WO2022055292A1 - 브릿지리스 역률개선 컨버터 - Google Patents

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driving
power factor
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정광순
이승민
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엘지이노텍 주식회사
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Definitions

  • the present invention relates to a bridgeless power factor improving converter, and more particularly, to a bridgeless power factor improving converter driven by a small driving power.
  • the phases of the voltage and current do not match due to the rectifying diode and capacitor of the circuit of the converter, and the power factor deteriorates.
  • the power factor can be improved by using a device such as a capacitor. Recently, the current waveform is changed while controlling the current through a converter between the AC power and the load.
  • Power factor can be corrected by controlling the magnitude and phase of current using a full bridge among various topologies.
  • the PFC topology can be applied variously depending on the purpose and purpose, such as a buck converter and a boost converter.
  • the boost power factor improving converter has a limit in securing high efficiency, so a bridgeless power factor improving converter that does not require a bridge diode is used. There is a problem that it cannot be used as it is.
  • the technical problem to be solved by the present invention is to provide a bridgeless power factor improving converter driven with a small driving power.
  • a bridgeless power factor improving converter includes a power input unit receiving power; a first rectifying unit and a second rectifying unit for rectifying the received power; and a power factor improving switch unit connected to the first rectifying unit and the second rectifying unit to improve a power factor according to an on/off operation, wherein the second rectifying unit includes a second upper switch and a second lower switch, and the second The upper switch is connected to the driving power of the power factor improving switch unit to drive it.
  • a first switch driving unit for driving the power factor improving switch unit; a second switch driving unit for driving the second upper switch; and a third switch driving unit for driving the second lower switch, wherein the second switch driving unit may receive power from the driving power of the first switch driving unit.
  • the second switch driving unit may include: a control unit controlling a gate voltage of the second upper switch; and a bootstrap circuit unit receiving driving power from the driving power of the first switch driving unit and supplying power to the control unit.
  • the bootstrap circuit unit may include a diode and a capacitor connected to the driving power of the first switch driving unit.
  • the capacitor of the bootstrap circuit unit has one end connected to the control unit, the other end connected to a source of a MOSFET switch that is a second upper switch, and a diode of the bootstrap circuit unit, an anode driving the first switch driving unit It is connected to a power source, and a cathode may be connected to a node between the capacitor and the control unit.
  • the power factor improving switch unit may include two MOSFET switches having sources connected to each other.
  • sources of the two MOSFET switches of the power factor improving switch unit may be connected to driving power of the power factor improving switch unit.
  • the first rectifier includes an upper diode and a lower diode
  • the power factor improving switch unit has one end connected to a node between the upper diode and the lower diode, and the other end of the second upper switch and the second lower side. It can be connected to a node between switches.
  • the power input unit may receive AC power or DC power.
  • the power input unit may include an inductor.
  • it may include an output capacitor connected to the output terminal of the first rectifying unit and the second rectifying unit.
  • a bridgeless power factor improving converter includes a power input unit receiving power; a first rectifying unit and a second rectifying unit for rectifying the received power; and a power factor improving switch unit connected to the first rectifying unit and the second rectifying unit to improve a power factor according to an on/off operation, wherein the first rectifying unit includes a first upper switch and a first lower switch, and the second The rectifying unit includes a second upper switch and a second lower switch, and the first upper switch and the second upper switch are connected to the driving power of the power factor improving switch unit to drive them.
  • the first lower switch may be driven by being connected to a driving power of the second lower switch.
  • a bridgeless power factor improving converter includes a power input unit receiving power; a first rectifying unit and a second rectifying unit for rectifying the received power; and a power factor improving switch unit connected to the first rectifying unit and the second rectifying unit to improve a power factor according to an on/off operation, wherein the first rectifying unit includes a first upper switch and a first lower switch, and the first The upper switch is connected to the driving power of the power factor improving switch unit to drive it.
  • the switch of the bridgeless power factor improving converter it is possible to drive the switch of the bridgeless power factor improving converter with a small number of driving power.
  • the driving circuit can be implemented with a capacitor having a small capacity.
  • FIG. 1 is a block diagram of a bridgeless power factor correction converter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is an exemplary circuit diagram of a bridgeless power factor correction converter according to an embodiment of the present invention.
  • 11 to 12 are diagrams for explaining a power factor improving converter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram of a bridgeless power factor correction converter according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is an exemplary circuit diagram of a bridgeless power factor correction converter according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a block diagram of a bridgeless power factor correction converter according to another embodiment of the present invention.
  • 16 is an exemplary circuit diagram of a bridgeless power factor correction converter according to another embodiment of the present invention.
  • the singular form may also include the plural form unless otherwise specified in the phrase, and when it is described as "at least one (or more than one) of A and (and) B, C", it is combined as A, B, C It may include one or more of all possible combinations.
  • a component when it is described that a component is 'connected', 'coupled', or 'connected' to another component, the component is directly 'connected', 'coupled', or 'connected' to the other component. In addition to the case, it may include a case of 'connected', 'coupled', or 'connected' due to another element between the element and the other element.
  • FIG. 1 is a block diagram of a bridgeless power factor correction converter according to an embodiment of the present invention.
  • the bridgeless power factor improving converter 100 includes a power input unit 110 , a first rectifying unit 120 , a second rectifying unit 130 , and a power factor improving switch unit 140 , and a bridge It may further include a switch driver (not shown) and a driving power source 150 for driving the switch included in the lease power factor improvement converter 100 .
  • the power input unit 110 receives power.
  • the power input unit 110 may receive AC power or DC power.
  • the input power is rectified through the first rectifying unit 120 , the second rectifying unit 130 , and the power factor improving switch unit 140 , and the power factor is improved.
  • the first rectifying unit 120 rectifies the received power.
  • the first rectifier 120 may rectify the received power by being composed of an upper diode and a lower diode.
  • the first rectifier 120 may rectify the received power using a switch instead of a diode.
  • the upper diode and the lower diode may be connected to the power input unit 110 in parallel.
  • the second rectifying unit 130 rectifies the power output from the bridgeless power factor improving converter 100 .
  • the second rectifying unit 130 may include a second upper switch and a second lower switch.
  • the second upper switch and the second lower switch may be connected to the (-) terminal of the power input unit 110 in parallel.
  • the second upper switch of the second rectifying unit 130 is connected to the driving power source 150 included in the switch driving unit for driving the power factor improving switch unit 140 and is driven. In the case of driving each switch, driving power connected to the corresponding switches and capable of supplying power is required, respectively.
  • driving the second upper switch the driving power included in the switch driving unit for driving the power factor improving switch unit 140 . By using 150 together, the number of driving power sources for driving the switch can be reduced.
  • the power factor improving switch unit 140 is connected to the first rectifying unit 120 and the second rectifying unit 130 to improve the power factor according to the on/off operation.
  • the power factor improving switch unit 140 has one end connected to a node between the upper diode and the lower diode of the first rectifying unit 120 , and the other end of the second upper switch and the second lower side of the second rectifying unit 130 . It is connected to the node between the switches and the power factor can be improved through the on-off operation. The specific process of improving the power factor will be described in detail later.
  • FIGS. 2 to 9 show comparative examples of a bridgeless power factor improving converter according to an embodiment of the present invention. Although described as a comparative example, it is natural that the bridgeless power factor improving converter according to the embodiment of the present invention may also include some components.
