WO2014196702A1 - 고출력 led 구동회로를 구비한 led 조명장치 - Google Patents

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power factor
led
driving
correction unit
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양휘석
김철주
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주식회사 포스코엘이디
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Definitions

  • the present invention relates to an LED lighting device having a high output LED driving circuit, and a plurality of light emitting groups each comprising a plurality of LEDs and a plurality of light emitting groups LED drive to control to be sequentially driven according to the voltage level of the driving voltage
  • the present invention relates to an LED lighting device having a power factor correction unit capable of supplying a stabilized driving voltage to an IC.
  • a light emitting diode that is, a light emitting diode is a semiconductor made of Ga (gallium), P (phosphorus), As (arsenic), indium (In), nitrogen (N), aluminum (Al), or the like. It has the characteristics of a diode and emits red, green, and blue light when a current flows through it. Compared to light bulbs, they have a longer lifespan, a faster response time (time for light to flow through a current), and low power consumption.
  • the light emitting device could only be driven by a DC power supply due to the diode characteristics. Therefore, the light emitting device using the conventional light emitting device is not only limited in use, but also includes a separate circuit such as an SMPS to be used in an AC power source currently used in homes. Accordingly, there is a problem that the driving circuit of the lighting device is complicated, and the manufacturing cost thereof is increased.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating an AC LED lighting apparatus according to the prior art
  • FIG. 2 is a waveform diagram illustrating waveforms of a rectified voltage and an LED driving current of the AC LED lighting apparatus according to the prior art illustrated in FIG. 1.
  • the AC LED lighting apparatus is rectified by receiving an AC voltage from an AC power supply (V AC ) to rectify and output a rectified voltage (Vrec) and a rectified voltage (Vrec).
  • the drive control unit 40 controls the sequential driving of the light emitting group 20, the second light emitting group 22, the third light emitting group 24 and the fourth light emitting group 26, and has a switching function and a constant current control function.
  • the first LED group driver SW1, the second LED group driver SW2, the third LED group driver SW3, and the fourth LED group driver SW4 are included.
  • the drive controller 40 determines the voltage level of the rectified voltage (Vrec) applied from the rectifier 10, and determined The first light emitting group 20, the second light emitting group 22, the third light emitting group 24, and the fourth light emitting group 26 are sequentially driven according to the voltage level of the rectified voltage Vrec.
  • a first threshold voltage (V TH1) and not more than the second threshold voltage (V TH2) is less than interval (based on the one period of the rectified voltage V t1 ⁇ t2, t7 ⁇ t8),
  • the driving controller 40 maintains the first switch SW1 in a turn-on state, and maintains the second switch SW2, the third switch SW3, and the fourth switch SW4 in a turn-off state. Only the first light emitting group 20 is controlled to be driven.
  • the driving controller 40 maintains the second switch SW2 in the turn-on state, and maintains the first switch SW1, the third switch SW3, and the fourth switch SW4 in the turn-off state. Only the first light emitting group 20 and the second light emitting group 22 are controlled to be driven.
  • the driving controller 40 maintains the third switch SW3 in the turn-on state and maintains the first switch SW1, the second switch SW2, and the fourth switch SW4 in the turn-off state.
  • the first light emitting group 20, the second light emitting group, and the third light emitting group 24 are controlled to be driven.
  • the driving controller 40 turns the fourth switch SW4 on.
  • the first light emitting group 20 and the second light emitting group 22 are maintained in the -ON state, and the first switch SW1, the second switch SW2, and the third switch SW3 are kept in the turn-off state. ),
  • the third light emitting group 24 and the fourth light emitting group 26 are controlled to be driven.
  • the driving controller 40, the first light emitting group driving unit SW1, the second light emitting group driving unit SW2, and the third light emitting group driving unit ( SW3) and the fourth LED group driver SW4 are implemented as one integrated circuit (IC), and it is common to implement an AC LED lighting device using the LED drive IC implemented in this manner.
  • the output current of the LED drive IC is maintained as a constant current even if the input voltage fluctuates. The problem is that the total power consumption of the device is rapidly increased or decreased as the input voltage changes.
  • the LED driving circuit implemented using the LED drive IC since no energy storage element (for example, an inductor or a capacitor) is used, the LED operates as a resistance element and the output is changed according to the input voltage variation. Since the power is changed and applied to the LED, there is a problem that causes heat generation and shortening of the LED.
  • no energy storage element for example, an inductor or a capacitor
  • the object of the present invention is to solve the problems of the prior art mentioned above.
