second power conversion section.
  • Switching type that corrects power factor to obtain high power factor, low harmonic distortion, and precise stabilization of output voltage and current by a simple structure control circuit that opens and closes the first power converter and the second power converter by the same drive output. It relates to a power supply device and a control circuit.
  • High quality LED lighting power supply requires high power factor and low Harmonic Distortion of the input current of the power supply and precisely controlled output current.
  • the conventional power supply apparatus has a first power converter having a power factor correction function and a second power converter for supplying an output voltage and a current stabilized to a target value from the voltage obtained by the first power converter.
  • a first power conversion unit and a second power conversion unit each include an independent control circuit, a switching element, and a magnetic energy transfer element. Therefore, the conventional power supply device has a disadvantage in that the structure is complicated and large, and the cost is high.
  • FIG. 1 shows a conventional LED lighting power supply having two power converters and two control circuits.
  • the AC input voltage applied to the power supply device is rectified by the bridge diode 10, and the pulsating voltage is obtained in the filter capacitor 11.
  • the rectified voltage is applied to the input terminal 141 of the power factor correction control unit 14.
  • the power factor correction controller 14 controls the switching element 12 to be opened and closed through the output terminal 143 so that the average current whose power factor is corrected in response to the rectified voltage waveform is applied to the first power converter 101.
  • Energy accumulated in the inductor 25 during the period in which the switching element 12 is conducted is discharged through the diode 26 during the period in which the switching element 12 is interrupted, so that the capacitor 27 obtains a voltage higher than the input voltage. .
  • the voltage of the capacitor 27 changes depending on the magnitude of the input voltage and is an unstable voltage.
  • the second power converter 102 is typically composed of a transformer 28 having an input winding 281, an output winding 282, and a feedback winding 283, an output rectifying diode 29, and an output capacitor 30.
  • Information on the voltage and current supplied to the load 31 is drawn out through the feedback winding 283, divided by the resistor 50 and the resistor 51, and applied to the control input 151 of the output control unit 15.
  • the output controller 15 controls the switching frequency and the conduction time of the switching element 13 to maintain the voltage and current supplied to the load 31 at the target value.
  • the input voltage of the first power converter 101 is rectified pulse flow.
  • the power factor correction controller 14 changes the switching frequency and the conduction time of the switching element 12 in correspondence with the waveform of the input voltage at each instant to match the average value of the current flowing through the inductor 25 with the input voltage waveform. That is, when a low input voltage is input, the switching frequency is low and the conduction time is long.
  • the second power conversion unit 102 is inputted to the voltage of the capacitor 27 of the first power conversion unit 101 which is not stabilized but does not change very much with time. Therefore, the output control unit 15 does not significantly change the switching frequency and the conduction time of the switching element 13 to supply voltage and current to the LED load 31 having a fixed value.
  • control method for power factor correction and the control device for stabilizing the output voltage and the current must be provided independently, and the switching devices must be provided, respectively, so that the circuit becomes complicated, large, and expensive. That is, the prior art, which required two independent control units and two switching elements, has the disadvantages of complicated and large circuits and increased costs.
  • An object of the present invention is to solve these drawbacks of the prior art, by a control circuit of a simple structure for opening and closing the first power conversion unit and the second power conversion unit to the same drive output by feedback from the second power conversion unit.
  • High power factor, low harmonic distortion, and precise output voltage and current stabilization provide a power factor corrected switching power supply and control circuit that makes the circuit simpler, smaller, and cost-effective.
  • a switching type power supply device for achieving the above object is a switching type power supply device having a power factor correction function having a first voltage terminal and a second voltage terminal, and a rectification input to the first voltage terminal and the second voltage terminal.
  • a first power converter configured to output an unstable DC voltage by flowing an average input current of a waveform whose power factor is corrected in response to the alternating current input voltage, and an unstabilized DC voltage output from the first power converter;
  • a second power converter for outputting a stabilized voltage and current, a switching element for controlling the flow of current in the first power converter and the second power converter, and feedback from the second power converter.
  • a control unit for controlling a switching period and a conduction time of the switching element corresponding to the output of the first power converter and the output of the second power converter; And that in response to feedback from the portion to be simultaneously controlled by the switching frequency and the conduction time of the switching element provided by the control unit to one aspect.
  • a switching power supply for achieving the above object is a switching power supply having a first voltage terminal and a second voltage terminal having a power factor correction function, which is input to the first voltage terminal and the second voltage terminal.
  • a first power conversion unit for outputting an unstable DC voltage by allowing an average input current of a waveform whose power factor is corrected to correspond to the rectified AC input voltage, and a first switching for controlling the flow of current in the first power conversion unit;
  • An element, a second power converter configured to output a stabilized voltage and a current by inputting an unstabilized DC voltage output from the first power converter, and a second to control the flow of current in the second power converter;
  • control circuit of the switching type power supply device for achieving the above object corresponds to a rectified AC input voltage input to the first voltage terminal, the second voltage terminal, the first voltage terminal and the second voltage terminal.
  • the first power converter outputs an unstable DC voltage by flowing the average input current of the waveform whose power factor is corrected, and the voltage stabilized by using the unstabilized DC voltage output from the first power converter.
  • a control circuit for use in a switched power supply comprising a second power conversion unit for outputting a current, and at least one switching element for controlling the current flow of the first power conversion unit and the second power conversion unit, the at least one Simultaneously conducting a switching element for a set maximum conduction time, or flowing through the first power converting unit or the second power converting unit before reaching the maximum conduction time.
  • the peak value of the current exceeds the set value, all of the one or more switching devices are turned off until the next switching period starts, and in the normal operating state, the switching period and the switching period in which the one or more switching devices are opened and closed are controlled.
  • the set limit value of the current flowing through the second power converter may correspond to the feedback from the second power converter.
  • the present invention provides a high power factor, low harmonic distortion, and sophisticated output voltage by a simple structure control circuit that opens and closes the first power converter and the second power converter with the same drive output by feedback from the second power converter.
  • Gaining current stabilization provides the advantage of simplified circuitry, miniaturization, and cost savings over previous technologies that had two independent controls.
  • 1 is a conventional LED lighting power supply having two power converters and two control circuits;
  • FIG. 7 is a view showing an embodiment of a control unit according to the present invention.
  • FIG. 2 shows one embodiment of a switched power supply according to the invention.
  • the rectifier 10, the capacitor 11, and the second power converter 102 are the same as in FIG. 1.
  • the power supply device of FIG. 2 uses the first power conversion unit 103 and the output voltage of the first power conversion unit 103 configured as a Buck-Boost method to output the stabilized output voltage and current to the load 31.
  • the second power converter 102 to supply, the control unit 34 for opening and closing the switching element 16 in response to the feedback signal from the second power converter 102, and the first power converter 103 And a switching element 16 that controls the flow of current in the second power conversion unit 102.
  • the diode 32 is for preventing the reverse flow to block the voltage of the capacitor 27a from discharging through the inductor 25a during the period in which the switching element 16 is off.
  • the diode 33 is for preventing the reverse flow to block the current of the inductor 25a from flowing through the input winding 281 of the transformer 28 during the period in which the switching element 16 is turned off.
  • the voltage of the feedback winding 283 of the transformer 28 is applied to the control input 341 of the controller 34 through the resistor 50 and the resistor 51.
  • the control part 34 detects the voltage of the capacitor 27a from the voltage of the "negative” applied to the control input 341 during the period in which the switching element 16 is conducting, and controls the control even after repeating a predetermined switching cycle after starting. If the voltage of the "negative” applied to the input 341 is lower than the set lower limit value, it is determined as a failure and the switching operation is stopped for a predetermined time or continuously. In addition, when the voltage of the "negative” applied to the control input 341 is higher than the set upper limit value, it is also determined to be a failure to stop the switching operation for a predetermined time or continuously.
  • the control unit 34 detects the information of the flyback period and the information of the output voltage supplied to the load 31 from the "positive" voltage applied to the control input 341 in the period in which the switching element 16 is cut off.
  • control unit 34 When power is applied to the power supply and starts to be started, the control unit 34 conducts the switching element 16 for a maximum conduction time set in every switching period during the output voltage rising.
  • the controller 34 controls the first voltage of the controller 34 to decrease the current flowing through the inductor 25a by the first current detection resistor 35 before the switching element 16 reaches the maximum conduction time.
  • the voltage which reaches the limit value of the current limit input 344a or which the current which flows through the input winding 281 of the transformer 28 falls by the 2nd current detection resistor 36 is the 2nd current limit input of the control part 34 (
  • the limit of 345a is reached, the switching element 16 is cut off until the next switching cycle starts, so that the current flowing in the inductor 25a and the current flowing in the input winding 281 of the transformer 28 exceed the set values. Restrict it from flowing.
  • the current flowing in the inductor 25a during the period in which the power supply starts to start and the output voltage rises is set so that a value of 20% to 50% higher than the current for the rated output flows. Accordingly, the voltage of the capacitor 27a is smoothly increased.
  • the controller 34 detects a flyback period for supplying energy through the output winding 282 of the transformer 28 from the voltage of the feedback winding 283 of the transformer 28 applied to the control input 341, If the ratio of the flyback period in one switching period exceeds the set value (for example, 50%), the switching period is extended to fix the ratio of the flyback period.