  • a boost converter as shown in FIG. 2 may be used.
  • a bridge diode for rectifying the AC voltage is used.
  • the diode of the bridge diode changes its conduction state with an AC voltage frequency (50/60Hz), and the diode and switch operate at a high frequency (above tens of kHz).
  • the number of elements located on the current conduction path according to the switch state is as follows.
  • the boost converter has a limit in securing high efficiency due to conduction loss occurring in the bridge diode.
  • 3 is an example of a bridgeless power factor correction converter, in which a bridge diode is not used.
  • the circuit of FIG. 3 may be equivalently represented as that of FIG. 4 . It can be seen that the power input unit is directly connected to the first rectifying unit, the main switch, and the second rectifying unit. In the case of using such a converter, when AC power is applied, the current becomes the same as the frequency of the voltage according to the on-off operation of the main switch, so that the power factor can be improved.
  • the number of elements positioned on a current conduction path according to a switch state is as follows.
  • a switch may be applied to the second rectifying unit.
  • a MOSFET can be used as a switch.
  • the operation according to the switch state is the same as in the case of using the diode described above.
  • a switch driver that is, a switch driving circuit
  • the boost PFC converter has the advantage of being easy to implement since the switch is located on the low side and the power and driving circuit included in the switch driving unit are based on the ground.
  • the bridgeless power factor correction converter there is a switch not located on the lower side, that is, there is a switch located on the upper side, so a relatively complicated switch driving unit is required.
  • the switch When the switch is applied to the second rectifying unit, it may be configured in various forms as shown in FIG. 6 . That is, it may be configured in various forms depending on the position of the inductor and the rectifier to which the inductor is connected.
  • a high-speed switching device such as the first rectifier may generate a relatively large amount of electromagnetic noise. Accordingly, as shown in FIG. 6(B) or 6(D), when the first rectifying unit is directly connected to the AC power, it may be disadvantageous in terms of electromagnetic noise (EMI).
  • EMI electromagnetic noise
  • an inductor may be added between the AC power source and the first rectifying unit. 6(A) and 6(C) and FIGS. 6(B) and 6(D) have different connection positions between the input power and the inductor, so that the switch of the second rectifying unit conducting is changed according to the polarity of the input power. That is, the conduction state of the upper and lower switches of the second rectifying unit is inverted.
  • a bridgeless PFC converter including a switch driver may be configured as shown in FIG. 7 .
  • the two MOSFETs included in the main switch require a switch driver based on the source terminal, but if the source terminals are placed in contact with each other (common source), the two MOSFETs can share one switch driver. there is.
  • the power may be generated by a separate converter.
  • the lower switch included in the second rectifying unit is easy to implement since the switch driving unit uses the ground as a reference like the boost converter. In this case, the power may be generated by a separate converter or a linear regulator.
  • the high-side switch included in the second rectifying unit requires a switch driving unit based on the source terminal of the high-side switch. In this case, it can be implemented in various ways of generating power.
  • auxiliary converter As shown in FIG. 7 , it can be implemented as a separate converter (auxiliary converter).
  • the converter may use an auxiliary converter to generate an auxiliary power supply. Therefore, it can be implemented by generating one more output to the auxiliary converter.
  • this has the disadvantage of complicating the auxiliary converter.
  • one switch driving unit is required for driving the switch, and three power sources are required to drive the control unit of the switch driving unit.
  • a bootstrap circuit may be used.
  • a bootstrap circuit can be used to drive a half-bridge switch. It is implemented with one diode and a capacitor, and generates power by receiving power from another switch driver. This reduces the power required for the switch driver to two.
  • the bootstrap circuit charges the capacitor with energy when the lower switch is on, and uses the energy stored in the capacitor when the lower switch is off. Therefore, in order to maintain the voltage of the capacitor, the lower switch must conduct periodically. If the second rectifier operates at 50 Hz or 60 Hz in synchronization with the line frequency, the capacitor is charged every few msec. Accordingly, in order for the capacitor to maintain a sufficient power level, there is a disadvantage in that a large capacitor is required as compared to the case where the capacitor is typically operated at several kHz.
  • the bridgeless power factor correction converter receives AC power and is used to generate DC power. However, depending on the user's use, it is sometimes required to operate even when DC power is input.
  • a bridge diode is used, and the converter is easy to operate even when DC power is applied because the switch is located at the lower side.
  • the operation is different for the DC power connection. That is, as shown in FIG. 9 , the diode and the second rectifying unit switch operating according to the polarity of the DC power are changed according to the connection state of the power input unit, the first rectifying unit, the main switch, and the second rectifying unit.
  • the second rectifying unit lower switch When the inductor is positioned between the power input unit and the first rectifying unit, when the DC power is positive, the second rectifying unit lower switch always conducts as shown in FIG. 9A . At this time, since the lower switch uses the power generated in comparison with the ground, it is possible to maintain a continuous state of conduction. As shown in FIG. 9B, when the DC power supply is negative, the upper switch of the second rectifying unit always conducts. In order to drive the high-side switch, power based on the source terminal of the corresponding switch is required. At this time, if the bootstrap circuit is used to generate power, the lower switch does not conduct, so the bootstrap circuit is not charged. Therefore, in this case, it is difficult to drive the high-side switch using the bootstrap circuit. If the bootstrap circuit is used, it may be affected by the conduction state of the lower side switch, thus limiting its use.
  • the inductor When the inductor is positioned between the power input unit and the second rectifying unit, when the DC power is positive, the upper switch of the second rectifying unit always conducts as shown in FIG. 9C .
  • the bootstrap circuit In order to drive the high-side switch, power based on the source terminal of the corresponding switch is required.
  • the bootstrap circuit If the bootstrap circuit is used to generate power, the lower switch does not conduct, so the bootstrap circuit is not charged. Therefore, in this case, it is difficult to drive the high-side switch using the bootstrap circuit. If the bootstrap circuit is used, it may be affected by the conduction state of the lower side switch, thus limiting its use.
  • FIG. 9(D) when the DC power supply is negative, the lower switch of the second rectifying unit always conducts. At this time, since the lower switch uses the power generated in comparison with the ground, it is possible to maintain a continuous state of conduction.
  • the bridgeless power factor improving converter 100 includes a driving power source 150 included in a switch driving unit in which the second upper switch of the second rectifying unit 130 drives the power factor improving switch unit 140 and The implementation of an auxiliary converter that is connected to generate auxiliary power is simplified.
  • the bootstrap circuit operates by receiving power from the main switch driving unit, so that it becomes independent of the conduction state of the second lower switch of the second rectifying unit 130 , and drives the second rectifying unit 130 at a line frequency or a bridge It becomes easy to use the lease power factor correction converter even when DC power is applied.
  • the conduction state of the main switch may be affected by receiving the driving power 150 of the switch driving unit for driving the power factor improving switch unit 140 and configuring the bootstrap circuit
  • the power factor improving switch unit 140 is The case of not switching is 1) when the bridgeless power factor improving converter itself does not operate, or 2) when the bridgeless power factor improving converter has no load.
  • FIG. 10 is an exemplary circuit diagram of a bridgeless power factor correction converter according to an embodiment of the present invention.