  • An object of the present invention is to provide an LED lighting device having a high output LED drive circuit that can protect the LED drive IC from surges.
  • another object of the present invention is to provide an LED lighting device having a high output LED driving circuit that can protect the LED drive IC from voltage fluctuations.
  • a rectifier for rectifying the AC voltage, and smoothing the rectified voltage to generate and output a first rectified voltage; Receives a first rectified voltage output from the rectifier, and generates and outputs a driving voltage for pulsing above a first threshold voltage by stepping up or stepping down the received first rectified voltage.
  • a power factor correction unit An LED light-emitting unit including first to m-th light emitting groups (m is a positive integer of 2 or more) including at least one LED, and sequentially driven by a driving voltage input from the power factor correction unit; And a driving voltage input from the power factor correction unit to determine a voltage level of the driving voltage and to control sequential driving of the first to m-th light emitting groups according to the determined voltage level of the driving voltage.
  • An LED lighting device characterized in that it comprises an IC, is proposed.
  • the power factor correction unit may be configured to step up and stabilize the AC voltage to generate the driving voltage.
  • the power factor correction unit may include a boost converter or a buck-boost converter.
  • the power factor correction unit may be configured to step down and stabilize the AC voltage to generate the driving voltage.
  • the power factor correction unit may include a buck converter or a buck-boost converter.
  • the power factor correction unit receives the first rectified voltage, stabilizes the applied first rectified voltage to generate a DC power source for driving a control IC, and supplies a generated DC power source to the control IC.
  • Supply circuit A boost converter circuit receiving the first rectified voltage and boosting the first rectified voltage according to a switching control signal input from the control IC to generate and output the driving voltage; And a control IC generating the switching control signal and outputting the switching control signal to the boost converter circuit.
  • the boost converter circuit is connected to the rectifier and receives a first rectified voltage input from the rectifier to accumulate energy while the first switching device is turned on, and the first switching device is turned on.
  • a first switching element connected in parallel to the first inductor and turned on / off according to a switching control signal input from the control IC, wherein the power factor compensator comprises: energy stored in the first inductor A zero point detection circuit for detecting a; And an output voltage detection circuit connected to an output terminal of the boost converter circuit to detect a driving voltage output from the boost converter circuit, wherein the control IC is connected to the zero detection circuit and the current detection circuit.
  • the switching control signal is turned off. It can be configured to generate.
  • the boost converter circuit includes: a first capacitor connected in parallel between the first switching element and an output terminal of the boost converter circuit and smoothing the driving voltage; And a first diode connected between the first capacitor and the first inductor and blocking a reverse current flowing from the first capacitor to the first inductor.
  • the power factor correction unit further includes a current detection circuit connected between the first switching element and the ground to detect a current flowing through the first switching element, wherein the control IC is input from the current detection circuit.
  • the switching of the first switch element may be stopped when the current value becomes equal to or greater than a preset overcurrent reference value.
  • control IC may be configured to stop switching of the first switch element when the magnitude of the driving voltage input from the output voltage detection circuit is equal to or greater than a preset overvoltage reference value.
  • the LED lighting device comprises n LED emitters and n LED drive ICs, where n is a positive integer of 2 or more, and each LED drive IC is configured to control sequential driving of one LED emitter, respectively.
  • n is a positive integer of 2 or more
  • each LED drive IC is configured to control sequential driving of one LED emitter, respectively.
  • high-power LED lighting devices can be manufactured by applying drive ICs, and high reliability can be expected.
  • FIG. 1 is a block diagram of an alternating current LED lighting device according to the prior art.
  • Figure 2 is a waveform diagram showing the waveform of the rectified voltage and the LED drive current of the AC LED lighting apparatus according to the prior art shown in FIG.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram of an LED lighting apparatus having a high power LED driving circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4A is a block diagram illustrating a boost converter that may be included in a power factor correction unit according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • 4B is a block diagram illustrating a buck converter that may be included in a power factor correction unit according to another embodiment of the present invention.
  • 4C is a block diagram illustrating a buck-boost converter that may be included in a power factor correction unit according to another exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a power factor correction unit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power factor correction unit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a waveform diagram illustrating a waveform of an output voltage of the power factor correction unit according to an embodiment of the present invention.
  • the term 'light emitting group' is a plurality of LEDs connected in series / parallel / parallel in the form of chips or packages on an insulated or non-insulated substrate to emit light in an illumination device (LED package). ) Means a set of LEDs whose operation is controlled (ie, turned on / off as a unit) under the control of the controller.