  • the set value for example, 50%
  • the peak value of the current of the input winding 281 of the transformer 28 reaching during the period in which the switching element 16 is conducted is also increased. It gradually rises, the time taken for the energy stored in the transformer 28 to be released gradually becomes longer, and the flyback period becomes longer, and the period that the flyback period of the transformer 28 occupies in one switching period becomes longer. After the ratio of the flyback period of the transformer 28 in one switching period reaches a set value, as the voltage of the capacitor 27a increases, the ratio of the flyback period of the transformer 28 in one switching period is set. In order to keep the value, the switching period becomes longer and longer.
  • the control unit 34 switches the next switching period.
  • the switching element 16 is blocked until the start of operation.
  • the controller 34 reduces the set value and switching frequency of the second current limit input 345a to reduce the amount of energy supplied during one period.
  • the conduction time of the switching element 16 is determined by the time it takes for the current of the input winding 281 of the transformer 28 to reach the limit value, and the output current supplied to the LED which is the load 31 is determined by the transformer 28.
  • the constant current value is maintained by limiting the current of the input winding 281 and maintaining the ratio of the period occupied by the flyback period of the transformer 28 in one switching period.
  • the conduction time of the switching device 16 should be reduced by 10% to supply the same power as before the first power conversion unit 103 and the second power conversion unit 102.
  • the output voltage of the first power converter 103 that is, the voltage of the capacitor 27a rises by 10%
  • the time taken for the second current limiting input 345a to reach the limit is shortened by 10%. The time is reduced by 10%.
  • the voltage of the capacitor 27a in the normal stable state also increases or decreases in proportion to the AC input voltage.
  • the controller 34 drives the switching element 16 with a fixed maximum conduction time for every switching period even if the switching element 16 is cut off earlier than the set conduction time due to current limitation.
  • the switching element 16 may be turned off until the next cycle starts.
  • the switching element 16 in the state of normal load, the switching element 16 is interrupted for only the time it takes for the current flowing through the input winding 281 of the transformer 28 to reach the limit every cycle, the capacitor 27a The switching period changes because the time taken to reach the limit depends on the ripple voltage of.
  • the ripple voltage of the capacitor 27a is small, the conduction time of the switching element 16 does not change significantly, so the current applied through the inductor 25a flows in proportion to the waveform of the rectified AC input voltage, so that the power factor is corrected. Also, low harmonic distortion can be obtained.
  • control unit 34 is a set value of the maximum conduction time of the next period corresponding to the length of the interruption time that is cut off early, whenever the switching element 16 is cut off earlier than the set maximum conduction time by the current limit. It can be configured to shorten and to gradually increase the set value of the conduction time with a sufficiently long time constant if the current limit does not occur during the set value of the conduction time.
  • the conduction time of the switching element 16 in the state of normal load is determined by the maximum conduction time adjusted in correspondence with the length of time interrupted earlier than the set maximum conduction time, which affects the ripple voltage of the capacitor 27a. Since the current applied through the inductor 25a flows in proportion to the waveform of the rectified AC input voltage, the power factor is very high and the harmonic distortion is sufficiently low.
  • FIG 3 shows another embodiment of a switched power supply according to the invention.
  • the first power converter 104 includes a flyback converter composed of a transformer 25b having an input winding 251 and an output winding 252, a diode 26b, and a capacitor 27b. It is different from the one configured with the buck-boost converter, and the operation principle is the same as that of FIG.
  • FIG. 4 shows another embodiment of a switched power supply according to the invention.
  • the first power converter 105 includes a boost converter by an inductor 25c, a diode 26c, and a capacitor 27c.
  • the energy of the inductor 25c is maintained even while the switching element 16 is blocked.
  • discharge current flows from the input to the inductor 25c. Therefore, the average value of the input current has a distorted value different from the waveform of the input voltage. However, it may be used in such a configuration when the distortion of the input current is obtained within an allowable value.
  • the present invention drives one switching element by one control output corresponding to the feedback from the second power converter to correct the power factor by the first power converter and to control the input current with low harmonic distortion to flow.
  • the present invention drives one switching element by one control output corresponding to the feedback from the second power converter to correct the power factor by the first power converter and to control the input current with low harmonic distortion to flow.
  • Figure 5 shows another embodiment of a switched power supply according to the present invention.
  • the power supply device of FIG. 5 uses the first power converter 106 and the output voltage of the first power converter 106 configured in the Buck-Boost method as inputs to stabilize the output voltage and current to the load 31. Controls the flow of the current of the second power converter 102, the first switching device 17 for controlling the flow of the current of the first power converter 106, and the second power converter 102 to supply A second switching element 18 and a control unit 34 for opening and closing the first switching element 17 and the second switching element 18 in response to a feedback signal from the second power converter 102. do.
  • the diode 262d is for blocking the rectified " + " input voltage terminal and the "-" voltage terminal of the capacitor 27d during the period in which the second switching element 18 is conducting. 262d is to cut off between the "-" voltage terminal of the capacitor 27d and the rectified "-" input voltage terminal during the energy dissipation period of the inductor 25d through which 262d is conducted.
  • the controller 34 simultaneously drives the first switching element 17 and the second switching element 18 by the driving output 343.
  • the controller 34 may separately drive the first switching element 17 and the second switching element 18 by the first driving output 343a and the second driving output 343b as shown in FIG. 6.
  • the switching frequency and the conduction time of the first drive output 343a and the second drive output 343b are the same.
  • the current of the inductor 25d of the first power conversion unit 106 is detected and limited by the first current detection resistor 39, and the second power conversion unit 102 is detected by the second current detection resistor 40.
  • the current flowing through the input winding 281 of the transformer 28 is detected and limited.
  • the time during which the first switching element 17 is turned on every cycle while starting the start and the voltage of the capacitor 27d rises is the set maximum conduction time or the current flowing through the first switching element 17. Is the time it takes to reach the limit. If the voltage of the capacitor 27d rises further, the peak value of the current flowing through the second switching element 18 also increases during the time when the second switching element 18 is conducted, and the transformer 28 of the transformer 28 in one switching period is increased. If the ratio occupied by the flyback period exceeds the set value, the controller 34 lowers the switching frequency. If the current flowing through the second switching element 18 first reaches the limit before the voltage of the capacitor 27d rises further until the current of the first switching element 17 reaches the limit, until the next switching cycle starts. Both the first switching element 17 and the second switching element 18 are blocked.
  • the conduction time of the first switching element 17 and the second switching element 18 becomes shorter, so that the amount of energy supplied to the capacitor 27d decreases, thereby reducing the amount of energy supplied to the capacitor 27d.
  • the rate of rise of the voltage slows down.
  • FIG. 6 illustrates another example in which the first power converter 107 is configured as a flyback converter.
  • the present invention drives two switching elements by one control output corresponding to the feedback from the second power conversion unit to correct the power factor by the first power conversion unit and flows an input current having low harmonic distortion.
  • the control unit is further compared with the conventional technology that required two independent control outputs and two independent switching elements by performing an operation of precisely stabilizing the output voltage and the current by the second power converter. Simple configuration has the advantage of being able to reduce costs.
  • FIG. 7 shows one embodiment of a control unit 34 in accordance with the present invention.
  • the supply unit 500 supplies power required for each unit of the control unit 34.
  • the oscillator 501 generates a switching frequency to output a clock pulse, and the conduction time controller 502 outputs a maximum conduction time set for each switching period.
  • the driver 503 drives the first switching element 17 by the first driving output 343a and the second switching element 18 by the second driving output 343b during the input conduction time.
  • the driving unit 503 outputs the first driving output 343a and the second driving output 343b as a driving output 343 in which the first driving output 343a and the second driving output 343b are combined to drive the first switching element 17 and the second switching element 18 at the same time. You can also
  • Information of the current flowing through the first switching element 17 is applied to the first current limiting input 344 and information of the current flowing through the second switching element 18 is applied to the second current limiting input 345. . If an input exceeding the set value is applied to the first current limit input 344 or the second current limit input 345 within the conduction time set and output by the conduction time controller 502 for each switching period, the driver 503 Both the first switching element 17 and the second switching element 18 are blocked until the next cycle starts. The driver 503 also transmits information on the remaining disconnection time to the conduction time controller 502.
  • the conduction time control unit 502 sets the maximum conduction time of the next period shortly in response to the transmitted information when information on the remaining conduction time blocked from the driver 503 is applied, and the remaining conduction time blocked from the drive unit 503. If no information is given, the maximum conduction time of the next cycle is gradually increased with sufficient time constant for each cycle.
  • the flyback rate controller 504 controls the oscillation frequency of the oscillator 501 so that the ratio of the flyback period of the transformer 28 in the switching period does not exceed a set value. If the output voltage controller 505 analyzes the information of the output voltage and is higher than the set value, the output voltage controller 505 lowers the set value of the second current limit input 345 by the second current limit setter 506 or decreases the oscillation frequency of the oscillator 501. Lower.
  • control unit uses the driving signal obtained by the feedback from the second power conversion unit 102 to the first power conversion unit 101, or 103, or 104, or 105, or 106 and the second power conversion unit.
  • the construction cost of the controller can be significantly lowered and the cost of the switching element can be reduced.

