WO2016148481A1 - 무선 전력 수신기 - Google Patents

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WO2016148481A1
WO2016148481A1 PCT/KR2016/002560 KR2016002560W WO2016148481A1 WO 2016148481 A1 WO2016148481 A1 WO 2016148481A1 KR 2016002560 W KR2016002560 W KR 2016002560W WO 2016148481 A1 WO2016148481 A1 WO 2016148481A1
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rectifier
voltage
switch
generated
wireless power
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PCT/KR2016/002560
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황종태
신현익
고민정
이동수
이종훈
진기웅
이준
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주식회사 맵스
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • a wireless power transmission and reception system in particular a wireless power receiver for receiving wireless power is disclosed.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power receiver of a conventional wireless power transfer system.
  • a power receiving unit PRU
  • the resonator 10 is composed of an inductor L and a capacitor C, i.e., L / C to receive wireless energy.
  • the resonator 10 flows an alternating current of the same frequency as the frequency sent from the power transfer unit (PTU).
  • the power receiver produces a final output of the received wireless energy as a stable DC signal and supplies power to the load, thus requiring a rectifier 20 as shown in FIG. Rectifier 20 converts the AC signal into an unregulated DC signal.
  • This signal is generated by the converter 30 to the sophisticated DC voltage Vout and supplied to the load.
  • the converter 30 may be a buck type, or may be a boost type or a linear type.
  • the converter 30 has a two-stage structure as shown in FIG.
  • the efficiency of the wireless power receiver is determined by multiplying the efficiency of the rectifier 20 by the efficiency of the converter 30. Therefore, it can be said that it is difficult to satisfy the high efficiency as it is configured in multiple stages.
  • An object of the present invention is to provide a wireless power receiver that can ensure a high efficiency with only a rectifier without the need for a separate converter.
  • a wireless power receiver includes a resonant tank for receiving wireless power of a magnetic resonance method, a diode bridge, and a first switch connected to either diode constituting a diode bridge to receive wireless power received by the resonant tank.
  • a rectifier for rectifying and supplying the load, and a controller for controlling the first switch to operate the rectifier as a full-wave rectifier or a half-wave rectifier.
  • the current flowing from the resonant tank includes a forward current returning to the resonant tank sequentially through the first diode and the fourth diode of the bridge diode and the second diode of the bridge diode when the rectifier operates as a full-wave rectifier.
  • the reverse current is returned to the resonant tank via the third diode sequentially, and the first switch is connected to both ends of the fourth diode.
  • the controller may sense the output voltage of the rectifier and compare it with a reference voltage to control the first switch on or off according to the comparison result.
  • it may further include a bypass capacitor for preventing a partial supply of current from the resonant tank to the rectifier.
  • the rectifier may further comprise a bypass capacitor to prevent some of the current supply from the resonant tank to the load.
  • the rectifier may further comprise a second switch connected with the bypass capacitor to bypass a portion of the current from the resonant tank to the load under control of the controller.
  • the controller may control the first switch and the second switch based on the output voltage of the rectifier and the preset reference voltage, respectively.
  • the controller is a first comparison controller for controlling the first switch by comparing the first generated voltage generated by sensing the output voltage of the rectifier at the first node of the plurality of resistors connected in series with the reference voltage, and the series connected
  • a second comparison controller for controlling the second switch by comparing the second generated voltage generated by sensing the output voltage of the rectifier at a second node of the plurality of resistors with a reference voltage, wherein the first generated voltage is greater than the second generated voltage.
  • the controller senses the output voltage of the rectifier and generates a variable reference voltage such that the voltage generated is equal to a predetermined reference voltage, the output voltage of the rectifier at the first node of the plurality of series connection resistors
  • a first comparison controller for controlling the first switch by comparing the first generated voltage generated by detecting the voltage with the variable reference voltage, and a second generated by sensing the output voltage of the rectifier at the second node of the plurality of series connection resistors.
  • a second comparison controller that controls the second switch by comparing the generated voltage with the variable reference voltage, wherein the first generated voltage may be greater than the second generated voltage.
  • the wireless power receiver according to the present invention produces a stable output voltage using a magnetic voltage controlled rectifier. Unlike the existing one, it does not need to be configured in multiple stages, thereby preventing an increase in the number of parts and simultaneously increasing the efficiency.
  • the self-voltage controlled rectifier of the wireless power receiver according to the present invention automatically switches to a full-wave rectifier or a half-wave rectifier, thereby creating an effect of minimizing unnecessary losses.
  • 1 is a view showing the structure of a conventional wireless power receiver.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a wireless power receiver using a full wave rectifier.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a wireless power receiver using a half-wave rectifier.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a circuit diagram and an operation waveform of a wireless power receiver according to an exemplary embodiment.
  • 5 is a graph of the efficiency of the full-wave and half-wave rectifier fabricated using the Schottky diode.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit to which a bypass capacitor is added, according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit to which a bypass capacitor is added according to another exemplary embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a circuit of a wireless power receiver including a magnetic voltage controlled rectifier according to an embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a VRECT voltage control circuit according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 10 illustrates a VRECT voltage control circuit using a variable reference voltage generator according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the variable reference voltage generator shown in FIG. 10.
  • FIG. 12 is a graph illustrating a simulation result of VRECT voltage variation using the circuit of FIG. 8.
  • 13 is a graph of efficiency of the magnetic voltage controlled rectifier according to the simulation result.
  • 14 is an exemplary diagram of an active diode.
  • 15 illustrates an active diode for replacing D4 according to an embodiment.
  • 16 is a diagram illustrating a circuit of a wireless power receiver including a self-voltage controlled rectifier using an active diode according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a wireless power receiver using a full wave rectifier.
  • the circuit of FIGS. 2A and 2B is a wireless power receiver using a general full-bridge rectifier or full-wave rectifier.
  • Lrx and Cs are resonators, that is, a resonant tank 100, for receiving wireless power of a magnetic resonance method.
  • Lrx means the equivalent inductance of the wireless power receiving antenna.
  • the second diode D2 and the third diode D3 are turned on to perform the operation as shown in FIG.