  • the term 'threshold voltage (V TH )' is a voltage level capable of driving one light emitting group
  • 'first threshold voltage (V TH1 )' means a voltage level capable of driving the first light emitting group.
  • the second threshold voltage V TH2 refers to a voltage level capable of driving the first and second light emitting groups.
  • the n th threshold voltage V THn refers to a voltage level capable of driving all of the first to n th light emitting groups.
  • the term 'sequential driving method' means that when the voltage level of the rectified voltage generated by full-wave rectification of the AC voltage exceeds the threshold voltage for operating the LEDs included in each light emitting group, the light is sequentially turned on in accordance with the increase of the AC voltage.
  • the threshold voltage is lower than the mean voltage, the driving method is sequentially turned off according to the decrease of the AC voltage.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram of an LED lighting device (hereinafter referred to as an “LED lighting device”) having a high output LED driving circuit according to an embodiment of the present invention.
  • LED lighting device an LED lighting device having a high output LED driving circuit according to an embodiment of the present invention.
  • the LED lighting apparatus 1000 includes a surge protection unit 100, an EMI filter 200, a rectifier 300, a power factor correction unit 400, and an LED drive IC 500. And an LED light emitting unit 600.
  • the surge protection unit 100 may be composed of at least one varistor, and serves to protect the LED lighting apparatus 1000 from the surge voltage and the inrush current.
  • the EMI filter 200 is configured to perform a function of removing the high frequency noise of the input AC voltage (V AC ). Since the surge protection unit 100 and the EMI filter 200 adopt a known technique, a detailed description thereof will be omitted.
  • the rectifier 300 receives rectified AC power V AC from an AC supply source inside or outside the LED lighting apparatus 1000 to rectify the rectified power Vrec, and smoothes the generated rectified power Vrec. And generate and output a first rectified voltage V rec1 having a voltage value of.
  • the power factor corrector 400 receives the first rectified voltage output from the rectifier 300 and steps up or down the received first rectified voltage V rec1 to step down the first threshold voltage. And generate and output a driving voltage V D pulsing above V TH1 .
  • the biggest feature of the power factor correction unit 400 according to the present invention is not outputting a DC voltage having a fixed voltage level as a driving voltage. It is configured to generate and output a pulse voltage corresponding to the characteristics of the drive IC 500 as the driving voltage V D.
  • the LED drive IC 500 determines a voltage level of an applied driving voltage (for example, rectified voltage Vrec) and selectively selects a plurality of light emitting groups according to the determined voltage level of the driving voltage. It is configured to turn on and off. Therefore, in the case of using the conventional power factor correction unit for outputting a DC voltage having a fixed voltage level as the driving voltage, it does not meet the characteristics of the LED drive IC 500 as described above, and in this case, the sequential drive control itself Since it is not necessary, the LED drive IC 500 is not necessary.
  • the output terminal in order to output a driving voltage having a fixed voltage level, the output terminal is configured to have a large capacity smoothing capacitor.
  • the power factor correction unit 400 according to the present invention is configured to generate and output a pulse voltage that pulsates above the first threshold voltage V TH1 as a driving voltage V D. do. Therefore, the driving voltage V D output from the power factor correction unit 400 according to the present invention is not only suitable for the characteristics of the LED drive IC 500, but also eliminates the smoothing capacitor disposed at the output terminal or has a small capacity. By using the film capacitor, the miniaturization of the power factor correction unit 400 and a reduction in manufacturing cost can be expected.
  • the power factor correction unit 400 according to the present invention is not limited thereto, and any circuit may be included in the power factor correction unit 400 according to the present invention as long as it is a converter circuit capable of performing the above functions.
  • the power factor correction unit 400 according to the present invention may include a boost converter.
  • the power factor correction unit 400 according to the present invention including a boost converter is implemented, the power factor correction unit 400 according to the present invention is configured to boost the AC voltage V AC to generate a driving voltage V D.
  • the power factor correction unit 400 including the boost converter according to the present invention receives an AC 120V and generates a driving voltage V D that pulsates between a minimum first threshold voltage V TH1 and a maximum of 260V. Can be output.
  • the magnitude of the drive voltage (V D) thereto is not limited, the size of the drive voltage (V D) may be variously changed depending on the light-emitting group, the number of threshold voltage values in the LED light emission unit 600 includes a person skilled in the art Will be self-explanatory.