Abstract

본 발명은 역률보정 기능을 가지는 스위칭형 전원장치 및 제어회로에 관한 것으로, 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하는 스위칭 주기와 도통시간으로 1 개 혹은 2 개의 스위칭소자를 개폐 제어하여 제1전력변환부에 의해 역률을 보정하여 Harmonic distortion이 낮은 입력전류가 흐르도록 하고, 동시에 제2전력변환부에 의해 출력 전압 및 전류를 안정화시키는 동작을 수행하게 함으로써, 2개의 독립된 제어출력과 2개의 독립된 스위칭소자를 필요로 했던 종래의 기술에 비해 훨씬 간단하고 소형화되고 원가가 절감되는 장점을 제공하는 것이다.

Description

역률이 보정되는 스위칭형 전원장치 및 제어회로
본 발명은 역률을 보정하는 제1전력변환부와 안정화된 출력을 공급하는 제2전력변환부를 갖는 고 품질의 LED 조명을 위한 전원장치와 제어회로에 관한 것으로, 특히 제2전력변환부로부터의 피드백에 의해 제1전력변환부와 제2전력변환부를 동일한 구동출력으로 개폐 제어하는 간단한 구조의 제어회로에 의해 고 역률, 낮은 Harmonic Distortion 그리고 정교한 출력 전압 및 전류의 안정화를 얻기 위한 역률이 보정되는 스위칭형 전원장치 및 제어회로에 관한 것이다.
고 품질의 LED 조명용 전원 장치는, 전원장치의 입력전류가 고 역률 및 낮은 Harmonic Distortion이 요구되며, 출력 전류가 정교하게 제어되는 특성이 요구된다.
이러한 요구를 만족시키기 위해, 종래의 전원장치는 역률을 보정하는 기능을 갖는 제1전력변환부와 제1전력변환부에서 얻어진 전압으로부터 목표값으로 안정화시킨 출력전압 및 전류를 공급하는 제2전력변환부를 가지며, 제1전력변환부와 제2전력변환부는 각각 독립된 제어회로와 스위칭 소자와 자기에너지 전달소자를 포함한다. 따라서, 종래의 전원장치는 구조가 복잡하여 대형화되고 원가가 높아지는 단점을 가졌다.
종래의 기술을 간략히 설명하면 다음과 같다.
도 1은 2개의 전력변환부와 2개의 제어회로를 갖는 종전의 LED 조명용 전원장치를 보인다.
도 1에 있어서, 전원장치에 인가되는 교류 입력전압은 브리지다이오드(10)에 의해 정류되고 필터캐패시터(11)에 맥류전압이 얻어진다. 정류된 전압은 역률보정제어부(14)의 입력단자(141)에 인가된다. 역률보정제어부(14)는 정류된 전압파형에 대응하여 역률이 보정된 평균 전류가 제1전력변환부(101)로 인가되도록 출력단자(143)을 통해 스위칭소자(12)를 개폐 제어한다. 스위칭소자(12)가 도통된 기간 동안 인덕터(25)에 축적된 에너지는 스위칭소자(12)가 차단된 기간 동안 다이오드(26)를 통해 방출되어 캐패시터(27)에는 입력전압보다 높은 전압이 얻어진다. 캐패시터(27)의 전압은 입력전압의 크기에 따라 변화하며, 안정화 되지 않은 전압이다.
제2전력변환부(102)는 통상 입력권선(281)과 출력권선(282)과 피드백권선(283)을 갖는 트랜스포머(28)와 출력 정류다이오드(29)와 출력 캐패시터(30)로 구성된다. 부하(31)에 공급되는 전압 및 전류의 정보는 피드백권선(283)을 통해 인출되고 저항(50)과 저항(51)에 의해 분압되어 출력제어부(15)의 제어입력(151)에 인가된다. 출력제어부(15)는 부하(31)에 공급되는 전압 및 전류가 목표치에 유지하도록 스위칭소자(13)의 스위칭 주파수 및 도통시간을 제어한다.
제1전력변환부(101)의 입력전압은 정류된 맥류이다. 역률보정제어부(14)는 인덕터(25)에 흐르는 전류의 평균치를 입력전압 파형과 일치시키기 위해 매 순간의 입력전압의 파형에 대응하여 스위칭소자(12)의 스위칭주파수와 도통시간을 변화시킨다. 즉, 낮은 입력전압이 들어올 때는 스위칭주파수가 낮고 도통 시간은 길어진다. 그런데, 제2전력변환부(102)는 안정화 되지는 않았지만 시간에 따라 그다지 변동하지 않는 제1전력변환부(101)의 캐패시터(27)의 전압을 입력으로 한다. 따라서 출력제어부(15)는 고정된 값을 갖는 LED 부하(31)에 전압과 전류를 공급하기 위해 스위칭소자(13)의 스위칭주파수와 도통시간을 크게 변동시키지 않는다.
이와같이 종전의 방식은 역률보정을 위한 제어부와 출력전압 및 전류를 안정화시키는 제어부를 각각 독립적으로 구비하여야 하며, 스위칭소자도 각각 구비하여야 하므로 회로가 복잡해지고 대형화되고 원가가 상승하는 단점이 있었다. 즉, 2개의 독립된 제어부와 2개의 스위칭소자를 필요로 했던 종래의 기술은 회로가 복잡하고 대형화 되고 원가가 상승하는 단점을 가진다.
본 발명의 목적은 종래의 이러한 단점들을 해결하기 위한 것으로, 제2전력변환부로부터의 피드백에 의해 제1전력변환부와 제2전력변환부를 동일한 구동출력으로 개폐 제어하는 간단한 구조의 제어회로에 의해 고 역률, 낮은 Harmonic Distortion 그리고 정교한 출력 전압 및 전류의 안정화를 얻게 함으로써, 회로가 간단해지고 소형화되고 원가가 절감되는 장점을 갖도록 해주는 역률이 보정되는 스위칭 전원장치 및 제어회로를 제공하는 데 있다.
상술한 목적을 달성하기 위한 스위칭형 전원장치는, 제1전압단자와 제2전압단자를 가지며 역률보정 기능을 가지는 스위칭형 전원장치로서, 상기 제1전압단자와 상기 제2전압단자에 입력되는 정류된 교류입력전압에 대응하여 역률이 보정된 파형의 평균 입력전류가 흐르게 하여 안정화되지 않은 DC 전압을 출력하는 제1전력변환부와, 상기 제1전력변환부로부터 출력되는 안정화되지 않은 DC전압을 입력으로하여 안정화된 전압 및 전류를 출력하는 제2전력변환부와, 상기 제1전력변환부와 상기 제2전력변환부의 전류의 흐름을 제어하는 스위칭소자와, 및 상기 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하여 상기 스위칭소자의 스위칭주기와 도통시간을 제어하는 제어부를 포함하되, 상기 제1전력변환부의 출력과 상기 제2전력변환부의 출력은 상기 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하여 상기 제어부에 의해 제공되는 상기 스위칭소자의 스위칭주기와 도통시간에 의해 동시에 제어되는 것을 일 특징으로 한다.
또한 상술한 목적을 달성하기 위한 스위칭형 전원장치는, 제1전압단자와 제2전압단자를 가지며 역률보정 기능을 가지는 스위칭형 전원장치로서, 상기 제1전압단자와 상기 제2전압단자에 입력되는 정류된 교류입력전압에 대응하여 역률이 보정된 파형의 평균 입력전류가 흐르게 하여 안정화되지 않은 DC 전압을 출력하는 제1전력변환부와, 상기 제1전력변환부의 전류의 흐름을 제어하는 제1스위칭소자와, 상기 제1전력변환부로부터 출력되는 안정화되지 않은 DC전압을 입력으로하여 안정화된 전압 및 전류를 출력하는 제2전력변환부와, 상기 제2전력변환부의 전류의 흐름을 제어하는 제2스위칭소자와, 그리고 상기 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하여 상기 제1스위칭소자와 상기 제2스위칭소자를 동일한 개폐 주기와 도통시간으로 구동시키는 제어부를 포함하는 것을 다른 특징으로 한다.