  • a first switch driving unit 171 which is composed of a power input unit 110 , a first rectifying unit 120 , a second rectifying unit 130 , and a power factor improving switch unit 140 , and drives the power factor improving switch unit 140 , the first 2 A second switch driving unit 172 for driving the second upper switch 131 of the rectifying unit 130 and a third switch driving unit 173 for driving the second lower switch 132 of the second rectifying unit 130 are included. and the second switch driving unit 172 may receive power from the driving power source 150 of the first switch driving unit 171 .
  • the power input unit 110 may include a power unit 111 and an inductor 112 , and an output capacitor 190 may be connected to an output terminal.
  • the power factor improving switch unit 140 when the power factor improving switch unit 140 is conducting, energy is stored in the inductor 112 of the power input unit 110, and when the power factor improving switch unit 140 is not conducting, the first rectifying unit 120 The diode included in the conduction transfers the energy stored in the inductor 112 to the output capacitor 190 .
  • the current of the inductor 112 and the voltage of the output capacitor 190 may be controlled by adjusting the rate at which the power factor improving switch unit 140 conducts.
  • the switch driving units 171 , 172 , and 173 connected to each switch control the conduction state of the corresponding switches 140 , 131 , 132 according to an input signal.
  • the power factor improving switch unit 140 may include two MOSFET switches whose sources are connected to each other.
  • the first switch driving unit 171 may include a control unit 181 for controlling gate voltages of two MOSFET switches of the power factor improving switch unit 140 and a driving power supply 150 for supplying power to the control unit 181 . there is.
  • one driving power source 150 of the first switch driving unit 171 is connected to the sources of two MOSFETs of the power factor improving switch unit 140 , and the power factor improving switch unit 140 is connected through the control unit 181 . ) can simultaneously control the gate voltages of two MOSFET switches.
  • the first rectifying unit 120 includes an upper diode and a lower diode, and the power factor improving switch unit 140 has one end connected to a node between the upper diode and the lower diode, and the other end of the second upper switch 131 and the second It may be connected to a node between the lower switches 132 .
  • the second switch driving unit 172 receives power from the driving power supply 150 of the control unit 182 and the first switch driving unit 171 for controlling the gate voltage of the second upper switch 131 to supply power to the control unit 182 . It may be composed of a bootstrap circuit unit 160 that supplies
  • the bootstrap circuit unit 160 may include a diode and a capacitor connected to the driving power source 150 of the first switch driving unit 171 .
  • One end of the capacitor of the bootstrap circuit unit 160 is connected to the control unit 182 , the other end is connected to the source of the MOSFET switch which is the second upper switch 131 , and the anode of the diode of the bootstrap circuit unit 160 is the first It may be connected to the driving power source 150 of the switch driving unit 171 , and a cathode may be connected to a node between the capacitor and the control unit 182 .
  • a path P1 is formed as shown in FIG.
  • the capacitor is charged by receiving power from the driving power source 150 , and the power factor improvement unit 140 is turned on.
  • the control unit 182 may be driven using the energy charged in the capacitor.
  • a resistor can also be used in series with the diode to limit the current that flows when the capacitor is charging.
  • the bootstrap circuit unit 160 is connected to the driving power source 150 of the first switch driving unit 171 , there is no restriction in use compared to the case of using the switch driving unit of the lower switch (the second lower switch and 132 ).
  • the controllers 181 , 182 , and 183 may include an insulating function for isolating signals.
  • a separate power circuit may be included to generate power for the switch drivers 171 , 172 , and 173 .
  • the power circuit may use a linear regulator, an isolated or non-isolated converter, etc.
  • the diode 161 of the bootstrap circuit unit 160 may block the reverse voltage in a situation where the output voltage is reversely applied as shown in FIG. 12 .
  • the P2 path is the bridgeless power factor correction converter current path
  • the P3 path is the bootstrap reverse voltage path.
  • the bootstrap reverse voltage path may be blocked by using the diode 161 of the bootstrap circuit unit 160 . To this end, it is necessary to use the diode 161 having a higher withstand voltage than the output voltage.
  • FIG. 13 is a block diagram of a bridgeless power factor improving converter according to another embodiment of the present invention
  • FIG. 14 is an exemplary circuit diagram of a bridgeless power factor improving converter according to another embodiment of the present invention.
  • FIGS. 13 and 14 overlapping descriptions of parts corresponding to the detailed description of the bridgeless power factor improving converter of FIGS. 1 to 12 will be omitted. do.
  • the bridgeless power factor correction converter 200 includes a power input unit 210 for receiving power, a first rectifying unit 220 and a second rectifying unit 230 for rectifying the received power, the first and a power factor improving switch unit 240 connected to the rectifying unit 220 and the second rectifying unit 230 to improve the power factor according to an on/off operation, and the first rectifying unit 220 includes the first upper switch 221 and the first 1 includes a lower switch 222 , and the second rectifying unit 230 includes a second upper switch 231 and a second lower switch 232 , and a first upper switch 221 and a second upper switch 231 .
  • the first lower switch 222 may be connected to the driving power source 252 connected to the controller 283 for controlling the driving of the second lower switch 232 .
  • the first rectifying unit 220 may be configured as a switch instead of a diode. That is, the first rectifying unit 220 includes a first upper switch 221 and a first lower switch 222 to correspond to the second rectifying unit 230 , and the first upper switch 221 is a power factor improving switch unit ( It can be driven by being connected to the driving power 251 of the first switch driving unit 271 that controls the driving of the 240 . Through this, the driving power for driving the upper switches 221 and 231 of the first rectifying unit 220 and the second rectifying unit 230 may be reduced.
  • the first lower switch 222 may be connected to the driving power source 252 of the third switch driving unit 273 for controlling the driving of the second lower switch 232 to be driven.
  • the driving power for driving the lower switch (the first lower switch, 222) of the first rectifying unit 220 can be reduced. That is, using only the two driving power sources 251 and 252 , the power factor improving switch unit 240 , the first upper switch 221 , the first lower switch 222 , the second upper switch 231 , and the second lower side
  • the switch 232 may be driven.
  • the power factor improving switch unit 230 may be controlled by the control unit 281 driven by the driving power source 251 included in the first switch driving unit 271 .
  • the first upper switch 221 may be controlled by a fourth switch driver 274 , and the fourth switch driver 274 is a controller 284 that controls a gate voltage of the first upper switch 221 . and a bootstrap circuit unit 262 receiving power from the driving power source 251 of the first switch driving unit 171 and supplying power to the control unit 284 .
  • the second upper switch 231 may be controlled by a second switch driver 272 , and the second switch driver 272 is a controller 282 that controls a gate voltage of the second upper switch 231 . ) and a bootstrap circuit unit 262 receiving power from the driving power source 251 of the first switch driving unit 171 and supplying power to the control unit 282 .
  • FIG. 15 is a block diagram of a bridgeless power factor improving converter according to another embodiment of the present invention
  • FIG. 16 is an exemplary circuit diagram of a bridgeless power factor improving converter according to another embodiment of the present invention.
  • FIGS. 15 and 16 overlapping descriptions of parts corresponding to the detailed description of the bridgeless power factor improving converter of FIGS. 1 to 14 will be omitted. do.
  • a bridgeless power factor correction converter 300 includes a power input unit 310 that receives power, a first rectifier 320 and a second rectifier 330 for rectifying the received power, and a second and a power factor improving switch unit 340 connected to the first rectifying unit 320 and the second rectifying unit 330 to improve the power factor according to an on/off operation, and the first rectifying unit 320 includes a first upper switch 321 and A first lower switch 322 is included, and the first upper switch 321 is a driving power source 350 of the first switch driver 371 including a controller 381 for controlling the driving of the power factor improving switch unit 340 .