  • a boost converter stores energy in the inductor L by turning on the switching element Q, and also by the inductor Q by turning off the switching element Q. It functions similarly to the boost converter according to the prior art in that it is configured to boost the first rectified voltage V rec1 using the generated counter electromotive force.
  • the boost converter according to the present invention since the boost converter according to the present invention is configured to generate a pulse voltage as a driving voltage, the reverse flow prevention diode D and the smoothing capacitor C may be omitted in FIG. 4A.
  • the boost converter according to the present invention may include a backflow prevention diode (D) and a smoothing capacitor (C), in which case the smoothing capacitor (C) is a film as described above Implemented using a capacitor, and as a result, the boost converter according to the present invention can be configured to generate and output a pulse voltage as a driving voltage, which is different from the conventional boost converter according to the prior art.
  • FIG. 4B is a block diagram illustrating a buck converter that may be included in a power factor correction unit according to another embodiment of the present invention. Similar to the boost converter described with reference to Figure 4a, the step-down method itself of the buck converter according to the present invention is similar to the general buck converter according to the prior art. However, as described above, since the buck converter according to the present invention is configured to generate a pulse voltage as the driving voltage, the backflow prevention diode D and the smoothing capacitor C may be omitted in FIG. It may be configured to use a film capacitor as the utilization capacitor (C) and to include a backflow prevention diode (D). In an exemplary embodiment, the buck converter according to the present invention may receive an AC 220V and generate and output a driving voltage pulsating between a minimum first threshold voltage V TH1 and a maximum 130V.
  • FIG. 4C is a block diagram illustrating a buck-boost converter that may be included in a power factor correction unit according to another exemplary embodiment of the present invention. Similar to the boost converter described with reference to FIG. 4A and the buck converter described with reference to FIG. 4B, the step-down method and the step-up method of the buck-boost converter according to the present invention are similar to the general buck-boost converter according to the prior art. Do. However, as described above, since the buck-boost converter according to the present invention is configured to generate a pulse voltage as a driving voltage, the backflow prevention diode D and the smoothing capacitor C may be omitted in FIG.
  • a film capacitor may be used as the smoothing capacitor C, and a reverse flow prevention diode D may be included.
  • the buck-boost converter according to the present invention implemented in such a manner may be configured to receive an AC 90V to 220V, and generate and output a driving voltage pulsating between a minimum first threshold voltage V TH1 and a maximum of 260V. have.
  • the LED light emitting unit 600 receives the driving voltage V D applied from the power factor correction unit 400 to emit light. More specifically, the LED light emitting unit 600 according to the present invention may be configured to include m light emitting groups each including one or more LEDs. In the case of the embodiment illustrated in FIG. 3, for convenience of description and understanding, the LED light emitting unit 600 including the first light emitting group 610 to the fourth light emitting group 640 is illustrated.
  • the present invention is not limited thereto, and various modifications and variations are possible as long as the technical gist of the present invention is included as it is, and such variations and modifications will also be obvious to those skilled in the art.
  • the LED drive IC 500 determines the voltage level of the driving voltage V D applied from the power factor correction unit 400, and according to the determined voltage level of the driving voltage V D , the first light emitting group 610, the second light emitting group 620, the third light emitting group 630, and the fourth light emitting group 640 are sequentially driven.
  • the LED drive IC 500 according to the present invention has a first switch (not shown) for controlling the driving of the first light emitting group 610 similarly to that shown in FIG. 1.
  • a second switch (not shown) for controlling the driving of the second light emitting group 620, a third switch (not shown) and a fourth light emitting group 640 for controlling the driving of the third light emitting group 630.
  • the first switch, the second switch, the third switch, and the fourth switch may include a metal oxide semiconductor field effect transistor that may be turned on or off according to a switch control signal input from the LED drive IC 500.
  • MOSFETs insulated gate bipolar transistors
  • IGBTs junction transistors
  • JFETs junction field effect transistors
  • Triac triacs
  • the first switch, the second switch, the third switch, and the fourth switch according to the present invention may be configured to control the current flowing through the switch to the predetermined constant current value according to the control of the LED drive IC 500.
  • the LED lighting apparatus 1000 includes first LED light emitting units 600a to nth LED light emitting units 600n, and sequentially the first LED light emitting units 600a.
  • An n-th LED drive IC 500n for controlling the sequential driving of the first LED drive IC 500a to the n-th LED light emitting part 600n for controlling the driving may be included.
  • n is a positive integer of 2 or more, and can be variously described as necessary.