또한 상술한 목적을 달성하기 위한 스위칭형 전원장치의 제어회로는, 제1전압단자와, 제2전압단자와, 상기 제1전압단자와 상기 제2전압단자에 입력되는 정류된 교류입력전압에 대응하여 역률이 보정된 파형의 평균 입력전류가 흐르게 하여 안정화되지 않은 DC 전압을 출력하는 제1전력변환부와, 상기 제1전력변환부로부터 출력되는 안정화되지 않은 DC전압을 입력으로하여 안정화된 전압 및 전류를 출력하는 제2전력변환부와, 상기 제1전력변환부와 상기 제2전력변환부의 전류 흐름을 제어하는 하나 이상의 스위칭소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 제어회로로서, 상기 하나 이상의 스위칭소자를 설정된 최대 도통시간 동안 동시에 도통시키거나, 최대 도통시간에 도달하기 이전에 상기 제1전력변환부나 상기 제2전력변환부를 통해 흐르는 어느 한 전류의 피크값이 설정된 값을 초과하면 다음 스위칭 주기가 시작할 때까지 상기 하나 이상의 스위칭소자를 모두 오프(off)시키며, 정상 동작 상태에서 상기 하나 이상의 스위칭소자가 개폐 제어되는 스위칭 주기와 상기 제2전력변환부를 통해 흐르는 전류의 설정된 제한값이 상기 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응됨을 특징으로 한다.
본 발명은, 제2전력변환부로부터의 피드백에 의해 제1전력변환부와 제2전력변환부를 동일한 구동출력으로 개폐 제어하는 간단한 구조의 제어회로에 의해 고 역률, 낮은 Harmonic Distortion 그리고 정교한 출력 전압 및 전류의 안정화를 얻게 함으로써, 2개의 독립된 제어부를 갖던 종전의 기술에 비해 회로가 간단해지고 소형화되고 원가가 절감되는 장점을 제공한다.
도 1은 2개의 전력변환부와 2개의 제어회로를 갖는 종전의 LED 조명용 전원장치;
도 2는 본 발명에 따르는 스위칭형 전원장치의 일 실시예를 나타낸 도면;
도 3 내지 도 6은 본 발명에 따르는 스위칭형 전원장치의 다른 실시예들을 나타낸 도면; 그리고
도 7은 본 발명에 따르는 제어부의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
[제1실시예]
도 2는 본 발명에 따르는 스위칭형 전원장치의 일 실시예를 보인다.
도 2에 있어서, 정류부(10)과 캐패시터(11)와 제2전력변환부 (102)는 도 1과 동일하다.
도 2의 전원장치는 Buck-Boost 방식으로 구성되는 제1전력변환부(103)와, 제1전력변환부(103)의 출력전압을 입력으로 하여 부하(31)에 안정화된 출력전압 및 전류를 공급하는 제2전력변환부(102)와, 제2전력변환부(102)로부터의 피드백신호에 대응하여 스위칭소자(16)을 개폐 제어하는 제어부(34)와, 제1전력변환부(103)와 제2전력변환부(102)의 전류의 흐름을 제어하는 스위칭소자(16)로 구성된다.
도 2에서, 스위칭소자(16)가 도통할 때 다이오드(32)와 제1전류검출저항(35)를 통해 인덕터(25a)에 전류가 흘러 에너지가 축적된다. 스위칭소자(16)가 차단되는 기간 동안 인덕터(25a)에 축적된 에너지는 다이오드(32)와 다이오드(26a)를 통해 캐패시터(27a)를 충전시키며 방출된다. 캐패시터(27a)의 전압은 다이오드(32)와의 접속점이 "+"이고 다이오드(26a)와의 접속점이 "-"이다. 또한, 스위칭소자(16)가 도통된 기간 동안 캐패시터(27a)의 전압은 스위칭소자(16)와 제2전류검출저항(36)을 경유하여 트랜스포머(28)의 입력권선(281)에 인가되어 전류가 흐르게 되고 에너지가 축적된다. 스위칭소자(16)가 차단된 기간 동안 트랜스포머(28)에 축적된 에너지는 출력권선(282)과 다이오드(29)를 통해 캐패시터(30)를 충전하며 방출된다.
다이오드(32)는 스위칭소자(16)가 오프(off)되어 있는 기간 동안 캐패시터(27a)의 전압이 인덕터(25a)를 통해 방전하지 못하도록 차단하기 위한 역류 방지용이다. 또한 다이오드(33)은 스위칭소자(16)가 오프(off)되어 있는 기간 동안 인덕터(25a)의 전류가 트랜스포머(28)의 입력권선(281)을 통해 흐르지 못하도록 차단하기 위한 역류 방지용이다.
저항(50)과 저항(51)을 통해 트랜스포머(28)의 피드백권선(283)의 전압이 제어부(34)의 제어입력(341)으로 인가된다. 제어부(34)는 스위칭소자(16)가 도통되어 있는 기간 동안에 제어입력(341)으로 인가되는 "부"의 전압으로부터 캐패시터(27a)의 전압을 검출하며, 기동 후 정해진 스위칭 사이클을 반복한 후에도 제어입력(341)으로 인가되는 "부"의 전압이 설정된 하한 값 이하이면 고장으로 판단하여 정해진 시간 동안 혹은 지속적으로 스위칭 동작을 중단시킨다. 또한, 제어입력(341)으로 인가되는 "부"의 전압이 설정된 상한 값보다 높아지면 또한 고장으로 판단하여 정해진 시간 동안 혹은 지속적으로 스위칭 동작을 중단시킨다. 제어부(34)는 스위칭소자(16)가 차단된 기간에 제어입력(341)으로 인가되는 "정"의 전압으로부터 플라이백 기간의 정보와 부하(31)에 공급되는 출력전압의 정보를 검출한다.
전원장치에 전원이 인가되어 기동을 시작하면, 출력 전압이 상승하는 기간 동안 제어부(34)는 매 스위칭 주기마다 설정된 최대 도통 시간 동안 스위칭소자(16)을 도통시킨다.
제어부(34)는 스위칭소자(16)가 도통된 후 최대 도통 시간까지 도달하기 이전에 인덕터(25a)에 흐르는 전류가 제1전류검출저항(35)에서 강하시킨 전압이 제어부(34)의 제1전류제한입력(344a)의 제한치에 도달하거나, 트랜스포머(28)의 입력권선(281)에 흐르는 전류가 제2전류검출저항(36)에서 강하시킨 전압이 제어부(34)의 제2전류제한입력(345a)의 제한치에 도달하면 다음 스위칭 주기가 시작할 때까지 스위칭소자(16)를 차단하여, 인덕터(25a)에 흐르는 전류와 트랜스포머(28)의 입력권선(281)에 흐르는 전류가 설정된 값보다 초과하여 흐르지 못하도록 제한한다.
통상적으로 전원장치가 기동을 시작하여 출력 전압이 상승하는 기간 동안 인덕터(25a)에 흐르는 전류는 정격 출력을 위한 전류보다 20% 내지 50% 정도 더 높은 값이 흐르도록 설정하며, 스위칭 동작의 반복에 따라 원활하게 캐패시터(27a)의 전압이 상승하게 한다.
한편 제어부(34)는 제어입력(341)으로 인가되는 트랜스포머(28)의 피드백권선(283)의 전압으로부터 트랜스포머(28)의 출력권선(282)를 통해 에너지를 공급하는 플라이백 기간을 검출하여, 한 스위칭 주기에서 플라이백 기간이 차지하는 비율이 설정된 값(예를 들어 50%)을 초과하면 스위칭 주기를 길게 하여 플라이백 기간이 차지하는 비율을 고정시킨다.
반복되는 스위칭소자(16)의 개폐에 의해 캐패시터(27a)의 전압이 점차 상승하면 스위칭소자(16)가 도통되어 있는 기간 동안에 도달하는 트랜스포머(28)의 입력권선(281)의 전류의 피크값도 점차 상승하고, 트랜스포머(28)에 축적된 에너지가 방출되는데 걸리는 시간도 점차 길어져 플라이백 기간이 길어지고, 한 스위칭 주기에서 트랜스포머(28)의 플라이백 기간이 차지하는 기간도 점점 길어진다. 한 스위칭 주기에서 트랜스포머(28)의 플라이백 기간이 차지하는 비율이 설정된 값에 도달한 이후에는 캐패시터(27a)의 전압이 상승할 수록 한 스위칭 주기에서 트랜스포머(28)의 플라이백 기간이 차지하는 비율이 설정된 값으로 유지시키기 위해 스위칭 주기가 점점 더 길어진다.