  • the direction of the current flowing as shown in FIG. 2B is referred to as a reverse direction. If the current supplied by Lrx is in the form of a sine wave, the current IRECT in the form of full-wave rectified is supplied to the load RL and the capacitor CRECT as shown in FIG. 2.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a wireless power receiver using a half-wave rectifier.
  • the rectifier 200 when D4 is shorted as shown in FIG. 3A, the rectifier 200 operates as a half-bridge rectifier or half-wave rectifier. If VACN> VACP, D4 is short-circuited, so current is not supplied to the load and returns to resonant tank 100 through D3. Therefore, since the IRECT waveform is half-wave rectified, the average current supplied to the load is lower than that of FIG.
  • the wireless power receiver includes a resonant tank 100 and a rectifier 200.
  • the resonant tank 100 includes one inductor and one capacitor.
  • the resonant tank 100 may include two or more inductors and / or two or more capacitors.
  • the rectifier 200 rectifies the power wirelessly received by the resonant tank 100 to supply the load.
  • Rectifier 200 according to one aspect comprises a diode bridge and a first switch (M0).
  • the diode bridge is composed of D1, D2, D3, and D4, and the first switch M0 is connected across either diode constituting the diode bridge.
  • the current input from the resonant tank 100 returns to the resonant tank via D1 and D4 sequentially or when the rectifier 200 operates as a full wave rectifier, or returns to the resonant tank via D2 and D3 sequentially.
  • the former can be referred to as the forward current and the latter as the reverse current.
  • the first switch M0 is connected to both ends of D4. This is to allow the rectifier 200 to operate also as a full-wave rectifier and to operate as a half-wave rectifier.
  • the first switch M0 may be a MOSFET switch. When M0 is turned on, the rectifier 200 becomes a half-wave rectifier circuit, and when turned off, it becomes a full-wave rectifier circuit.
  • FIG. 5 illustrates a circuit for rectifying a 6.78MHz AC input using a Schottky diode device and measuring the efficiency of the rectifier while changing the power supplied to the load. If the same power is supplied to the load, the full-wave rectifier supplies power to the load under the conditions of both VACP> VACN and VACP ⁇ VACN. Therefore, the half-wave rectifier operates because the peak of the current may be small when operating as a half-wave rectifier. Better efficiency than when. However, when operating as a half-wave rectifier, the efficiency is lower but not very low.
  • the efficiency of the rectifier 200 is between the efficiency of the full-wave rectifier and the half-wave rectifier. Will be decided. Referring to FIG. 5, a high efficiency of about 90% can be expected at 5 dB or less.
  • the rectifier 200 will operate only as a half-wave rectifier. In this case, when the current supplied from the half-wave rectifier is higher than the voltage required by the load, the output voltage VRECT of the rectifier 200 will increase, which may result in a situation in which the VRECT cannot be controlled. In order to cope with such a situation, a part of the current of the resonant tank 100 may be bypassed to the ground using a capacitor.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit to which a bypass capacitor is added, according to an exemplary embodiment.
  • the bypass capacitor Cd is connected in the ground direction between Lrx and Cs.
  • I1 current is supplied from Lrx
  • current I11 exiting through Cd is generated, so that I1 * subtracted from I1 to I11 is supplied to the load.
  • the circuit of FIG. 6 operates as a half-wave rectifier, I1 * is supplied to the load only in the case of VACP> VACN as shown in FIG. 6A, and in the case of VACN> VACP as shown in FIG. There is no power.
  • the half-wave rectifier is basically operated, but since some current is not supplied to the load by Cd, it supplies less power to the load than the half-wave rectifier. Therefore, the VRECT voltage, which can be reduced only by the half-wave rectifier operation, can be further lowered by using Cd. On the other hand, similar operation can be performed by connecting Cd to the other side of Cs as shown in FIG.
  • the rectifier 200 includes a diode bridge consisting of D1, D2, D3, and D4 and M0 connected to both ends of D4.
  • the rectifier 200 may further include Cd.
  • the rectifier 200 may further include a second switch M1 connected in series with Cd. M1 may also be a MOSFET switch.
  • the controller 300 controls M0 on or off, and if there is M1, M1 also controls on or off. In detail, the controller 300 generates the switching signals S0 and S1 of the switches M0 and M1 such that the VRECT voltage becomes a voltage proportional to the preset reference voltage VREF.
  • the rectifier 200 may be referred to as a self regulation rectifier (SRR).
  • the other node of Cd in which one node is connected to M1 in series, may operate even if the positions of the connections are changed as shown in FIGS. 6 and 7. Typically, this can be connected in a resonant tank or connected to a diode bridge input. In FIG. 8, since the resonant tank 100 is configured using Lrx and Cs, the node A and the node B can be connected to each other. If a resonant tank is constructed using a plurality of inductors and capacitors, a node corresponding to A corresponds to a node in the resonant tank.
  • the basic operation of the controller 300 is to generate SO and S1 driving signals.
  • M1 is not implemented in the circuit, only the S0 drive signal is generated.
  • M0 and M1 will be described in a case where both circuits are implemented. However, it is not limited thereto. However, even through the limited description, the operation in the case where Cd is added in addition to M0 and further M1 is further understood.
  • the controller 300 controls M0 and M1 based on the output voltage VRECT rectified by the rectifier 200 and the preset reference voltage VREF.
  • the controller 300 may be implemented using two comparators as shown in FIG.
  • the controller 300 includes a first comparison controller 300 and a second comparison controller 300.
  • the first comparison controller 300 controls the first switch M0 by comparing the first generated voltage generated by sensing the output voltage of the rectifier 200 at the first node of the plurality of resistors connected in series with a reference voltage.
  • the first comparison controller 300 includes a first comparator 310 and a first driver 320.
  • the second comparison controller 300 controls the second switch by comparing the second generated voltage generated by sensing the output voltage of the rectifier 200 at the first node of the plurality of resistors connected in series with the reference voltage. To this end, the second comparison controller 300 also includes a second comparator 330 and a second driver 340. And the first generation voltage is greater than the second generation voltage.
  • Series connected resistors RA, RB, RC are used for VRECT detection. Wherein the node between RB and RC is the first node, and the node between RA and RB is the second node.