  • the first rectifying unit 320 includes a first upper switch 321 and a first lower switch 322 , and a second rectifying unit 330 . may be composed of an upper diode 331 and a lower diode 332 .
  • the first upper switch 321 drives the first upper switch 321 by being connected to the driving power source 350 of the first switch driving unit 371 that controls the driving of the power factor improving switch unit 340 and driving it. It is possible to reduce the driving power for

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터는 전원을 입력받는 전원 입력부, 상기 입력받은 전원을 정류하는 제1 정류부 및 제2 정류부, 및 상기 제1 정류부 및 상기 제2 정류부에 연결되어 온오프 동작에 따라 역률을 개선하는 역률개선 스위치부를 포함하고, 상기 제2 정류부는 제2 상측 스위치 및 제2 하측 스위치를 포함하며, 상기 제2 상측 스위치는 상기 역률개선 스위치부의 구동전원과 연결되어 구동한다.

Description

브릿지리스 역률개선 컨버터
본 발명은 브릿지리스 역률개선 컨버터에 관한 것으로, 보다 구체적으로 적은 구동전원으로 구동되는 브릿지리스 역률개선 컨버터에 관한 발명이다.
입력전원을 변환하는 컨버터의 경우, 컨버터의 회로의 정류 다이오드와 커패시터 등으로 인해 전압과 전류의 위상이 일치하지 않게 되어 역률이 나빠지게 된다. 이를 해결하기 위해 커패시터와 같은 소자를 이용하여 역률을 개선할 수 있는데, 최근에는 AC 전원과 부하 사이에 컨버터를 통해 전류 제어를 하면서 전류의 파형을 변화시킨다.
다양한 토폴로지 중에서 풀 브릿지(Full bridge)를 이용하여 전류의 크기와 위상을 제어함으로써 역률을 보정할 수 있다. PFC 토폴로지는 Buck converter, Boost converter 등 용도와 목적에 따라 다양하게 적용할 수 있다. 부스트 역률개선 컨버터는 고효율 확보에 한계가 있어, 브릿지 다이오드가 필요없는 브릿지리스 역률개선 컨버터가 이용되는데, 브릿지리스 역률개선 컨버터는 하측에 위치하지 않는 스위치가 존재하여, 부스트 역률개선 컨버터의 스위치 구동부를 그대로 사용할 수 없는 문제가 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는, 적은 구동전원으로 구동되는 브릿지리스 역률개선 컨버터를 제공하는 것이다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터는 전원을 입력받는 전원입력부; 상기 입력받은 전원을 정류하는 제1 정류부 및 제2 정류부; 및 상기 제1 정류부 및 상기 제2 정류부에 연결되어 온오프 동작에 따라 역률을 개선하는 역률개선 스위치부를 포함하고, 상기 제2 정류부는 제2 상측 스위치 및 제2 하측 스위치를 포함하며, 상기 제2 상측 스위치는 상기 역률개선 스위치부의 구동전원과 연결되어 구동한다.
또한, 상기 역률개선 스위치부를 구동하는 제1 스위치 구동부; 상기 제2 상측 스위치를 구동하는 제2 스위치 구동부; 및 상기 제2 하측 스위치를 구동하는 제3 스위치 구동부를 포함하고, 상기 제2 스위치 구동부는 상기 제1 스위치 구동부의 구동전원으로부터 전원을 입력받을 수 있다.
또한, 상기 제2 스위치 구동부는, 상기 제2 상측 스위치의 게이트 전압을 제어하는 제어부; 및 상기 제1 스위치 구동부의 구동전원으로부터 구동전원을 입력받아 상기 제어부에 전원을 공급하는 부트스트랩 회로부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 부트스트랩 회로부는, 상기 제1 스위치 구동부의 구동전원과 연결되는 다이오드 및 캐패시터를 포함할 수 있다.
또한, 상기 부트스트랩 회로부의 캐패시터는, 일단은 상기 제어부와 연결되고, 타단은 제2 상측 스위치인 MOSFET 스위치의 소스와 연결되고, 상기 부트스트랩 회로부의 다이오드는, 애노드는 상기 제1 스위치 구동부의 구동전원과 연결되고, 캐소드는 상기 캐패시터 및 제어부 사이의 노드에 연결될 수 있다.
또한, 상기 역률개선 스위치부는 소스가 서로 연결되는 두 개의 MOSFET 스위치를 포함할 수 있다.
또한, 상기 역률개선 스위치부의 두 개의 MOSFET 스위치의 소스는 상기 역률개선 스위치부의 구동전원과 연결될 수 있다.
또한, 상기 제1 정류부는 상측 다이오드 및 하측 다이오드를 포함하고, 상기 역률개선 스위치부는, 일단이 상기 상측 다이오드와 상기 하측 다이오드 사이의 노드에 연결되고, 타단은 상기 제2 상측 스위치 및 상기 제2 하측 스위치 사이의 노드에 연결될 수 있다.
또한, 상기 전원입력부는 교류전원 또는 직류전원을 입력받을 수 있다.
또한, 상기 전원입력부는 인덕터를 포함할 수 있다.
또한, 상기 제1 정류부 및 제2 정류부의 출력단에 연결되는 출력캐패시터를 포함할 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터는 전원을 입력받는 전원입력부; 상기 입력받은 전원을 정류하는 제1 정류부 및 제2 정류부; 및 상기 제1 정류부 및 상기 제2 정류부에 연결되어 온오프 동작에 따라 역률을 개선하는 역률개선 스위치부를 포함하고, 상기 제1 정류부는 제1 상측 스위치 및 제1 하측 스위치를 포함하고, 상기 제2 정류부는 제2 상측 스위치 및 제2 하측 스위치를 포함하며, 상기 제1 상측 스위치 및 상기 제2 상측 스위치는 상기 역률개선 스위치부의 구동전원과 연결되어 구동한다.
또한, 상기 제1 하측 스위치는 상기 제2 하측 스위치의 구동전원과 연결되어 구동할 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터는 전원을 입력받는 전원입력부; 상기 입력받은 전원을 정류하는 제1 정류부 및 제2 정류부; 및 상기 제1 정류부 및 상기 제2 정류부에 연결되어 온오프 동작에 따라 역률을 개선하는 역률개선 스위치부를 포함하고, 상기 제1 정류부는 제1 상측 스위치 및 제1 하측 스위치를 포함하며, 상기 제1 상측 스위치는 상기 역률개선 스위치부의 구동전원과 연결되어 구동한다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 적은 수의 구동전원으로 브릿지리스 역률개선 컨버터의 스위치를 구동시킬 수 있다. 또한, 정류부를 라인 주파수로 구동하거나, 직류전원 인가시에도 구동이 가능하다. 나아가, 작은 용량의 커패시터로 구동회로를 구현할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 블록도이다.
도 2 내지 도 9은 본 발명의 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 비교예들을 도시한 것이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 예시 회로도이다.
도 11 내지 도 12은 본 발명의 일 실시예에 따른 역률개선 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 블록도이다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 예시 회로도이다.
도 15은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 블록도이다.
도 16는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 예시 회로도이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.