  • the driving current of each LED light emitting unit is precisely constant current. An effect that can be controlled can be expected.
  • the LED lighting apparatus 1000 may be stably operated.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a power factor correction unit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the power factor correction unit according to an embodiment of the present invention.
  • the configuration and function of the power factor correction unit 400 according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 5 to 6.
  • the power factor correction unit 400 is implemented using the boost converter according to the present invention as described above with reference to FIG. 4A.
  • the power factor correction unit 400 according to the present invention is not limited thereto, and the driving force is a pulse point voltage pulsating at or above the technical gist of the present invention, that is, the first threshold voltage V TH1 .
  • Any circuit capable of outputting may be adopted as the power factor correction unit 400 according to the present invention, and the technical scope of the present invention may be included as long as the technical scope of the present invention is included despite the various modifications and variations. Will be self-explanatory.
  • the rectifier 300 is configured to receive the AC voltage V AC and output the first rectified voltage V rec1 to the power factor correction unit 400.
  • the rectifier 300 according to the present invention is a full-wave rectification circuit and a radio wave configured using four diodes of D1, D2, D3, D4 to full-wave rectified AC voltage to output a rectified voltage (Vrec)
  • It may include a smoothing capacitor (C5) for outputting the first rectified voltage (V rec1 ) by smoothing the rectified voltage (Vrec) output from the rectifier circuit.
  • the first rectified voltage V rec1 may be a pulse voltage close to a DC voltage having a substantially fixed value, or may be a pulse voltage that constantly pulsates.
  • the power factor correction unit 400 boosts or steps down the first rectified voltage V rec1 output from the rectifying unit 300, thereby driving the pulsation above the first threshold voltage V TH1 .
  • the voltage V D is generated, and the generated driving voltage V D is output to the LED drive IC 500 and the LED light emitting unit 600.
  • the power factor correction unit 400 according to the present invention includes a converter circuit 410, a control IC 420, a zero point detection circuit 430, and a DC power supply circuit as shown in FIG. 5. 440, a current detection circuit 450, and an output voltage detection circuit 460.
  • the converter circuit 410 may be one of the various converter circuits reflecting the technical features of the present invention may be adopted and used as needed, and as shown in FIG.
  • An embodiment is shown in which a boost converter circuit 410 is employed that is configured to boost voltage V rec1 to generate and output a drive voltage V D pulsating above a first threshold voltage V TH1 .
  • the boost converter circuit 410 according to the present invention may include a first inductor L2 and a first switching element Q1.
  • the first inductor L2 is connected to the rectifier 300 to receive the first rectified voltage V rec1 input from the rectifier 300, and accumulates energy while the first switching element Q1 is turned on. In addition, while the first switching device is turned off, the counter electromotive force is generated to boost the first rectified voltage V rec1 .
  • the first switching device Q1 is turned on, a current path connected to the first inductor L2, the first switching device Q1, and the ground is formed, and thus, the first switching device Q1 is formed. Energy is charged in the inductor L2. While the first switching element Q1 is turned on, the voltage across the first inductor L2 does not change, and thus there is no change in magnetic flux so that no counter electromotive force is generated.
  • the first switching element Q1 when the first switching element Q1 is turned off, the magnetic field around the first inductor L2 disappears, and a counter electromotive force is generated across the first inductor L2 to induce a reverse voltage. Accordingly, the first rectified voltage V rec1 is boosted by the induced reverse voltage, and the boosted voltage is output as the driving voltage V D. At this time, the induced reverse voltage depends on the amount of energy stored in the first inductor L2, and consequently on the turn-on time of the first switching element Q1.
  • the first inductor L2 according to the present invention may be implemented as a primary side coil of the first transformer TR1.
  • the control IC 420 according to the present invention has a first current when the current flowing in the first inductor L2 is zero (that is, when the energy stored in the first inductor L2 becomes zero).
  • the power factor correction unit 400 according to the present invention may include a zero detection circuit 430 to detect a zero current.
  • the primary coil of the zero detection circuit 430 performs the function of the first inductor L2, and the current flowing through the secondary coil L3 of the zero detection circuit 430 to the first inductor L2. Detects and outputs to the control IC 420.
  • the first switching element Q1 is connected to the first inductor L2 in parallel and is configured to be turned on / off according to the switching control signal SC input from the control IC 420.
  • an embodiment in which an increased N-channel MOSFET is adopted as the first switching element Q1 is illustrated, but is not limited thereto, and an insulation gate capable of performing a switching function is illustrated.