  • the first generation voltage VR0 and the second generation voltage VR1 which are signals generated by detecting VRECT using RA, RB, and RC, satisfy VR0> VR1. If the voltage VRO generated by sensing the VRECT becomes greater than VREF, the output of the first comparator 310 becomes high and the first driver 320 generates a signal S0 for driving M0.
  • the first driver 320 and the second driver 340 have a sufficient current driving capability to easily drive the switch, and the input and output phases are the same.
  • the rectifier 200 is operated as a half-wave rectifier to lower the VRECT. Even though the VECT is lowered, when the VRECT rises to reach the point where the VR1 becomes larger than the VREF, both the output of the first comparator 310 and the output of the second comparator 330 become high, so that S0 and S1 become high. do.
  • the VRECT voltage is expressed by Equation 3 below.
  • the VRECT of Equation 3 is greater than the VRECT of Equation 2, it can be seen that in the case of Equation 3, the VRECT is controlled to a higher state. In other words, the controlled VRECT may vary slightly depending on which comparator operates. If the VREF voltage in Equation 3 is lower than the VREF voltage in Equation 2, it may be the same voltage as in Equation 2. This means that by varying VREF slightly, it is possible in any case to control the VRECT to approximately the same voltage. Therefore, it is possible to add a variable reference voltage generator as shown in FIG.
  • the variable reference voltage generator 350 detects VRECT and generates a variable reference voltage such that the generated voltage is equal to VREF. As illustrated in FIG. 10, the variable reference voltage generator generates a variable reference voltage Vctrl signal such that the value of sensing VRECT with the first resistor R1 and the second resistor R2 connected in series is equal to VREF. Accordingly, the first comparator 310 compares VR0 with Vctrl, and the second comparator 330 compares VR1 with Vctrl.
  • the variable reference voltage generator 350 may be implemented as shown in FIGS. 11A and 11B.
  • 11A illustrates a variable reference voltage generator 350 formed by negative feedback of an operational amplifier (op amp) and a capacitor Cc.
  • VF is the voltage detected by VRECT as R1 and R2. If VF> VREF, a current flows through resistor R, and a current flowing to charge Cc flows into Vctrl. In the opposite case, Vctrl is increased.
  • VREF VF, so the VRECT voltage is determined as in Equation 4.
  • FIG. 11B illustrates a variable reference voltage generator 350 composed of a transconductor amplifier and a capacitor Cc.
  • the transconductor amplifier senses the VRECT voltage with R1 and R2, compares it with VREF, and charges or discharges Cc with a current multiplied by the transconductance (GM). Therefore, Vctrl may be controlled to operate in the same manner as in FIG. 11A.
  • the variable reference voltage generator may be implemented in various ways.
  • FIG. 12 Simulation results according to the above-described technical configuration are shown in FIG. 12.
  • the load current is changed from 0 to 1A, and R1, R2, and VREF are set so that VRECT is 10V.
  • VRECT is almost 10V, so it simulates the situation of supplying 0 ⁇ 10W to the load.
  • the resonant frequency of the resonant tank was simulated at 6.78MHz.
  • S0 is high / low to control the output voltage.
  • the switches M0 and M1 are all turned on to control.
  • the comparator reference voltage Vctrl is actively changed as shown in FIG. 12. Accordingly, the VRECT voltage is controlled with an error of +/- 300mV at 9.7V to 10.3V even though the load current is changed to 0-1A.
  • FIG. 14 is an exemplary diagram of an active diode.
  • the diode bridge shown in FIG. 8 may be implemented using an active diode as illustrated in FIG. 14.
  • Active diodes use switching elements such as MOSFETs. When the switch is on, it is possible to make the voltage across the switch lower than the diode conduction voltage, thus reducing the conduction loss. Thus, it is possible to use active diodes to improve the efficiency of the rectifier. When the comparator senses that the source voltage is higher than the drain voltage, this condition turns the MOSFET on and turns it off, otherwise it turns off.
  • the method of comparing the drain voltage and the source voltage can be implemented in various forms.
  • the active diode further includes a logic element 530 in addition to the comparator 510 and the driver 520.
  • the comparator 510 compares the source voltage and the drain voltage. In one embodiment, comparator 510 outputs a high signal if the source voltage is higher than the drain voltage, and outputs a low signal otherwise.
  • the logic element 530 may be an OR element, and receives the output of the comparator 510 and the control signal VC to output a high or low signal. In FIG. 15, when VC becomes high, the MOSFET may be turned on regardless of the output of the comparator 510. An SRR created using this is illustrated in FIG. 16.
  • the switch constituting the active diode in Figs. 14 and 15 shows an n-type MOSFET as an example, this is merely exemplary.
  • a circuit having the same concept can be configured by using a switching element such as a bipolar transistor, an insulated gate transistor (IGBT), GaN, or SiC.
  • IGBT insulated gate transistor
  • FIG. 16 at least one of D1, D2, and D3 may be used as a general diode.

Abstract

무선 전력 수신기가 개시된다. 이 무선 전력 수신기는 자기 공명 방식의 무선 전력을 수신하는 공진 탱크, 다이오드 브리지 및 다이오드 브리지를 구성하는 어느 하나의 다이오드 양단에 연결된 제 1 스위치를 포함하여 공진 탱크에 의해 수신된 무선 전력을 정류하여 부하에 공급하는 정류기, 및 제 1 스위치를 제어하여 정류기를 전파 정류기 또는 반파 정류기로 동작시키는 제어기를 포함한다.

Description

무선 전력 수신기
무선 전력 송수신 시스템, 특히 무선 전력을 수신하는 무선 전력 수신기가 개시된다.