캐패시터(27a)의 전압이 더욱 상승하여 스위칭소자(16)가 도통되어 있는 기간 동안에 트랜스포머(28)의 입력권선(281)으로 흐르는 전류가 설정된 전류제한치에 도달하면, 제어부(34)는 다음 스위칭 주기가 시작할 때까지 스위칭소자(16)를 차단한다.
캐패시터(27a)의 전압이 더욱 상승할수록 스위칭소자(16)가 도통되어 있는 기간 동안에 트랜스포머(28)의 입력권선(281)으로 흐르는 전류가 설정된 전류제한치에 도달하는데 걸리는 시간이 점점 더 짧아지며, 스위칭소자(16)의 도통 시간이 점점 더 짧아지므로 인덕터(25a)에 흐르는 전류의 피크값이 감소하여, 캐패시터(27a)에 공급되는 에너지가 감소한다. 결국, 매 스위칭 주기마다 인덕터(25a)에 흐르는 전류의 피크값에 의해 축적하여 캐패시터(27a)에 공급하는 에너지가 트랜스포머(28)의 입력권선(281)을 통해 인출하는 에너지와 같아질 때 캐패시터(27a)의 전압은 상승을 멈추게 된다.
경부하 시, 캐패시터(30)의 출력전압이 설정된 값보다 높아지면, 제어부(34)는 제2전류제한입력(345a)의 설정치와 스위칭 주파수를 낮추어 한 주기 동안에 공급되는 에너지의 양을 줄인다.
LED가 부하(31)로써 연결되어 있는 경우에 출력전압은 설정된 값보다 낮다. 이때 스위칭소자(16)의 도통시간은 트랜스포머(28)의 입력권선(281)의 전류가 제한치에 도달하는데 걸리는 시간으로 결정되며, 부하(31)인 LED에 공급되는 출력전류는 트랜스포머(28)의 입력권선(281)의 전류의 제한과 한 스위칭 주기에서 트랜스포머(28)의 플라이백 기간이 차지하는 기간의 비율의 유지에 의해 일정한 정전류 값으로 유지된다.
한편, 교류 입력전압이 10% 증가하면 스위칭소자(16)의 도통시간이 10% 줄어야 제1전력변환부(103)과 제2전력변환부(102)가 증가 전과 동일한 전력을 공급하게 되는데, 제1전력변환부(103)의 출력전압 즉, 캐패시터(27a)의 전압이 10% 상승하면 제2전류제한입력(345a)이 제한치에 도달하는 시간이 10% 짧아지므로 스위칭소자(16)의 도통시간이 10% 줄어들게 된다.
즉, 교류 입력전압이 증가하거나 감소하면 정상적인 안정 상태에서의 캐패시터(27a)의 전압도 교류입력전압에 비례하여 증가하거나 감소한다.
제어부(34)는, 일 실시예로써, 전류제한에 의해 스위칭소자(16)를 설정된 도통시간보다 일찍 차단시키더라도 매 스위칭 주기마다 고정된 최대 도통시간으로 스위칭소자(16)를 구동시키며, 인덕터(25a)나 트랜스포머(28)의 입력권선(281)을 통해 흐르는 전류의 피크치가 설정된 제한치를 초과할 때마다 다음 주기가 시작할 때까지 스위칭소자(16)를 오프(off)시키도록 구성할 수 있다. 이 경우, 정상적인 부하의 상태에서 스위칭소자(16)는 매 주기마다 트랜스포머(28)의 입력권선(281)을 통해 흐르는 전류가 제한치에 도달하는데 걸리는 시간 동안만 도통하고는 차단되는데, 캐패시터(27a)의 리플 전압에 따라 제한치에 도달하는데 걸리는 시간이 달라지므로 스위칭 주기가 변화한다. 캐패시터(27a)의 리플 전압이 작다면 스위칭소자(16)의 도통시간도 크게 변하지 않으므로 인덕터(25a)를 통해 인가되는 전류는 정류된 교류입력전압의 파형에 비례하여 흐르게 되어 역률이 높게 보정된다.또한 충분히 낮은 Harmonic distortion을 얻을 수 있다.
제어부(34)는, 다른 일 실시예로써, 전류제한에 의해 스위칭소자(16)를 설정된 최대 도통시간보다 일찍 차단시킬 때마다 일찍 차단시킨 시간의 길이에 대응하여 다음 주기의 최대 도통시간의 설정값을 더 짧게 조정하고, 도통시간의 설정값 동안 전류제한이 일어나지 않으면 도통시간의 설정값을 충분히 긴 시정수를 가지고 점차 증가시키도록 구성할 수 있다. 이 경우, 정상적인 부하의 상태에서 스위칭소자(16)의 도통시간은 설정된 최대 도통시간보다 일찍 차단된 시간의 길이에 대응하여 조정된 최대 도통시간에 의해 결정되는데, 캐패시터(27a)의 리플 전압에 영향을 받지 않으므로 인덕터(25a)를 통해 인가되는 전류는 정류된 교류입력전압의 파형에 더욱 더 비례하여 흐르게 되어 역률이 아주 높게 보정되고, 또한 충분히 낮은 Harmonic distortion을 얻을 수 있다.
도 3은 본 발명에 따르는 스위칭형 전원장치의 다른 실시예를 보인다.
도 3에서 제1전력변환부(104)는 입력권선(251)과 출력권선(252)를 갖는 트랜스포머(25b)와 다이오드(26b)와 캐패시터(27b)에 의해 플라이백 컨버터로 구성된 것이 도 2에서 Buck-boost 컨버터로 구성된 것과의 차이점인데, 동작 원리는 도 2와 마찬가지이다.
도 4는 본 발명에 따르는 스위칭형 전원장치의 또 다른 실시예를 보인다.
도 4에서 제1전력변환부(105)는 인덕터(25c)와 다이오드(26c)와 캐패시터(27c)에 의해 Boost 컨버터로 구성되어 있다. 도 4에서는, 스위칭소자(16)가 차단되어 있는 동안 입력으로부터 전류의 흐름이 차단되는 도 2와 도 3의 경우와 달리, 스위칭소자(16)가 차단되어 있는 동안에도 인덕터(25c)의 에너지가 방출되는 동안 입력으로부터 인덕터(25c)로 전류가 흐른다. 따라서 입력전류의 평균치가 입력전압의 파형과는 다른 왜곡된 값을 가진다. 그렇지만, 입력전류의 왜곡이 허용치 이내로 얻어지는 경우 이러한 구성으로 사용될 수도 있다.
이와같이 본 발명은 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하는 1개의 제어출력에 의해 1개의 스위칭소자를 구동시켜 제1전력변환부에 의해 역률을 보정하고 Harmonic distortion이 낮은 입력전류가 흐르도록 제어함과 동시에 제2전력변환부에 의해 출력 전압 및 전류를 안정화시키는 동작을 수행하게 함으로써, 2개의 독립된 제어출력과 2개의 독립된 스위칭소자를 필요로 했던 종래의 기술에 비해 훨씬 간단하고 소형화되고 원가가 절감되는 장점을 가진다.
[제2실시예]
도 5는 본 발명에 따르는 스위칭형 전원장치의 또 다른 실시예를 보인다.
도 5의 전원장치는 Buck-Boost 방식으로 구성되는 제1전력변환부(106)와, 제1전력변환부(106)의 출력전압을 입력으로 하여 부하(31)에 안정화된 출력전압 및 전류를 공급하는 제2전력변환부(102)와, 제1전력변환부(106)의 전류의 흐름을 제어하는 제1스위칭소자(17)와, 제2전력변환부(102)의 전류의 흐름을 제어하는 제2스위칭소자(18)와, 제2전력변환부(102)로부터의 피드백신호에 대응하여 제1스위칭소자(17)와 제2스위칭소자(18)을 개폐 제어하는 제어부(34)로 구성된다.