  • Bipolar transistors (IGBTs), junction transistors (BJTs), junction field effect transistors (JFETs), thyristors (Silicon controlled rectifiers), and triacs may be employed as needed.
  • the power factor correction unit 400 according to the present invention may further include a first diode D5 and a first capacitor C8.
  • the driving voltage V D generated and output from the power factor correction unit 400 according to the present invention does not output a DC voltage having a fixed voltage level as the driving voltage, but rather the first threshold voltage V.
  • the first capacitor C8 may be omitted or may be implemented as a film capacitor having a relatively smaller capacitance than the electrolytic capacitor.
  • the first capacitor C8 is connected in parallel between the first switching element Q1 and the output terminal of the boost converter circuit and performs a function of smoothing the driving voltage V D.
  • the first capacitor is charged by the first rectified voltage V rec1 when the first switching element Q1 is turned on and discharged when the first switching element Q1 is turned off. and by supplying the drive voltage (V D), and it performs a function of smoothing the drive voltage (V D).
  • the first diode D5 is included in the power factor correction unit 400 only when the first capacitor C8 is included in the power factor correction unit 400, and between the first capacitor C8 and the first inductor L2. And a reverse current flowing from the first capacitor C8 to the first inductor L2.
  • boost converter circuit 410 The configuration and function of the boost converter circuit 410 described above with reference to FIG. 6 have been described. However, the above embodiments related to the boost converter circuit 410 are merely exemplary embodiments and achieve the technical gist of the present invention. It should be noted that various converter circuits can be used.
  • the DC power supply circuit 440 is connected to the rectifying unit 300 to receive the first rectified voltage, stabilize the applied first rectified voltage, and generate and output a DC power source V DD for driving the control IC. It is composed.
  • the DC power supply V DD output from the DC power supply circuit 440 is applied to the VDD terminal of the control IC 420. Since the DC power supply circuit 440 itself adopts a known technique, a detailed description thereof will be omitted.
  • the control IC 420 generates a switching control signal SC for controlling the turn-on / turn-off of the first switching element Q1 in the boost converter circuit 410, and generates the switching control signal SC. Is output to the first switching element Q1.
  • the control IC 420 according to the present invention may be configured to generate the switching control signal SC in one of various ways in order to obtain the required driving voltage V D.
  • control IC 420 may be configured to output a pulse width modulation (PWM) signal having a fixed duty cycle and duty ratio as the switching control signal SC.
  • PWM pulse width modulation
  • the duty cycle and the duty ratio may be determined and set experimentally and / or theoretically according to the required driving voltage V D.
  • the detection circuit 450 may be omitted from the power factor correction unit 400.
  • control IC 420 may be connected to the zero point detection circuit 430 and the output voltage detection circuit 460.
  • the control IC 420 according to the present invention may be configured to dynamically control the turn-on or turn-off of the first switching element Q1 according to a signal input from each circuit.
  • the control IC 420 according to the present invention is connected to the zero detection circuit 430 to receive a transformer zero energy detection signal input from the zero detection circuit 430.
  • a VSENSE terminal connected to the output voltage detection circuit 460 to receive an output voltage detection signal input from the output voltage detection circuit 460.
  • the zero point detection circuit 430 detects a current flowing in the first inductor L2 and performs a function of outputting the detected current value to the control IC 420. Accordingly, the control IC 420 monitors the value input from the zero detection circuit 430, and when the input value is 0, that is, when no current flows in the first inductor L2, the first switching element Q1 is used. ) May be configured to generate a switching control signal SC to turn on and output the switching control signal SC to the first switching element Q1. More specifically, the control IC 420 according to the present invention turns on the first switching element Q1 when no signal is input from the zero detection circuit 430 for 400 ⁇ s, that is, when no zero energy is detected for 400 ⁇ s.
  • the output voltage detection circuit 460 is connected to the output terminal of the power factor correction unit 400, and is configured to perform a function of detecting the magnitude of the output driving voltage V D and outputting it to the control IC 420.
  • the control IC 420 monitors the driving voltage value input from the output voltage detection circuit 460, and when the output driving voltage V D falls below a preset threshold, the control IC 420 turns on the first switching element Q1. It may be configured to generate the switching control signal (SC) to turn off and output to the first switching element (Q1). Through the above-described process, the control IC 420 dynamically controls the turn-on and turn-off of the first switching element Q1.