도 1은 종래 무선 전력 전송 시스템의 전력 수신기의 블록도이다. 일반적으로, 전력 수신기(Power Receiving Unit, PRU)는 도 1과 같은 구조를 갖는다. 잘 알려진 바와 같이, 공진기(Resonator)(10)는 인덕터(inductor, L)와 커패시터(capacitor, C), 즉 L/C로 구성되어 무선 에너지를 수신한다. 이때 공진기(10)에는 전력 송신기(Power Transfer Unit, PTU)에서 보내는 주파수와 같은 주파수의 교류 전류가 흐르게 된다. 통상, 전력 수신기는 수신된 무선 에너지를 안정된 DC 신호로 최종 출력을 만들어내어 전력을 부하에 공급하므로, 도 1에 도시된 바와 같이 정류기(Rectifier)(20)를 필요로 한다. 정류기(20)는 AC 신호를 안정화(regulation)되지 않은 DC 신호로 변환한다. 이 신호를 컨버터(30)를 이용하여 정교한 DC 전압 Vout으로 생성하여 부하에 공급하게 된다. 참고로, 컨버터(30)는 buck type일 수 있으며, 혹은 boost type 혹은 linear type일 수도 있는데, 어떤 형태의 컨버터가 위치하던지 도 1에 도시된 바와 같이 2단 구조를 갖게 된다. 그런데 무선 전력 수신기의 효율은 정류기(20)의 효율과 컨버터(30)의 효율을 곱한 값으로 결정된다. 따라서, 다단으로 구성될수록 높은 효율을 만족시키는 것은 어렵다고 할 수 있다.
본 발명은 별도의 컨버터가 필요 없이 정류기만으로도 높은 효율을 보장할 수 있는 무선 전력 수신기를 제공함을 목적으로 한다.
일 양상에 따른 무선 전력 수신기는 자기 공명 방식의 무선 전력을 수신하는 공진 탱크, 다이오드 브리지 및 다이오드 브리지를 구성하는 어느 하나의 다이오드 양단에 연결된 제 1 스위치를 포함하여 공진 탱크에 의해 수신된 무선 전력을 정류하여 부하에 공급하는 정류기, 및 제 1 스위치를 제어하여 정류기를 전파 정류기 또는 반파 정류기로 동작시키는 제어기를 포함한다.
일 양상에 따르면, 공진 탱크로부터 흐르는 전류는 정류기가 전파 정류기로 동작할 시에 브리지 다이오드의 제 1 다이오드와 제 4 다이오드를 순차적으로 경유하여 공진 탱크로 되돌아가는 정방향 전류와 브리지 다이오드의 제 2 다이오드와 제 3 다이오드를 순차적으로 경유하여 공진 탱크로 되돌아가는 역방향 전류로 구분되며, 제 1 스위치는 제 4 다이오드의 양단에 연결된다.
일 양상에 따르면, 제어기는 정류기의 출력 전압을 감지하고 기준 전압과 비교하여 그 비교 결과에 따라 제 1 스위치를 온 또는 오프 제어할 수 있다.
일 양상에 따르면, 공진 탱크로부터 정류기로의 전류 일부 공급을 방지하기 위한 바이패스 커패시터를 더 포함할 수 있다.
일 양상에 따르면, 정류기는 공진 탱크로부터 부하로의 전류 공급 일부를 방지하기 위한 바이패스 커패시터를 더 포함할 수 있다.
일 양상에 따르면, 정류기는 바이패스 커패시터와 연결되어 제어기의 제어에 따라 공진 탱크로부터 부하로의 전류 일부를 바이패스시키기 위한 제 2 스위치를 더 포함할 수 있다.
일 양상에 따르면, 제어기는 정류기의 출력 전압과 기설정된 기준 전압에 근거하여 제 1 스위치와 제 2 스위치를 각각 제어할 수 있다.
일 양상에 따르면, 제어기는 직렬 연결된 복수 저항의 제 1 노드에서 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 1 생성 전압을 기준 전압과 비교하여 제 1 스위치를 제어하는 제 1 비교 제어기, 및 상기 직렬 연결된 복수 저항의 제 2 노드에서 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 2 생성 전압을 기준 전압과 비교하여 제 2 스위치를 제어하는 제 2 비교 제어기를 포함하되, 제 1 생성 전압은 제 2 생성 전압보다 클 수 있다.
일 양상에 따르면, 제어기는 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 전압이 기설정된 기준 전압과 같아지도록 가변 기준 전압을 생성하는 가변 기준 전압 발생기, 복수의 직렬 연결 저항들의 제 1 노드에서 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 1 생성 전압을 가변 기준 전압과 비교하여 제 1 스위치를 제어하는 제 1 비교 제어기, 및 상기 복수의 직렬 연결 저항들의 제 2 노드에서 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 2 생성 전압을 가변 기준 전압과 비교하여 제 2 스위치를 제어하는 제 2 비교 제어기를 포함하되, 제 1 생성 전압은 제 2 생성 전압보다 클 수 있다.
본 발명에 따른 무선 전력 수신기는 자기 전압 제어 정류기를 이용하여 안정적인 출력 전압을 만들어 낸다. 기존과 달리 다단으로 구성될 필요가 없어 부품 수의 증가를 방지하고, 동시에 효율을 높이는 효과를 창출한다.
또한, 본 발명에 따른 무선 전력 수신기의 자기 전압 제어 정류기는 전파 정류기 또는 반파 정류기로 자동 전환되어 동작함에 의해 불필요한 손실을 최소화하는 효과를 창출한다.
도 1은 종래 무선 전력 수신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 2는 전파 정류기를 사용한 무선 전력 수신기의 회로도이다.
도 3은 반파 정류기를 사용한 무선 전력 수신기의 회로도이다.
도 4는 일 실시예에 따른 무선 전력 수신기의 회로도 및 동작 파형을 나타낸 도면이다.
도 5는 Schottky diode를 이용하여 제작된 전파 및 반파 정류기의 효율 그래프이다.
도 6은 일 실시예에 따른 바이패스 커패시터가 추가된 회로를 나타낸 도면이다.
도 7은 다른 실시예에 따른 바이패스 커패시터가 추가된 회로를 나타낸 도면이다.
도 8은 일 실시예에 따른 자기 전압 제어 정류기를 포함한 무선 전력 수신기의 회로를 나타낸 도면이다.
도 9는 일 실시예에 따른 VRECT 전압 제어 회로를 나타낸 도면이다.
도 10은 일 실시예에 따른 가변 기준 전압 발생기를 이용한 VRECT 전압 제어 회로를 나타낸 도면이다.