제1스위칭소자(17)가 도통할 때 제1전류검출저항(39)를 통해 인덕터(25d)에 전류가 흘러 에너지가 축적된다. 스위칭소자(17)가 차단된 기간 동안 인덕터(25d)에 축적된 에너지는 다이오드(261d)와 다이오드(262d)를 통해 캐패시터(27d)를 충전시키며 방출된다. 캐패시터(27d)의 전압은 다이오드(261d)와의 접속점이 "+"이고 다이오드(262d)와의 접속점이 "-"이다. 또한, 제2스위칭소자(18)가 도통할 때 캐패시터(27d)의 전압은 제2스위칭소자(16)와 제2전류검출저항(40)과 다이오드(33d)를 경유하여 트랜스포머(28)의 입력권선(281)의 양단에 인가되어 전류가 흐르게 되어 에너지를 축적한다. 트랜스포머(28)에 축적된 에너지는 제2스위칭소자(18)가 차단된 기간 동안 출력권선(282)과 다이오드(29)를 통해 캐패시터(30)를 충전하며 방출된다.
다이오드(262d)는 제2스위칭소자(18)가 도통되어 있는 기간 동안 정류된 "+" 입력전압 단자와 캐패시터(27d)의 "-" 전압 단자를 차단시키기 위한 것이며, 다이오드(33d)는 다이오드(262d)가 도통되는 인덕터(25d)의 에너지 방출기간 동안 캐패시터(27d)의 "-" 전압 단자와 정류된 "-" 입력전압 단자의 사이를 차단하기 위한 것이다.
제어부(34)는 구동출력(343)에 의해 제1스위칭소자(17)과 제2스위칭소자(18)을 동시에 구동시킨다. 또는 제어부(34)는 도 6에서 보이는 바와 같이 분리된 제1구동출력(343a)과 제2구동출력(343b)에 의해 제1스위칭소자(17)과 제2스위칭소자(18)를 따로 구동시킬 수도 있는데, 제1구동출력(343a)과 제2구동출력(343b)의 스위칭주파수와 도통시간이 서로 같다.
도 5에서는 제1전류검출저항(39)에 의해 제1전력변환부(106)의 인덕터(25d)전류를 검출하여 제한하고, 제2전류검출저항(40)에 의해 제2전력변환부(102)의 트랜스포머(28)의 입력권선(281)에 흐르는 전류를 검출하여 제한한다.
전원을 인가한 후 정상상태에 도달할 때까지의 도 5에서의 동작은 도 2에서 설명한 것과 비슷하며, 이를 정리하면 다음과 같다.
도 5에서, 기동을 시작하여 캐패시터(27d)의 전압이 상승하는 동안 매 주기마다 제1스위칭소자(17)가 도통되는 시간은 설정된 최대 도통 시간이거나, 혹은 제1스위칭소자(17)에 흐르는 전류가 제한치에 도달하는데 걸리는 시간까지이다. 캐패시터(27d)의 전압이 더 상승하면 제2스위칭소자(18)가 도통하는 시간 동안 제2스위칭소자(18)를 통해 흐르는 전류의 피크값도 따라 증가하고, 한 스위칭 주기에서 트랜스포머(28)의 플라이백 기간이 차지하는 비율이 설정된 값을 초과하면 제어부(34)는 스위칭주파수를 낮춘다. 캐패시터(27d)의 전압이 더욱 상승하여 제1스위칭소자(17)의 전류가 제한치에 도달하기 이전에 제2스위칭소자(18)를 통해 흐르는 전류가 제한치에 먼저 도달하면 다음 스위칭 주기가 시작될 때까지 제1스위칭소자(17)와 제2스위칭소자(18)는 모두 차단된다.
캐패시터(27d)의 전압이 상승할 수록 제1스위칭소자(17)와 제2스위칭소자(18)의 도통시간은 점점 짧아져 캐패시터(27d)에 공급되는 에너지의 양이 감소하여 캐패시터(27d)의 전압의 상승 속도는 둔화된다. 캐패시터(27d)에 공급되는 에너지의 양이 트랜스포머(28)의 입력권선(281)이 인출하는 에너지의 양과 같아질 때 캐패시터(27d)의 전압은 안정된다.
기타 동작은 도 2와 대등하다.
도 6은 제1전력변환부(107)가 플라이백 컨버터로 구성된 또 다른 예이다.
이와같이 본 발명은 필요에 따라 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하는 1개의 제어출력에 의해 2개의 스위칭소자를 구동하여 제1전력변환부에 의해 역률을 보정하고 Harmonic distortion이 낮은 입력전류가 흐르도록 제어함과 동시에 제2전력변환부에 의해 출력 전압 및 전류를 정교하게 안정화시키는 동작을 수행하게 함으로써, 2개의 독립된 제어출력과 2개의 독립된 스위칭소자를 필요로 했던 종래의 기술에 비해 제어부를 더 간단하게 구성하여 원가를 절감할 수 있게 되는 장점을 가진다.
[제3실시예]
도 7은 본 발명에 따르는 제어부(34)의 일 실시예를 보인다.
제어부(34)에 전원이 인가되면 공급부(500)은 제어부(34)의 각 부에 필요한 전원을 공급한다. 발진부(501)은 스위칭주파수를 발생시켜 클럭펄스를 출력하며, 도통시간제어부(502)는 매 스위칭 주기마다 설정된 최대 도통 시간을 출력한다. 구동부(503)은 입력된 도통시간 동안 제1구동출력(343a)에 의해 제1스위칭소자(17)를 구동시키고 제2구동출력(343b)에 의해 제2스위칭소자(18)를 구동시킨다. 혹은 구동부(503)은 제1구동출력(343a)과 제2구동출력(343b)을 하나로 묶은 구동출력(343)으로 출력하여 제1스위칭소자(17)와 제2스위칭소자(18)를 한꺼번에 구동시킬 수도 있다.
제1스위칭소자(17)를 통해 흐르는 전류의 정보는 제1전류제한입력(344)으로 인가되고 제2스위칭소자(18)를 통해 흐르는 전류의 정보는 제2전류제한입력(345)으로 인가된다. 매 스위칭 주기마다 도통시간제어부(502)에서 설정하여 출력하는 도통시간 이내에 제1전류제한입력(344)이나 제2전류제한입력(345)으로 설정치를 초과하는 입력이 인가되면, 구동부(503)는 다음 주기가 시작할 때까지 제1스위칭소자(17)와 제2스위칭소자(18)를 모두 차단시킨다. 구동부(503)는 또한 차단된 나머지 도통시간에 대한 정보를 도통시간제어부(502)에 전달하고. 도통시간제어부(502)는 구동부(503)로부터 차단된 나머지 도통시간에 대한 정보가 인가되면 다음 주기의 최대 도통시간을 전달된 정보에 대응하여 짧게 설정하고, 구동부(503)로부터 차단된 나머지 도통시간에 대한 정보가 인가되지 않으면 다음 주기의 최대 도통시간을 매 주기마다 충분한 시정수를 가지고 서서히 증가시킨다.
"정"의 제어입력(341) 전압을 통해 트랜스포머(28)의 플라이백 기간의 정보와 출력전압의 정보가 검출된다. "부"의 제어입력(341) 전압을 통해 제2전력변환부(102)의 입력전압의 정보가 검출된다. 플라이백비율제어부(504)는 스위칭 주기에서 트랜스포머(28)의 플라이백 기간이 차지하는 비율이 설정된 값을 초과하지 못하도록 발진부(501)의 발진 주파수를 제어한다. 출력전압제어부(505)는 출력전압의 정보를 분석하여 설정된 값보다 높으면 제2전류제한설정부(506)에 의해 제2전류제한입력(345)의 설정치를 낮추거나 발진부(501)의 발진 주파수를 낮춘다.
이와같이 본 발명에 따르는 제어부는 제2전력변환부(102)로부터의 피드백에 의해 얻어진 구동 신호로 제1전력변환부(101, 혹은 103, 혹은 104, 혹은 105, 혹은 106)과 제2전력변환부(102)의 에너지 전달을 한꺼번에 제어하여 출력을 정교하게 제어함으로써, 제어부의 구성 비용을 현저히 낮출 수 있고, 또한 스위칭 소자의 비용을 절감하게 한다.
이상에서 이 발명에 대한 기술 사상을 첨부 도면과 함께 서술하였지만, 이는 이 발명의 가장 양호한 일 실시예를 예시적으로 설명한 것이지 이 발명을 한정하는 것은 아니다.　 또한 이 발명에서 도시하지 않은 이 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자이면 누구나 이 발명의 기술 사상의 범주를 이탈하지 않는 범위 내에서 다양한 변형 및 모방이 가능함은 명백한 사실이다.