  • the control IC (420) is the other hand, the output voltage detection circuit 460, the drive voltage (V D) determines the values and the pre-set value more than a drive voltage (V D) received from the of the present invention If detected, the LED drive IC 500 may be protected from overvoltage by stopping switching of the first switching element Q1. More specifically, when the pre-set value more than a drive voltage (V D), that is, over-voltage is detected, the control IC (420) turns on the first switching element (Q1) - and off, and thus decreases a duty ratio of the voltage is in accordance with Will be lowered. Therefore, the control IC 420 according to the present invention can be configured to perform the overvoltage protection function.
  • control IC 420 may further include an ISENSE terminal, and is connected to the current detection circuit 450 through the ISENSE terminal to receive a current value input from the current detection circuit 450.
  • the current detection circuit 450 detects a current flowing through the first switching element Q1 and outputs the detected current value to the control IC 420. Therefore, the control IC 420 monitors the value input from the current detection circuit 450 and stops switching the first switching element Q1 when the input value exceeds a preset reference value, thereby switching the first switching. It may function to protect the element Q1 from overcurrent. More specifically, when an overcurrent of a predetermined value or more is detected, the control IC 420 turns off the first switching element Q1, thereby reducing the duty ratio and lowering the current.
  • the driving voltage V D output from the power factor correction unit 400 according to the present invention is a pulse voltage that pulsates above the first threshold voltage V TH1 .
  • the driving process of the LED lighting apparatus 1000 according to the present invention will be described in more detail based on one cycle of the driving voltage V D shown in FIG. 7.
  • the LED drive IC 500 emits only the first light emitting group 610 at the time t0 at which the cycle starts. Control as possible.
  • the LED drive IC 500 As time passes, when the voltage level of the driving voltage V D rises to reach the second threshold voltage V TH2 (time t1), the LED drive IC 500 generates the first light emitting group 610 and the first light emitting group 610. 2 The light emitting group 620 is controlled to emit light.
  • the LED drive IC 500 emits the first light emitting group 610 to the third light emission.
  • the group 630 is controlled to emit light.
  • the LED drive IC 500 when the voltage level of the driving voltage V D further rises to reach the fourth threshold voltage V TH4 (time t3), the LED drive IC 500 generates the first light emitting group 610 to the fourth light emitting group. All of the 640 is controlled to emit light.
  • the LED drive IC 500 when the voltage level of the driving voltage (V D ) reaches the highest level and falls, and falls below the fourth threshold voltage (V TH4 ) (time t4), the LED drive IC 500 generates the fourth light emitting group 640. By turning off, the first light emitting group 610 to the third light emitting group 630 is controlled to emit light.
  • the LED drive IC 500 turns off the third light emitting group 630. Only the first light emitting group 610 and the second light emitting group 620 are controlled to emit light.
  • the LED drive IC 500 turns off the second light emitting group 620 so as to turn off the first light. Only the light emitting group 610 is controlled to emit light.
  • the voltage level of the driving voltage V D falls and reaches the minimum value (time t7), the voltage level of the driving voltage V D at that time is still greater than or equal to the first threshold voltage VTH1. Subsequently, the first light emitting group 610 is maintained to emit light.
  • the LED lighting apparatus 1000 uses the power factor correction unit 400 that provides a driving voltage V D having a minimum value equal to or greater than the first threshold voltage V TH1 , thereby preventing flickering. You can expect the effect to be eliminated.

Landscapes

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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 고출력 LED 구동회로를 구비한 LED 조명장치에 관한 것으로, 각기 복수의 LED들을 포함하여 구성된 복수의 발광그룹들 및 복수의 발광그룹이 구동전압의 전압레벨에 따라 순차구동되도록 제어하는 LED 드라이브 IC에 안정화된 구동전압을 공급할 수 있는 역률 보상부를 구비한 고출력 LED 조명장치에 관한 것이다.

Description

고출력 LED 구동회로를 구비한 LED 조명장치
본 발명은 고출력 LED 구동회로를 구비한 LED 조명장치에 관한 것으로, 각기 복수의 LED들을 포함하여 구성된 복수의 발광그룹들 및 복수의 발광그룹이 구동전압의 전압레벨에 따라 순차구동되도록 제어하는 LED 드라이브 IC에 안정화된 구동전압을 공급할 수 있는 역률 보상부를 구비한 LED 조명장치에 관한 것이다.