도 11은 도 10에 도시된 가변 기준 전압 발생기를 예시한 도면이다.
도 12는 도 8의 회로를 이용한 VRECT 전압 변동 모의 실험 결과 그래프이다.
도 13은 모의 실험 결과에 따른 자기 전압 제어 정류기의 효율 그래프이다.
도 14는 능동 다이오드의 예시도이다.
도 15는 일 실시예에 따른 D4를 대체하기 위한 능동 다이오드를 나타낸 도면이다.
도 16은 일 실시예에 따른 능동 다이오드를 이용한 자기 전압 제어 정류기를 포함한 무선 전력 수신기의 회로를 나타낸 도면이다.
전술한, 그리고 추가적인 본 발명의 양상들은 첨부된 도면을 참조하여 설명되는 바람직한 실시예들을 통하여 더욱 명백해질 것이다. 이하에서는 본 발명을 이러한 실시예를 통해 당업자가 용이하게 이해하고 재현할 수 있도록 상세히 설명하기로 한다.
도 2는 전파 정류기를 사용한 무선 전력 수신기의 회로도이다. 도 2의 (a)와 (b)의 회로는 일반적인 전파 정류기(full-bridge rectifier or full-wave rectifier)를 사용한 무선 전력 수신기이다. Lrx와 Cs는 자기 공명 방식의 무선 전력을 수신하기 위한 공진기, 즉 공진 탱크(resonant tank)(100)이다. Lrx는 무선 전력 수신 안테나의 등가 인덕턴스를 의미한다. Lrx를 통해 무선으로 전력이 공급될 때, 다이오드 브리지로 이루어진 정류기(200)의 입력 전압이 VACP > VACN 이라면, 제 1 다이오드(D1)와 제 4 다이오드(D4)가 온 되어 도 2의 (a)와 같은 동작이 이루어진다. 도 2의 (a)와 같이 흐르는 전류의 방향을 정방향이라 한다. 반대로 VACN > VACP 라면, 제 2 다이오드(D2)와 제 3 다이오드(D3)가 온 되어 도 2의 (b)와 같은 동작이 이루어진다. 도 2의 (b)와 같이 흐르는 전류의 방향을 역방향이라 한다. Lrx에 의해 공급되는 전류가 정현파 형태라면, 도 2에서처럼 전파 정류된 형태의 전류(IRECT)가 부하(RL)와 커패시터(CRECT)에 공급된다.
도 3은 반파 정류기를 사용한 무선 전력 수신기의 회로도이다. 도 2의 회로에서 D4를 도 3의 (a)와 같이 단락시키면, 정류기(200)는 반파 정류기(half-bridge rectifier or half-wave rectifier)로 동작한다. VACN > VACP 라면 D4가 단락되어 있으므로 전류는 부하로 공급되지 못하고 D3을 통해 공진 탱크(100)로 되돌아간다. 따라서 IRECT 파형은 반파 정류된 형태가 되므로 부하에 공급되는 평균 전류는 도 1의 경우보다 낮아지게 된다.
도 4는 일 실시예에 따른 무선 전력 수신기의 회로도 및 동작 파형을 나타낸 도면이다. 위에서 설명한 전파 정류기와 반파 정류기의 동작을 도 4 (a)의 회로와 같이 제 1 스위치(M0)를 추가하여 모두 수행할 수 있다. 도 4에 도시된 바와 같이, 무선 전력 수신기는 공진 탱크(100)와 정류기(200)를 포함한다. 도 4에서 공진 탱크(100)는 하나의 인덕터와 하나의 커패시터로 구성되는데, 이와 달리 둘 이상의 인덕터 및/또는 둘 이상의 커패시터로 구성될 수도 있다. 정류기(200)는 공진 탱크(100)에 의해 무선 수신된 전력을 정류하여 부하에 공급한다. 일 양상에 따른 정류기(200)는 다이오드 브리지와 제 1 스위치(M0)를 포함하여 구성된다. 다이오드 브리지는 D1, D2, D3, D4로 이루어지고, 제 1 스위치(M0)는 다이오드 브리지를 구성하는 어느 하나의 다이오드 양단에 연결된다.
공진 탱크(100)로부터 입력되는 전류는 정류기(200)가 전파 정류기로 동작할 시에 D1과 D4를 순차적으로 경유하여 공진 탱크로 되돌아가거나 D2와 D3을 순차적으로 경유하여 공진 탱크로 되돌아간다. 전자의 경우를 정방향 전류로 그리고 후자의 경우를 역방향 전류라 할 수 있다. 그리고 제 1 스위치(M0)는 D4 양단에 연결된다. 이는 정류기(200)가 전파 정류기로도 동작할 수 있게 하고 반파 정류기로도 동작할 수 있게 하기 위함이다. 제 1 스위치(M0)는 MOSFET 스위치일 수 있다. M0가 온 되면 정류기(200)는 반파 정류 회로가 되며, 오프 되면 전파 정류 회로가 된다. 앞서 설명한 바와 같이 반파 정류 회로가 되면 부하로 공급되는 IRECT 전류가 절반으로 줄어들기 때문에, 정류기(200)의 출력 전압이자 부하에 인가되는 전압인 VRECT는 감소하게 된다. 반대로 전파 정류 회로가 되면 증가하게 된다. M0를 구동함에 의해 부하에 공급되는 전류를 제어할 수 있으므로, 도 4의 (b)와 같이 출력 전압 VRECT를 제어할 수 있게 된다.