다만, 본 발명의 기술 사상은 설명되는 일부 실시 예에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있고, 본 발명의 기술 사상 범위 내에서라면, 실시 예들간 그 구성 요소들 중 하나 이상을 선택적으로 결합 또는 치환하여 사용할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에서 사용되는 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는, 명백하게 특별히 정의되어 기술되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 일반적으로 이해될 수 있는 의미로 해석될 수 있으며, 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥상의 의미를 고려하여 그 의미를 해석할 수 있을 것이다.
또한, 본 발명의 실시예에서 사용된 용어는 실시예들을 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다.
본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함할 수 있고, "A 및(와) B, C 중 적어도 하나(또는 한 개 이상)"로 기재되는 경우 A, B, C로 조합할 수 있는 모든 조합 중 하나 이상을 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시 예의 구성 요소를 설명하는데 있어서, 제1, 제2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성요소의 본질이나 차례 또는 순서 등으로 한정되지 않는다.
그리고, 어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 '연결', '결합', 또는 '접속'된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성 요소에 직접적으로 '연결', '결합', 또는 '접속'되는 경우뿐만 아니라, 그 구성 요소와 그 다른 구성 요소 사이에 있는 또 다른 구성 요소로 인해 '연결', '결합', 또는 '접속'되는 경우도 포함할 수 있다.
또한, 각 구성 요소의 "상(위)" 또는 "하(아래)"에 형성 또는 배치되는 것으로 기재되는 경우, "상(위)" 또는 "하(아래)"는 두 개의 구성 요소들이 서로 직접 접촉되는 경우뿐만 아니라, 하나 이상의 또 다른 구성 요소가 두 개의 구성 요소들 사이에 형성 또는 배치되는 경우도 포함한다. 또한, "상(위)" 또는 "하(아래)"로 표현되는 경우 하나의 구성 요소를 기준으로 위쪽 방향뿐만 아니라 아래쪽 방향의 의미도 포함될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 블록도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터(100)는 전원 입력부(110), 제1 정류부(120), 제2 정류부(130), 및 역률개선 스위치부(140)를 포함하고, 브릿지리스 역률개선 컨버터(100)에 포함된 스위치를 구동하는 스위치 구동부(미도시) 및 구동전원(150)을 더 포함할 수 있다.
전원 입력부(110)는 전원을 입력받는다. 여기서, 전원 입력부(110)는 교류전원 또는 직류전원을 입력받을 수 있다. 입력된 전원은 제1 정류부(120), 제2 정류부(130), 역률개선 스위치부(140)을 통해 정류되고 역률이 개선된다.
제1 정류부(120)는 입력받는 전원을 정류한다. 제1 정류부(120)는 상측 다이오드 및 하측 다이오드로 구성되어 입력받은 전원을 정류할 수 있다. 또는 제1 정류부(120)는 다이오드가 아닌 스위치를 이용하여 입력 받은 전원을 정류할 수 있다. 상측 다이오드와 하측 다이오드는 병렬로 전원 입력부(110)와 연결될 수 있다.
제2 정류부(130)는 브릿지리스 역률개선 컨버터(100)로부터 출력되는 전원을 정류한다. 제2 정류부(130)는 제2 상측 스위치 및 제2 하측 스위치로 구성될 수 있다. 제2 상측 스위치 및 제2 하측 스위치는 병렬로 전원입력부(110)의 (-) 단자와 연결될 수 있다. 제2 정류부(130)의 제2 상측 스위치는 역률개선 스위치부(140)를 구동하는 스위치 구동부에 포함된 구동전원(150)과 연결되어 구동한다. 각 스위치를 구동하는 경우, 해당 스위치들에 연결되어 전원을 공급할 수 있는 구동전원이 각각 필요한데, 제2 상측 스위치를 구동함에 있어서, 역률개선 스위치부(140)를 구동하는 스위치 구동부에 포함된 구동전원(150)을 같이 이용함으로써 스위치를 구동하기 위한 구동전원의 개수를 줄일 수 있다.
역률개선 스위치부(140)는 제1 정류부(120) 및 제2 정류부(130)에 연결되어 온오프 동작에 따라 역률을 개선한다. 역률개선 스위치부(140)는 일단이 제1 정류부(120)의 상기 상측 다이오드와 상기 하측 다이오드 사이의 노드에 연결되고, 타단은 제2 정류부(130)의 상기 제2 상측 스위치 및 상기 제2 하측 스위치 사이의 노드에 연결되어 온오프 동작을 통해 역률을 개선할 수 있다. 역률을 개선하는 구체적인 과정은 이후에 자세히 설명하도록 한다.
도 2 내지 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 비교예들을 도시한 것이다. 비교예로 설명하나, 본 발명의 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터도 일부 구성을 포함할 수 있음은 당연하다.
역률(Power factor)을 개선하기 위해서는 입력 AC의 전압과 전류를 동상(in phase)으로 만들어야 한다. 역률을 개선하기 위하여, 도 2와 같은 부스트 컨버터를 사용할 수 있다. 이 때, 부스트 컨버터 입력에는 음전압 인가가 불가하므로, AC 전압을 정류하기 위한 브릿지 다이오드가 사용된다. 브릿지 다이오드의 다이오드는 AC 전압 주파수(50/60Hz)로 도통 상태가 변하며, 다이오드 및 스위치는 고주파수(수십 kHz 이상)로 동작한다. 스위치 상태에 따라 전류 도통 경로상에 위치한 소자의 개수는 다음과 같다.
스위치 상태 스위치 다이오드
온(On) 1 2
오프(Off) 0 3
부스트 컨버터는 브릿지 다이오드에서 발생하는 도통 손실로 인해 고효율 확보에 한계가 있다. 도 3은 브릿지리스 역률개선 컨버터의 한 예로, 브릿지 다이오드가 사용되지 않는다. 도 3의 회로는 도 4와 같이, 등가적으로 나타낼 수 있다. 전원 입력부는 제1 정류부, 주 스위치, 제2 정류부와 직접적으로 연결되는 것을 알 수 있다. 이와 같은 컨버터를 이용하는 경우, AC 전원이 인가되는 경우, 주 스위치의 온오프 동작에 따라 전류가 전압의 주파수와 같은 형태가 되어 역률을 개선할 수 있다. 도 3의 브릿지리스 역률개선 컨버터는 스위치 상태에 따라 전류 도통 경로상에 위치한 소자의 개수는 다음과 같다.
스위치 상태 스위치 다이오드
온(On) 2 0
오프(Off) 0 2
도 2의 부스트 역률개선 컨버터 대비 전류 도통 경로 상에 소자의 개수가 감소하며, 특히 다이오드의 개수가 감소하여 효율 향상의 효과를 기대할 수 있다. 하지만, 스위치 오프(Off) 상태에서는 여전히 2개의 다이오드를 도통한다. 스위치 오프시에 다이오드의 도통 개수를 줄이기 위해, 도 5와 같이, 제 2 정류부에 스위치를 적용할 수 있다. 스위치로 MOSFET을 이용할 수 있다. 이 경우 스위치 상태에 따른 동작은 앞서 설명된 다이오드를 사용하는 경우와 동일하다. 스위치 오프(off)시 스위치 및 다이오드를 각각 1개 씩 지난다. 이와 같이, 다이오드를 낮은 Rds.on(On-state drain-source resistance)을 가진 MOSFET으로 대체함으로써, 효율 향상을 기대할 수 있다.