Claims (13)

  1. 제1전압단자와 제2전압단자를 가지며 역률보정 기능을 가지는 스위칭형 전원장치에 있어서,
    상기 제1전압단자와 상기 제2전압단자에 입력되는 정류된 교류입력전압에 대응하여 역률이 보정된 파형의 평균 입력전류가 흐르게 하여 안정화되지 않은 DC 전압을 출력하는 제1전력변환부와;
    상기 제1전력변환부로부터 출력되는 안정화되지 않은 DC 전압을 입력으로하여 안정화된 전압 및 전류를 출력하는 제2전력변환부와;
    상기 제1전력변환부와 상기 제2전력변환부의 전류의 흐름을 제어하는 스위칭소자와; 및
    상기 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하여 상기 스위칭소자의 스위칭주기와 도통시간을 제어하는 제어부를 포함하되,
    상기 제1전력변환부의 출력과 상기 제2전력변환부의 출력은 상기 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하여 상기 제어부에 의해 제공되는 상기 스위칭소자의 스위칭주기와 도통시간에 의해 동시에 제어되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  2. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1전력변환부는 Buck boost 방식으로 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  3. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1전력변환부는 플라이백 방식으로 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  4. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1전력변환부는 Boost 방식으로 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  5. 제1전압단자와 제2전압단자를 가지며 역률보정기능을 가지는 스위칭형 전원장치에 있어서,
    상기 제1전압단자와 상기 제2전압단자에 입력되는 정류된 교류입력전압에 대응하여 역률이 보정된 파형의 평균 입력전류가 흐르게 하여 안정화되지 않은 DC 전압을 출력하는 제1전력변환부와;
    상기 제1전력변환부의 전류의 흐름을 제어하는 제1스위칭소자와;
    상기 제1전력변환부로부터 출력되는 안정화되지 않은 DC전압을 입력으로하여 안정화된 전압 및 전류를 출력하는 제2전력변환부와;
    상기 제2전력변환부의 전류의 흐름을 제어하는 제2스위칭소자와; 및
    상기 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응하여 상기 제1스위칭소자와 상기 제2스위칭소자를 동일한 개폐 주기와 도통시간으로 구동시키는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  6. 제5항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1전력변환부는 Buck boost 방식으로 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  7. 제5항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1전력변환부는 플라이백 방식으로 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  8. 제5항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1전력변환부는 Boost 방식으로 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  9. 제1전압단자와, 제2전압단자와, 상기 제1전압단자와 상기 제2전압단자에 입력되는 정류된 교류입력전압에 대응하여 역률이 보정된 파형의 평균 입력전류가 흐르게 하여 안정화되지 않은 DC 전압을 출력하는 제1전력변환부와, 상기 제1전력변환부로부터 출력되는 안정화되지 않은 DC전압을 입력으로하여 안정화된 전압 및 전류를 출력하는 제2전력변환부와, 그리고 상기 제1전력변환부와 상기 제2전력변환부의 전류 흐름을 제어하는 하나 이상의 스위칭소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 제어회로에 있어서,
    상기 하나 이상의 스위칭소자를 설정된 최대 도통시간 동안 동시에 도통시키거나, 최대 도통시간에 도달하기 이전에 상기 제1전력변환부나 상기 제2전력변환부를 통해 흐르는 어느 한 전류의 피크값이 설정된 값을 초과하면 다음 스위칭 주기가 시작할 때까지 상기 하나 이상의 스위칭소자를 모두 오프(off)시키며, 정상 동작 상태에서 상기 하나 이상의 스위칭소자가 개폐 제어되는 스위칭 주기와 상기 제2전력변환부를 통해 흐르는 전류의 제한값의 설정이 상기 제2전력변환부로부터의 피드백에 대응됨을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치의 제어회로.
  10. 제9항의 스위칭형 전원장치의 제어회로에 있어서,
    다음 주기의 상기 하나 이상의 스위칭소자의 최대 도통시간의 설정치는, 이전 주기에서 상기 하나 이상의 스위칭소자가 도통하고 있는 동안 상기 제1전력변환부나 상기 제2전력변환부를 통해 흐르는 어느 한 전류의 피크값이 설정된 값을 초과하여 설정된 최대 도통기간보다 빨리 상기 하나 이상의 스위칭소자를 오프(off)시킨 기간에 대응하여 이전 주기보다 짧게 설정됨을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치의 제어회로.
  11. 제9항의 스위칭형 전원장치의 제어회로에 있어서, 상기 하나 이상의 스위칭소자의 최대 도통시간의 설정치는 고정인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치의 제어회로.
  12. 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항의 스위칭형 전원장치의 제어회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  13. 제1항 내지 제8항과 제12항 중 어느 한 항의 스위칭형 전원장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 제조된 물품.
PCT/KR2013/003558 2012-04-26 2013-04-25 역률이 보정되는 스위칭형 전원장치 및 제어회로 WO2013162299A1 (ko)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20120043936 2012-04-26
KR10-2012-0043936 2012-04-26
KR20120062042 2012-06-11
KR10-2012-0062042 2012-06-11
KR1020130040318A KR20130121016A (ko) 2012-04-26 2013-04-12 역률이 보정되는 스위칭 전원장치 및 제어회로
KR10-2013-0040318 2013-04-12