특히, 부하 전류 Iload가 클 때 전파 정류기 또는 반파 정류기 동작을 하게 된다. 전파 정류기와 반파 정류기의 효율 그래프는 도 5와 같다. 도 5는 Schottky diode 소자를 이용하여 6.78MHz AC 입력을 정류하는 회로를 구현하고 부하에 공급하는 전력을 바꾸면서 정류기의 효율을 측정한 것이다. 동일한 전력을 부하에 공급하는 경우 전파 정류기의 경우는 VACP > VACN, VACP < VACN 조건 모두에서 전력을 부하로 공급하기 때문에, 반파 정류기로 동작할 때 대비 전류의 피크(peak)가 작아도 되므로 반파 정류기 동작일 때보다 효율이 우수하다. 그러나 반파 정류기로 동작할 때는 이보다는 낮을 효율이지만 아주 떨어지는 효율을 보이는 것은 아니다. 따라서, 도 4의 (a)에 도시된 정류기(200)가 출력 전압을 제어하기 위한 목적으로 전파 정류기와 반파 정류기를 오가며 동작한다면, 정류기(200)의 효율은 전파 정류기와 반파 정류기의 효율 사이에서 결정될 것이다. 도 5에서 본다면 5Ｗ 이하에서 거의 90% 대의 높은 효율을 기대할 수 있다.
그런데 만일 부하에서 요구하는 전류가 매우 작은 경우에 정류기(200)는 반파 정류기로만 동작하게 될 것이다. 이때 반파 정류기에서 공급되는 전류가 부하가 요구하는 전압보다 높을 경우 정류기(200)의 출력 전압(VRECT)은 증가될 것이므로, VRECT를 제어할 수 없는 상황이 될 수 있다. 이러한 상황에 대처하기 위해 공진 탱크(100)의 전류 일부를 커패시터를 이용하여 그라운드로 바이패스(bypass) 시킬 수 있다.
도 6은 일 실시예에 따른 바이패스 커패시터가 추가된 회로를 나타낸 도면이다. 도 6에서는 Lrx와 Cs 사이에 바이패스 커패시터(Cd)를 그라운드 방향으로 연결하였다. Lrx에서 I1 전류가 공급될 때 Cd를 통해 빠져나가는 전류 I11이 발생하기 때문에, I1에서 I11이 차감된 I1*가 부하로 공급되게 된다. 도 6의 회로는 반파 정류기로 동작하는 것이므로, 도 6의 (a)와 같이 VACP > VACN의 경우에만 I1*가 부하로 공급되며, 도 6의 (b)와 같이 VACN > VACP의 경우에는 부하로 전력이 공급되지 않는다. 즉, 기본적으로는 반파 정류기 동작을 하지만 Cd에 의해 일부 전류가 부하로 공급되지 않으므로 반파 정류기보다 더 적은 전력을 부하에 공급하게 된다. 따라서, 반파 정류기 동작만으로 낮출 수 있는 VRECT 전압을 Cd를 이용하여 더 낮출 수 있게 된다. 한편, 도 7과 같이 Cs의 반대편에 Cd를 연결해도 유사한 동작을 수행할 수 있다.
도 8은 일 실시예에 따른 자기 전압 제어 정류기를 포함한 무선 전력 수신기의 회로를 나타낸 도면이다. 정류기(200)는 D1, D2, D3, D4로 이루어지는 다이오드 브리지와 D4의 양단에 연결된 M0를 포함한다. 추가로, 정류기(200)는 Cd를 더 포함할 수 있다. 나아가 정류기(200)는 Cd에 직렬 연결된 제 2 스위치(M1)를 더 포함할 수 있다. M1 역시 MOSFET 스위치일 수 있다. 제어기(Controller)(300)는 M0를 온 또는 오프 제어하며, M1이 있을 경우에는 M1도 온 또는 오프 제어한다. 구체적으로, 제어기(300)는 VRECT 전압이 기설정된 기준 전압(VREF)에 비례하는 전압이 되도록 스위치 M0, M1의 스위칭 신호 S0, S1을 발생시키는 역할을 한다. 물론, M1이 회로에 구현되어 있지 않다면 M0만을 제어하기 위한 스위칭 신호 S0를 발생시킨다. 도 8에 도시된 회로는 별도의 컨버터 없이 출력 전압(VRECT)을 제어하므로, 이 정류기(200)를 자기 전압 제어 정류기(Self Regulation Rectifier, SRR)라고 명명할 수 있다.
그리고 한쪽 노드가 M1에 직렬 연결되어 있는 Cd의 다른 쪽 노드는 도 6, 7과 같이 결선되는 위치를 바꾸어도 동작할 수 있다. 일반적으로 공진 탱크 내에 연결되거나, 다이오드 브리지 입력에 연결을 하면 된다. 도 8에서는 Lrx와 Cs를 이용하여 공진 탱크(100)를 구성하였기 때문에, A 노드와 B 노드가 연결 가능한 지점이 된다. 만일, 여러 개의 인덕터, 커패시터를 이용하여 공진 탱크를 구성할 때는 A에 해당하는 노드는 공진 탱크 내의 노드에 해당한다.
제어기(300)의 기본 동작은 S0, S1 구동 신호를 만들어 내는 것이다. 물론, M1이 회로에 구현되어 있지 않다면 S0 구동 신호만을 만들어 낸다. 이하에서는 설명의 편의상 M0와 M1이 모두 회로 구현되어 있는 경우로 한정하여 설명한다. 그러나 이에 한정되는 것은 아니다. 그러나 한정된 설명을 통해서도 M0 외에 Cd가 추가된 경우, 나아가 M1이 더 추가된 경우의 동작에 대해서도 충분히 이해될 수 있다.
제어기(300)는 정류기(200)에 의해 정류된 출력 전압(VRECT)과 기설정된 기준 전압(VREF)에 근거하여 M0와 M1을 각각 제어한다. 일 실시예에 있어서, 제어기(300)는 도 9와 같이 2개의 비교기를 이용하여 구현이 가능하다. 도 9에 도시된 바와 같이, 제어기(300)는 제 1 비교 제어기(300)와 제 2 비교 제어기(300)를 포함한다. 제 1 비교 제어기(300)는 직렬 연결된 복수 저항의 제 1 노드에서 정류기(200)의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 1 생성 전압을 기준 전압과 비교하여 제 1 스위치(M0)를 제어한다. 이를 위해, 제 1 비교 제어기(300)는 제 1 비교기(310)와 제 1 드라이버(320)를 포함한다. 그리고 제 2 비교 제어기(300)는 위의 직렬 연결된 복수 저항의 제 1 노드에서 정류기(200)의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 2 생성 전압을 기준 전압과 비교하여 제 2 스위치를 제어한다. 이를 위해, 제 2 비교 제어기(300) 역시 제 2 비교기(330)와 제 2 드라이버(340)를 포함한다. 그리고 제 1 생성 전압은 제 2 생성 전압보다 크다.