스위치 상태 스위치 다이오드
온(On) 2 0
오프(Off) 1 1
컨버터에 포함된 스위치를 구동하기 위해서는 스위치 구동부(Gate driver), 즉 스위치 구동회로가 필요하다. 부스트 PFC 컨버터는 스위치가 하측(Low-side)에 위치하여 스위치 구동부에 포함된 전원 및 구동회로가 그라운드를 기준으로 하여 구현이 용이한 장점이 있다. 반면, 브릿지리스 역률개선 컨버터는 하측(Low-side)에 위치하지 않는 스위치가 존재하여, 즉 상측에 배치되는 스위치가 존재하여 비교적 복잡한 스위치 구동부가 필요하다. 제2 정류부에 스위치를 적용하는 경우, 도 6과 같이 다양한 형태로 구성할 수 있다. 즉, 인덕터의 위치 및 인덕터가 연결되는 정류부에 따라 다양한 형태로 구성될 수 있다. 제1 정류부와 같이 고속으로 스위칭하는 소자는 상대적으로 많은 전자기 노이즈를 발생시킬 수 있다. 따라서, 도 6(B) 또는 6(D)와 같이, 제1 정류부가 AC 전원과 직결되는 경우 전자기파 노이즈(EMI) 측면에서 불리할 수 있다. 전자기파 노이즈를 줄이기 위하여, 도 6(A) 또는 6(C)와 같이, AC 전원과 제1 정류부 사이에 인덕터가 추가되는 형태로 구현될 수 있다. 도 6(A)와 6(C), 도 6(B)와 6(D)는 입력 전원과 인덕터의 연결 위치가 상이하여, 입력 전원의 극성에 따라 도통되는 제2 정류부의 스위치가 달라진다. 즉, 서로 제2 정류부의 상측 및 하측 스위치의 도통상태가 반전되는 관계가 된다.
스위치 구동부를 포함한 브릿지리스 PFC 컨버터는 도 7과 같이, 구성할 수 있다. 주 스위치에 포함된 2개의 MOSFET는 소스 (Source) 단을 기준으로 하는 스위치 구동부가 필요하지만, 소스단이 맞닿게 배치(Common source)하면 2개의 MOSFET이 하나의 스위치 구동부를 공유할 수 있는 이점이 있다. 이 때, 전원은 별도의 컨버터로 생성할 수 있다. 제2 정류부에 포함된 하측 스위치는 부스트 컨버터와 같이 스위치 구동부가 그라운드로 기준으로 하므로 구현이 용이하다. 이 때, 전원은 별도의 컨버터나 리니어 레귤레이터로 생성할 수 있다.
반면, 제2 정류부에 포함된 상측(High-side) 스위치는 상측 스위치의 소스단을 기준으로 하는 스위치 구동부가 필요하다. 이때, 전원을 생성하는 다양한 방법으로 구현할 수 있다.
먼저, 도 7과 같이, 별도의 컨버터(Auxiliary converter)로 구현할 수 있다. 컨버터는 보조 전원을 생성하기 위한 보조 컨버터를 사용할 수 있다. 따라서, 보조 컨버터에 한 개의 출력을 더 생성하여 구현할 수 있다. 하지만, 이는 보조 컨버터를 복잡하게 만드는 단점이 있다. 또한, 스위치의 구동을 위한 스위치 구동부가 하나씩 필요하고, 스위치 구동부의 제어부를 구동하기 위해 위해 3개의 전원이 필요하다.
또는, 도 8과 같이, 부트스트랩(Bootstrap) 회로를 사용할 수 있다. 부트스트랩 회로는 하프 브릿지(Half-bridge) 스위치를 구동하는데 이용할 수 있다. 하나의 다이오드와 캐패시터로 구현되며, 다른 스위치 구동부의 전원을 입력 받아 전원을 생성한다. 이로 인해 스위치 구동부를 위해 필요한 전원이 2개로 줄어든다. 하측 스위치의 구동전원을 이용하는 경우, 부트스트랩 회로는 하측 스위치가 On 상태일 때 캐패시터에 에너지를 충전하며, 하측 스위치가 off 상태일 때에는 캐패시터에 저장된 에너지를 사용한다. 따라서, 캐패시터의 전압을 유지하기 위해서는 하측 스위치가 주기적인 도통해야 한다. 만약, 제 2 정류부가 라인 주파수(Line Frequency)에 동기되어 50Hz 또는 60Hz로 동작할 경우에는 수 msec 마다 캐패시터가 충전된다. 이에 따라, 캐패시터가 충분한 전원 레벨을 유지하기 위해서는 통상적으로 수 kHz 동작하는 경우에 비해 큰 캐패시터가 필요한 단점이 있다.
브릿지리스 역률개선 컨버터는 AC 전원을 입력 받아 DC 전원을 생성하는데 이용되나, 사용자의 사용에 따라 DC 전원이 입력되는 상황에서도 동작하도록 요구되는 경우도 있다. 부스트 역률개선 컨버터의 경우에는 브릿지 다이오드가 사용되고, 스위치가 하측에 위치하여 DC 전원이 인가된 상황에서도 컨버터 동작이 용이하다. 하지만, 브릿지리스 역률개선 컨버터의 경우에는 DC 전원 결선에 동작이 상이하다. 즉, 도 9과 같이, 전원 입력부, 제1 정류부, 주 스위치, 제2 정류부의 연결 상태에 따라 DC 전원의 극성에 따라 동작하는 다이오드 및 제 2 정류부 스위치가 달라진다.
전원 입력부와 제1 정류부 사이에 인덕터가 위치하는 경우, DC 전원이 positive일 때에는, 도 9(A)와 같이, 제 2 정류부 하측 스위치가 항상 도통한다. 이 때, 하측 스위치는 그라운드 대비로 생성되는 전원을 사용하므로 지속적인 도통 상태를 유지하는 것이 가능하다. 도 9(B)와 같이, DC 전원이 negative 일 때에는, 제 2 정류부의 상측 스위치가 항상 도통한다. 상측 스위치를 구동하기 위해서는 해당 스위치의 소스단을 기준으로 한 전원이 필요하다. 이때, 전원을 생성하기 위해 부트스트랩 회로를 사용하면 하측 스위치가 도통하지 않으므로 부트스트랩 회로가 충전되지 않는다. 따라서, 이 경우에는 부트스트랩 회로를 사용하여 상측 스위치를 구동하는 것이 어렵다. 부트스트랩 회로를 사용하면 하측 스위치의 도통 상태에 영향을 받아, 사용상에 제약이 따를 수 있다.
전원 입력부와 제2 정류부 사이에 인덕터가 위치하는 경우, DC 전원이 positive일 때에는, 도 9(C)와 같이, 제 2 정류부 상측 스위치가 항상 도통한다. 상측 스위치를 구동하기 위해서는 해당 스위치의 소스단을 기준으로 한 전원이 필요하다. 이때, 전원을 생성하기 위해 부트스트랩 회로를 사용하면 하측 스위치가 도통하지 않으므로 부트스트랩 회로가 충전되지 않는다. 따라서, 이 경우에는 부트스트랩 회로를 사용하여 상측 스위치를 구동하는 것이 어렵다. 부트스트랩 회로를 사용하면 하측 스위치의 도통 상태에 영향을 받아, 사용상에 제약이 따를 수 있다. 도 9(D)와 같이, DC 전원이 negative 일 때에는, 제 2 정류부의 하측 스위치가 항상 도통한다. 이 때, 하측 스위치는 그라운드 대비로 생성되는 전원을 사용하므로 지속적인 도통 상태를 유지하는 것이 가능하다.