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013162299A1 true WO2013162299A1 (ko) 2013-10-31

Family

ID=49483517

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2013/003558 WO2013162299A1 (ko) 2012-04-26 2013-04-25 역률이 보정되는 스위칭형 전원장치 및 제어회로

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2013162299A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111934533A (zh) * 2020-07-15 2020-11-13 海信（山东）空调有限公司 倍压整流pfc电路及其控制方法、存储介质和变频空调器
CN111934532A (zh) * 2020-07-15 2020-11-13 海信（山东）空调有限公司 倍压整流pfc电路及其控制方法和变频空调器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100295458A1 (en) * 2009-05-22 2010-11-25 Advanced-Connectek Inc. Ac led module with an improved power factor
KR20110016564A (ko) * 2009-08-12 2011-02-18 엘지이노텍 주식회사 전원공급장치의 역률보상 회로
KR20110030244A (ko) * 2009-09-16 2011-03-23 김대섭 Ｌｅｄ 전원공급 장치
JP2011062043A (ja) * 2009-09-14 2011-03-24 Sanken Electric Co Ltd 力率改善回路及びこれを用いたｌｅｄ照明器具
KR20110132188A (ko) * 2010-05-31 2011-12-07 주식회사 파워넷 역률을 개선한 ｌｅｄ 구동 장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100295458A1 (en) * 2009-05-22 2010-11-25 Advanced-Connectek Inc. Ac led module with an improved power factor
KR20110016564A (ko) * 2009-08-12 2011-02-18 엘지이노텍 주식회사 전원공급장치의 역률보상 회로
JP2011062043A (ja) * 2009-09-14 2011-03-24 Sanken Electric Co Ltd 力率改善回路及びこれを用いたｌｅｄ照明器具
KR20110030244A (ko) * 2009-09-16 2011-03-23 김대섭 Ｌｅｄ 전원공급 장치
KR20110132188A (ko) * 2010-05-31 2011-12-07 주식회사 파워넷 역률을 개선한 ｌｅｄ 구동 장치

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111934533A (zh) * 2020-07-15 2020-11-13 海信（山东）空调有限公司 倍压整流pfc电路及其控制方法、存储介质和变频空调器
CN111934532A (zh) * 2020-07-15 2020-11-13 海信（山东）空调有限公司 倍压整流pfc电路及其控制方法和变频空调器
CN111934532B (zh) * 2020-07-15 2022-02-01 海信（山东）空调有限公司 倍压整流pfc电路及其控制方法和变频空调器
CN111934533B (zh) * 2020-07-15 2022-02-01 海信（山东）空调有限公司 倍压整流pfc电路及其控制方法、存储介质和变频空调器

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8593069B2 (en) Power converter with compensation circuit for adjusting output current provided to a constant load
US8305775B2 (en) Switching power supply device
TWI400989B (zh) 發光二極體驅動電路及其控制器
US8461766B2 (en) Driver circuit with primary side state estimator for inferred output current feedback sensing
TWI589106B (zh) 開關電源及其開關控制器
WO2011108792A1 (ko) Ｌｅｄ 조명 구동 장치
CA2998288C (en) Current ripple sensing controller for a single-stage led driver
US20130188401A1 (en) Capacitor discharging circuit and converter
WO2014196702A1 (ko) 고출력 led 구동회로를 구비한 led 조명장치
WO2016037287A1 (en) High-power single-stage led driver with bipolar ripple cancellation
KR20090055952A (ko) 전력변환장치
CN102545627A (zh) 恒流电源装置
WO2019156401A1 (ko) 전력 변환 장치 및 교류 직류 변환 장치
US11894779B2 (en) Power supply with active power buffer
WO2013162299A1 (ko) 역률이 보정되는 스위칭형 전원장치 및 제어회로
WO2017043756A1 (ko) 역률 보상형 ｌｅｄ 구동장치 및 구동방법
CN213694238U (zh) 用于led灯的驱动电路以及包含该驱动电路的led灯
WO2016050084A1 (zh) Led驱动电路和电子设备
US20190006938A1 (en) Current damping circuit
KR20130121016A (ko) 역률이 보정되는 스위칭 전원장치 및 제어회로
KR101229733B1 (ko) 발광 다이오드용 스위칭 모드 파워 서플라이
WO2022055292A1 (ko) 브릿지리스 역률개선 컨버터
KR101230634B1 (ko) 엘이디 조명용 전원 공급 장치
US20070035282A1 (en) Switch mode power supply and a method for controlling such a power supply
CN116404883B (zh) 一种电源电路及其电源设备

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13782335

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

32PN Ep: public notification in the ep bulletin as address of the adressee cannot be established

Free format text: NOTING OF LOSS OF RIGHTS PURSUANT TO RULE 112(1) EPC

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 13782335

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1