도 9를 참조하여 좀 더 상세히 설명한다. VRECT 감지를 위해 직렬 연결된 저항 RA, RB, RC를 이용한다. 여기서 RB와 RC 사이의 노드가 제 1 노드이며, RA와 RB 사이의 노드가 제 2 노드이다. RA, RB, RC를 이용하여 VRECT를 감지해서 생성된 신호인 제 1 생성 전압(VR0), 제 2 생성 전압(VR1)은 VR0 > VR1을 만족한다. 만일 VRECT를 감지해서 만든 전압 VRO가 VREF보다 커지게 되면, 제 1 비교기(310)의 출력이 high가 되고 제 1 드라이버(320)가 M0를 구동하기 위한 신호 S0를 만들어낸다. 도 9에서 제 1 드라이버(320)와 제 2 드라이버(340)는 스위치를 구동하기 용이하도록 충분한 전류 구동능력을 갖는 회로로서, 입력과 출력의 위상은 같다. 따라서 비교기 출력이 high이면 드라이버 출력도 high이다. 이에 정류기(200)는 반파 정류기로 동작하게 되어 VRECT를 낮추게 된다. VECT를 낮추었음에도 불구하고 VRECT가 상승하게 되어 VR1이 VREF보다 커지는 지점에 도달하게 되면, 제 1 비교기(310)의 출력과 제 2 비교기(330)의 출력이 모두 high가 되어 S0, S1이 high가 된다.
그런데 제 1 비교기(310)가 high와 low를 반복하는 경우에는 정류기(200)가 전파 정류기 동작과 반파 정류기 동작을 번갈아가며 수행하면서 VRECT를 제어하고 있는 상태이다. 제 1 비교기(310)는 VR0가 VREF보다 높고 낮음에 따라 반응하므로, 정상 상태(steady-state)에서는 VR0 = VREF가 되도록 제어됨을 알 수 있다. 따라서 아래의 수학식 1을 만족하게 된다.
Figure PCTKR2016002560-appb-M000001
따라서 VRECT 전압은 수학식 2와 같이 결정된다.
Figure PCTKR2016002560-appb-M000002
그러나, 만약 제 2 비교기(330)가 high와 low를 반복하여 제어가 되는 경우의 VRECT 전압은 수학식 3과 같다.
Figure PCTKR2016002560-appb-M000003
수학식 3의 VRECT가 수학식 2의 VRECT보다 큰 값이므로, 수학식 3의 경우 VRECT가 더 높은 상태로 제어됨을 알 수 있다. 즉, 어떤 비교기가 동작하는가에 따라 제어되는 VRECT가 약간씩 달라질 수 있음을 의미한다. 만약, 수학식 3에서 VREF 전압이 수학식 2의 VREF 전압보다 낮아지면, 수학식 2와 동일한 전압이 될 수 있다. 이 의미는 VREF를 약간씩 가변함으로써 어떠한 경우에도 VRECT를 거의 동일한 전압으로 제어하는 것이 가능하다는 것이 된다. 따라서, 도 10과 같은 가변 기준 전압 발생기를 추가할 수 있다.
가변 기준 전압 발생기(350)는 VRECT를 감지하여 생성된 전압이 VREF와 같아지도록 가변 기준 전압을 생성한다. 도 10에 도시된 바와 같이, 가변 기준 전압 발생기는 직렬 연결된 제 1 저항(R1)과 제 2 저항(R2)로 VRECT를 감지한 값이 VREF와 같아지도록 가변 기준 전압인 Vctrl 신호를 발생한다. 이에 제 1 비교기(310)는 VR0와 Vctrl을 비교하며, 제 2 비교기(330)는 VR1과 Vctrl을 비교한다.
가변 기준 전압 발생기(350)는 도 11의 (a), (b)와 같은 형태로 구현이 가능하다. 도 11의 (a)에는 연산 증폭기(op amp)와 커패시터 Cc를 부궤환(negative feedback)하여 이루어진 가변 기준 전압 발생기(350)가 예시되어 있다. VF는 VRECT를 R1과 R2로 감지한 전압이다. 만일 VF > VREF 라면 저항 R에 전류가 흘러 Cc를 충전하는 전류가 흘러들어 가므로 Vctrl은 낮아지게 된다. 반대의 경우는 Vctrl이 증가하게 된다. 제어가 완성되는 시점에서는 VREF = VF가 되므로, VRECT 전압은 수학식 4와 같이 결정된다.
Figure PCTKR2016002560-appb-M000004
도 11의 (b)에는 트랜스컨덕터 증폭기(transconductor amp)와 커패시터 Cc로 구성된 가변 기준 전압 발생기(350)가 예시되어 있다. 트랜스컨덕터 증폭기는 R1과 R2로 VRECT 전압을 감지하고 이를 VREF와 비교하여 그 차에 해당되는 값에 트랜스컨덕턴스(GM)을 곱한 전류로 Cc를 충전하거나 방전하게 된다. 따라서, Vctrl을 제어하여 도 11의 (a)와 동일하게 동작하도록 할 수 있다. 도 11에 예시된 외에도 다양한 방법으로 가변 기준 전압 발생기를 구현할 수 있다.
상술한 기술 구성에 따른 모의 실험 결과가 도 12에 도시되어 있다. 부하 전류는 0 ~ 1A로 변화되고 있으며, VRECT가 10V가 되도록 R1, R2, VREF가 설정되어 있는 상태이다. 도 12에서 알 수 있듯이, VRECT는 거의 10V이므로 0 ~ 10Ｗ를 부하에 공급하는 상황을 모의 실험한 것이다. 공진 탱크의 공진 주파수는 6.78MHz에 맞춰있는 상태로 모의 실험을 하였다. 전류가 높을 때는 주로 S0가 high/low가 되어 출력 전압을 제어하고 있으며, 부하가 낮을 때는 스위치 M0, M1이 전부 켜지기도 하면서 제어를 한다. 이때 비교기 기준 전압인 Vctrl은 도 12처럼 능동적으로 변화되며 이에 따라 VRECT 전압은 부하 전류가 0 ~ 1A로 변화하는 상태임에도 9.7V ~ 10.3V로 +/-300mV의 오차로 제어하고 있다.