본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터(100)는 제2 정류부(130)의 제2 상측 스위치가 역률개선 스위치부(140)를 구동하는 스위치 구동부에 포함된 구동전원(150)과 연결되어 보조전원을 생성하는 보조 컨버터의 구현이 간단해진다. 또한, 부트스트랩 회로가 주 스위치 구동부의 전원을 입력 받아 동작하여, 제2 정류부(130)의 제2 하측 스위치의 도통 상태와 무관해지며, 제2 정류부(130)를 라인 주파수로 구동하거나, 브릿지리스 역률개선 컨버터를 DC 전원 인가 상황에서도 사용하기 용이해진다. 또한, 역률개선 스위치부(140)를 구동하는 스위치 구동부의 구동전원(150)을 입력받아 부트스트랩 회로를 구성함으로 인해 주 스위치의 도통 상태에 영향을 받을 수 있지만, 역률개선 스위치부(140)가 스위칭 하지 않는 경우는 1) 브릿지리스 역률개선 컨버터 자체가 동작하지 않거나, 2) 브릿지리스 역률개선 컨버터가 무부하일 때이며, 이 조건에서는 제2 정류부(130)가 동작하지 않아도 되는바, 문제가 없다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 예시 회로도이다.
전원 입력부(110), 제1 정류부(120), 제2 정류부(130), 역률개선 스위치부(140)로 구성되고, 역률개선 스위치부(140)를 구동하는 제1 스위치 구동부(171), 제2 정류부(130)의 제2 상측 스위치(131)를 구동하는 제2 스위치 구동부(172) 및 제2 정류부(130)의 제2 하측 스위치(132)를 구동하는 제3 스위치 구동부(173)를 포함하며, 제2 스위치 구동부(172)는 제1 스위치 구동부(171)의 구동전원(150)으로부터 전원을 입력받을 수 있다. 전원 입력부(110)는 전원부(111) 및 인덕터(112)로 구성될 수 있고, 출력단에는 출력 캐패시터(190)가 연결될 수 있다.
실시예에 따르면, 역률개선 스위치부(140)가 도통할 때에는 전원 입력부(110)의 인덕터(112)에 에너지를 저장하고, 역률개선 스위치부(140)가 도통하지 않을 때에는 제1 정류부(120)에 포함된 다이오드가 도통하여 인덕터(112)에 저장된 에너지를 출력 캐패시터(190)로 전달한다. 이 때, 역률개선 스위치부(140)가 도통하는 시비율을 조정하여 인덕터(112) 전류 및 출력 캐패시터(190)의 전압을 제어할 수 있다. 각 스위치에 연결되는 스위치 구동부(171, 172, 173)는 입력되는 신호에 따라 해당 스위치(140, 131, 132)의 도통 상태를 제어한다.
역률개선 스위치부(140)는 소스가 서로 연결되는 두 개의 MOSFET 스위치를 포함할 수 있다. 제1 스위치 구동부(171)은 역률개선 스위치부(140)의 두 개의 MOSFET 스위치의 게이트 전압을 제어하는 제어부(181) 및 상기 제어부(181)에 전원을 공급하는 구동전원(150)을 포함 할 수 있다. 자세하게 상기 제1 스위치 구동부(171)의 하나의 구동전원(150)은 상기 역률개선 스위치부(140)의 두 개의 MOSFET의 소스와 연결되고, 상기 제어부(181)를 통해 상기 역률개선 스위치부(140)의 두 개의 MOSFET 스위치의 게이트 전압을 동시에 제어 할 수 있다.
제1 정류부(120)는 상측 다이오드 및 하측 다이오드를 포함하고, 역률개선 스위치부(140)는 일단이 상측 다이오드와 하측 다이오드 사이의 노드에 연결되고, 타단은 제2 상측 스위치(131) 및 제2 하측 스위치(132) 사이의 노드에 연결될 수 있다.
제2 스위치 구동부(172)는 제2 상측 스위치(131)의 게이트 전압을 제어하는 제어부(182) 및 제1 스위치 구동부(171)의 구동전원(150)으로부터 전원을 입력받아 제어부(182)에 전원을 공급하는 부트스트랩 회로부(160)로 구성될 수 있다.
부트스트랩 회로부(160)는, 제1 스위치 구동부(171)의 구동전원(150)과 연결되는 다이오드 및 캐패시터로 구성될 수 있다. 부트스트랩 회로부(160)의 캐패시터는 일단은 제어부(182)와 연결되고, 타단은 제2 상측 스위치(131)인 MOSFET 스위치의 소스와 연결되며, 부트스트랩 회로부(160)의 다이오드의 애노드는 제1 스위치 구동부(171)의 구동전원(150)과 연결되고, 캐소드는 캐패시터 및 제어부(182) 사이의 노드에 연결될 수 있다. 이와 같이, 형성된 부트스트랩 회로부(160)는 역률개선 스위치부(140)가 온 될 때, 도 11과 같이 P1의 경로가 형성되어 구동전원(150)으로부터 전원을 입력받아 커패시터가 충전되고, 역률개선 스위치부(140)가 오프 될 때, 커패시터에 충전된 에너지를 이용하여 제어부(182)를 구동할 수 있다. 캐패시터가 충전될 때 흐르는 전류를 제한하기 위하여 다이오드에 직렬로 저항을 사용할 수도 있다.
이와 같이, 부트스트랩 회로부(160)가 제1 스위치 구동부(171)의 구동전원(150)과 연결됨으로써 하측 스위치(제2 하측 스위치, 132)의 스위치 구동부를 이용하는 경우에 비해 사용상 제약이 없다.
제어부(181, 182, 183)는 신호를 절연하기 위한 절연 기능을 포함할 수 있다. 또한, 스위치 구동부(171, 172, 173)의 전원을 생성하기 위해 별도의 전원 회로를 포함할 수 있다. 예를 들어, 전원 회로는 리니어 레귤레이터, 절연 또는 비절연 컨버터 등을 사용할 수 있다
부트스트랩 회로부(160)의 다이오드(161)는 도 12와과 같이, 출력 전압이 역으로 인가되는 상황에서 역전압을 차단할 수 있다. P2 경로는 브릿지리스 역률개선 컨버터 전류의 경로이고, P3 경로는 부트스트랩 역전압 경로이다. 부트스트랩 회로부(160)의 다이오드(161)를 이용하여 부트스트랩 역전압 경로를 차단할 수 있다. 이를 위하여, 출력 전압 보다 높은 내압을 가진 다이오드(161)를 사용할 필요가 있다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 블록도이고, 도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 예시 회로도이다. 도 13 및 도 14의 본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터에 대한 상세한 설명 중 도 1 내지 도 12의 브릿지리스 역률개선 컨버터에 대한 상세한 설명에 대응되는 부분에 대한 중복되는 설명은 생략한다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터(200)는 전원을 입력받는 전원입력부(210), 상기 입력받은 전원을 정류하는 제1 정류부(220) 및 제2 정류부(230), 제1 정류부(220) 및 제2 정류부(230)에 연결되어 온오프 동작에 따라 역률을 개선하는 역률개선 스위치부(240)를 포함하고, 제1 정류부(220)는 제1 상측 스위치(221) 및 제1 하측 스위치(222)를 포함하고, 제2 정류부(230)는 제2 상측 스위치(231) 및 제2 하측 스위치(232)를 포함하며, 제1 상측 스위치(221) 및 제2 상측 스위치(231)는 역률개선 스위치부(240)의 구동을 제어하는 제어부(281)와 연결된 구동전원(251)에 의해 구동 될 수 있다. 여기서, 제1 하측 스위치(222)는 제2 하측 스위치(232)의 구동을 제어하는 제어부(283)와 연결된 구동전원(252)과 연결되어 구동할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터(200)는 제1 정류부(220)가 다이오드가 아닌 스위치로 구성될 수 있다. 즉, 제1 정류부(220)는 제2 정류부(230)에 대응되도록 제1 상측 스위치(221) 및 제1 하측 스위치(222)로 구성되고, 제1 상측 스위치(221)는 역률개선 스위치부(240)의 구동을 제어하는 제1 스위치 구동부(271)의 구동전원(251)과 연결되어 구동할 수 있다. 이를 통해, 제1 정류부(220) 및 제2 정류부(230)의 상측 스위치(221, 231)를 구동하기 위한 구동전원을 줄일 수 있다. 또한, 제1 하측 스위치(222)는 제2 하측 스위치(232)의 구동을 제어하는 제3 스위치 구동부(273)의 구동전원(252)과 연결되어 구동할 수 있다. 이를 통해, 제1 정류부(220)의 하측 스위치(제1 하측 스위치, 222)를 구동하기 위한 구동전원을 줄일 수 있다. 즉, 2 개의 구동전원(251, 252)만을 이용하여 역률개선 스위치부(240), 제1 상측 스위치(221), 제1 하측 스위치(222), 제2 상측 스위치(231), 및 제2 하측 스위치(232)를 구동할 수 있다.
자세하게는, 상기 역률개선 스위치부(230)는 제1 스위치 구동부(271)에 포함된 구동전원(251)에 의해 구동되는 제어부(281)에 의해 제어될 수 있다. 상기 제1 상측 스위치(221)는 제4 스위치 구동부(274)에 의해 제어 될 수 있으며, 상기 제4 스위치 구동부(274)는 상기 제1 상측 스위치(221)의 게이트 전압을 제어하는 제어부(284) 및 상기 제1 스위치 구동부(171)의 구동전원(251)으로부터 전원을 입력 받아 상기 제어부(284)에 전원을 공급하는 부트스트랩 회로부(262)를 포함 할 수 있다. 마찬가지로 상기 제2 상측 스위치(231)는 제2 스위치 구동부(272)에 의해 제어 될 수 있으며, 상기 제2 스위치 구동부(272)는 상기 제2 상측 스위치(231)의 게이트 전압을 제어하는 제어부(282) 및 상기 제1 스위치 구동부(171)의 구동전원(251)으로부터 전원을 입력 받아 상기 제어부(282)에 전원을 공급하는 부트스트랩 회로부(262)를 포함 할 수 있다.
도 15은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 블록도이고, 도 16는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터의 예시 회로도이다. 도 15 및 도 16의 본 발명의 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터에 대한 상세한 설명 중 도 1 내지 도 14의 브릿지리스 역률개선 컨버터에 대한 상세한 설명에 대응되는 부분에 대한 중복되는 설명은 생략한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터(300)는 전원을 입력받는 전원 입력부(310), 상기 입력받은 전원을 정류하는 제1 정류부(320) 및 제2 정류부(330) 및 제1 정류부(320) 및 제2 정류부(330)에 연결되어 온오프 동작에 따라 역률을 개선하는 역률개선 스위치부(340)를 포함하고, 제1 정류부(320)는 제1 상측 스위치(321) 및 제1 하측 스위치(322)를 포함하며, 제1 상측 스위치(321)는 역률개선 스위치부(340)의 구동을 제어하는 제어부(381)를 포함하는 제1 스위치 구동부(371)의 구동전원(350)과 연결되어 구동한다. 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 브릿지리스 역률개선 컨버터(300)는 제1 정류부(320)가 제1 상측 스위치(321) 및 제1 하측 스위치(322)로 구성되고, 제2 정류부(330)는 상측 다이오드(331) 및 하측 다이오드(332)로 구성될 수 있다. 이때, 제1 상측 스위치(321)는 역률개선 스위치부(340)의 구동을 제어하는 상기 제1 스위치 구동부(371)의 구동전원(350)과 연결되어 구동함으로써 제1 상측 스위치(321)를 구동하기 위한 구동전원을 줄일 수 있다.
본 실시 예와 관련된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상기된 기재의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (10)

  1. 전원을 입력받는 전원 입력부;
    상기 입력받은 전원을 정류하는 제1 정류부 및 제2 정류부; 및
    상기 제1 정류부 및 상기 제2 정류부에 연결되어 온오프 동작에 따라 역률을 개선하는 역률개선 스위치부를 포함하고,
    상기 제2 정류부는 제2 상측 스위치 및 제2 하측 스위치를 포함하며,
    상기 제2 상측 스위치는 상기 역률개선 스위치부의 구동전원과 연결되어 구동하는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 역률개선 스위치부를 구동하는 제1 스위치 구동부;
    상기 제2 상측 스위치를 구동하는 제2 스위치 구동부; 및
    상기 제2 하측 스위치를 구동하는 제3 스위치 구동부를 포함하고,
    상기 제2 스위치 구동부는 상기 제1 스위치 구동부의 구동전원으로부터 전원을 입력받는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제2 스위치 구동부는,
    상기 제2 상측 스위치의 게이트 전압을 제어하는 제어부; 및
    상기 제1 스위치 구동부의 구동전원으로부터 구동전원을 입력받아 상기 제어부에 전원을 공급하는 부트스트랩 회로부를 포함하는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 부트스트랩 회로부는,
    상기 제1 스위치 구동부의 구동전원과 연결되는 다이오드 및 캐패시터를 포함하는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 부트스트랩 회로부의 캐패시터는,
    일단은 상기 제어부와 연결되고, 타단은 제2 상측 스위치인 MOSFET 스위치의 소스와 연결되고,
    상기 부트스트랩 회로부의 다이오드는,
    애노드는 상기 제1 스위치 구동부의 구동전원과 연결되고, 캐소드는 상기 캐패시터 및 제어부 사이의 노드에 연결되는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 역률개선 스위치부는 소스가 서로 연결되는 두 개의 MOSFET 스위치를 포함하는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 역률개선 스위치부의 두 개의 MOSFET 스위치의 소스는 상기 역률개선 스위치부의 구동전원과 연결되는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제1 정류부는 상측 다이오드 및 하측 다이오드를 포함하고,
    상기 역률개선 스위치부는,
    일단이 상기 상측 다이오드와 상기 하측 다이오드 사이의 노드에 연결되고, 타단은 상기 제1 상측 스위치 및 상기 제1 하측 스위치 사이의 노드에 연결되는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 전원 입력부는 교류전원 또는 직류전원을 입력받는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 전원 입력부는 인덕터를 포함하는 브릿지리스 역률개선 컨버터.
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