도 13은 Iload = 0.1A ~ 1A까지 변화시키고 VRECT는 10V로 제어했을 때 SRR의 효율 그래프이다. 이때, TX에서 공급되는 전류는 충분히 1A 출력을 낼 수 있도록 설정하였다. 10Ｗ 근처에서는 거의 90%에 육박하는 고효율 상태로 동작함을 알 수 있다.
도 14는 능동 다이오드의 예시도이다. 도 8에 도시된 다이오드 브리지는 도 14에 예시된 바와 같은 능동 다이오드(active diode)를 이용하여 구현될 수 있다. 능동 다이오드는 MOSFET과 같은 스위칭 소자를 사용한다. 스위치가 온 되었을 때 스위치 양단 전압을 다이오드 도통 전압보다 낮게 하는 것이 가능하여 도통 손실을 줄일 수 있다. 따라서, 정류기의 효율을 개선하기 위해 능동 다이오드를 사용하는 것이 가능하다. 소스 전압이 드레인 전압보다 높아지는 상태를 감지하는 비교기가 이 조건이 되면 MOSFET을 온 시켜서 도통 상태로 만들고 그렇지 않을 때는 오프 상태가 되게 한다. 드레인 전압과 소스 전압을 비교하는 방법은 다양한 형태로 구현이 가능하다.
도 15는 일 실시예에 따른 D4를 대체하기 위한 능동 다이오드를 나타낸 도면이다. 능동 다이오드는 비교기(510)와 드라이버(520) 외에 논리 소자(530)를 더 포함한다. 비교기(510)는 소스 전압과 드레인 전압을 비교한다. 일 실시예에 있어서, 비교기(510)는 소스 전압이 드레인 전압보다 높아지면 high 신호를 출력하고 그렇지 않으면 low 신호를 출력한다. 그리고 논리 소자(530)는 OR 소자일 수 있으며, 비교기(510)의 출력과 제어신호(VC)를 입력받아 high 또는 low 신호를 출력한다. 도 15에서 VC가 high가 되면 비교기(510)의 출력과 무관하게 MOSFET을 온 시킬 수 있다. 이를 이용하여 만든 SRR이 도 16에 예시되어 있다.
한편, 도 14와 도 15에서 능동 다이오드를 구성하는 스위치는 n형 MOSFET을 예로 도시하였으나, 이는 예시적인 것일 뿐이다. 예컨대, 바이폴라 트랜지스터, IGBT(Insulated Gate Transistor), GaN, SiC 등의 스위칭 소자를 이용해도 동일한 개념의 회로를 구성할 수 있다. 또한 도 16에서 D1, D2, D3 중 적어도 하나를 일반 다이오드를 사용해도 무방하다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (8)

  1. 자기 공명 방식의 무선 전력을 수신하는 공진 탱크;
    다이오드 브리지 및 다이오드 브리지를 구성하는 어느 하나의 다이오드 양단에 연결된 제 1 스위치를 포함하여 공진 탱크에 의해 수신된 무선 전력을 정류하여 부하에 공급하는 정류기; 및
    제 1 스위치를 제어하여 정류기를 전파 정류기 또는 반파 정류기로 동작시키는 제어기;
    를 포함하는 무선 전력 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    공진 탱크로부터 흐르는 전류는 정류기가 전파 정류기로 동작할 시에 브리지 다이오드의 제 1 다이오드와 제 4 다이오드를 순차적으로 경유하여 공진 탱크로 되돌아가는 정방향 전류와 브리지 다이오드의 제 2 다이오드와 제 3 다이오드를 순차적으로 경유하여 공진 탱크로 되돌아가는 역방향 전류로 구분되며, 제 1 스위치는 제 4 다이오드의 양단에 연결된 무선 전력 수신기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    제어기는 정류기의 출력 전압을 감지하고 기준 전압과 비교하여 그 비교 결과에 따라 제 1 스위치를 온 또는 오프 제어하는 무선 전력 수신기.
  4. 제 2 항에 있어서, 정류기는 :
    공진 탱크로부터 부하로의 전류 공급 일부를 방지하기 위한 바이패스 커패시터;
    를 더 포함하는 무선 전력 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서, 정류기는 :
    바이패스 커패시터와 연결되어 제어기의 제어에 따라 공진 탱크로부터 부하로의 전류 일부를 바이패스시키기 위한 제 2 스위치;
    를 더 포함하는 무선 전력 수신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    제어기는 정류기의 출력 전압과 기설정된 기준 전압에 근거하여 제 1 스위치와 제 2 스위치를 각각 제어하는 무선 전력 수신기.
  7. 제 5 항에 있어서, 제어기는 :
    직렬 연결된 복수 저항의 제 1 노드에서 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 1 생성 전압을 기준 전압과 비교하여 제 1 스위치를 제어하는 제 1 비교 제어기; 및
    상기 직렬 연결된 복수 저항의 제 2 노드에서 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 2 생성 전압을 기준 전압과 비교하여 제 2 스위치를 제어하는 제 2 비교 제어기;를 포함하되,
    제 1 생성 전압은 제 2 생성 전압보다 큰 무선 전력 수신기.
  8. 제 5 항에 있어서, 제어기는 :
    정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 전압이 기설정된 기준 전압과 같아지도록 가변 기준 전압을 생성하는 가변 기준 전압 발생기;
    복수의 직렬 연결 저항들의 제 1 노드에서 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 1 생성 전압을 가변 기준 전압과 비교하여 제 1 스위치를 제어하는 제 1 비교 제어기; 및
    상기 복수의 직렬 연결 저항들의 제 2 노드에서 정류기의 출력 전압을 감지하여 생성된 제 2 생성 전압을 가변 기준 전압과 비교하여 제 2 스위치를 제어하는 제 2 비교 제어기;를 포함하되,
    제 1 생성 전압은 제 2 생성 전압보다 큰 무선 전력 수신기.
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