LED(light emitting diode), 즉, 발광 다이오드란 Ga(갈륨), P(인), As(비소), 인듐(In), 질소(N), 알루미늄(Al) 등을 재료로 하여 만들어진 반도체로서, 다이오드의 특성을 가지고 있으며, 전류를 흐르게 하면 붉은색, 녹색, 청색으로 빛을 발한다. 전구에 비해 수명이 길고 응답 속도(전류가 흘러서 빛을 발하기까지의 시간)가 빠르며, 전력 소비량이 작다는 이점이 있어 널리 이용되고 있는 추세이다.
일반적으로 발광 소자는 다이오드 특성에 의해 직류전원에서만 구동할 수 있었다. 이에 종래의 발광 소자를 이용한 발광 장치는 그 사용이 제한적일 뿐 아니라, 현재 가정에서 사용하는 교류전원에서 사용하기 위해서는 SMPS와 같은 별도의 회로를 포함하여야 한다. 이에 따라 조명장치의 구동회로가 복잡해지고, 이의 제작 단가가 높아지게 되는 문제가 있었다.
이러한 문제를 해결하기 위해 다수의 발광 셀을 직렬 또는 병렬 연결하여 교류전원에서도 구동할 수 있는 발광 소자에 관한 연구가 활발히 진행 중이다.
도 1은 종래기술에 따른 교류 LED 조명장치의 구성 블럭도이고, 도 2는 도 1에 도시한 종래기술에 따른 교류 LED 조명장치의 정류전압과 LED 구동전류의 파형을 도시한 파형도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 종래기술에 따른 교류 LED 조명장치는 교류전원(VAC)으로부터 교류전압을 인가받아 전파 정류하여 정류전압(Vrec)을 출력하는 정류부(10), 정류전압(Vrec)을 공급받아 순차구동되는 제 1 발광그룹(20), 제 2 발광그룹(22), 제 3 발광그룹(24) 및 제 4 발광그룹(26), 정류전압(Vrec)의 전압레벨에 따라 제 1 발광그룹(20), 제 2 발광그룹(22), 제 3 발광그룹(24) 및 제 4 발광그룹(26)의 순차 구동을 제어하는 구동 제어부(40), 스위칭 기능과 정전류 제어기능을 구비한 제 1 발광그룹 구동부(SW1), 제 2 발광그룹 구동부(SW2), 제 3 발광그룹 구동부(SW3), 제 4 발광그룹 구동부(SW4)를 포함하여 구성된다.
도 2를 참조하여 전술한 바와 같은 종래기술에 따른 교류 LED 조명장치의 구동과정을 살펴보면, 구동 제어부(40)는 정류부(10)로부터 인가되는 정류전압(Vrec)의 전압레벨을 판단하고, 판단된 정류전압(Vrec)의 전압레벨에 따라 제 1 발광그룹(20), 제 2 발광그룹(22), 제 3 발광그룹(24) 및 제 4 발광그룹(26)을 순차 구동하게 된다.
따라서, 정류전압(Vrec)의 전압레벨이 제 1 문턱전압(VTH1) 이상이고 제 2 문턱전압(VTH2) 미만인 구간(정류전압의 한 주기를 기준으로 t1~t2, t7~t8)에서, 구동 제어부(40)는 제 1 스위치(SW1)를 턴-온 상태로 유지하고, 제 2 스위치(SW2), 제 3 스위치(SW3), 제 4 스위치(SW4)를 턴-오프 상태로 유지하여, 제 1 발광그룹(20)만이 구동되도록 제어한다.
또한, 정류전압(Vrec)의 전압레벨이 제 2 문턱전압(VTH2) 이상이고 제 3 문턱전압(VTH3) 미만인 구간(정류전압의 한 주기를 기준으로 t2~t3, t6~t7)에서, 구동 제어부(40)는 제 2 스위치(SW2)를 턴-온 상태로 유지하고, 제 1 스위치(SW1), 제 3 스위치(SW3), 제 4 스위치(SW4)를 턴-오프 상태로 유지하여, 제 1 발광그룹(20)과 제 2 발광그룹(22)만이 구동되도록 제어한다.
또한, 정류전압(Vrec)의 전압레벨이 제 3 문턱전압(VTH3) 이상이고 제 4 문턱전압(VTH4) 미만인 구간(정류전압의 한 주기를 기준으로 t3~t4, t5~t6)에서, 구동 제어부(40)는 제 3 스위치(SW3)를 턴-온 상태로 유지하고, 제 1 스위치(SW1), 제 2 스위치(SW2), 제 4 스위치(SW4)를 턴-오프 상태로 유지하여, 제 1 발광그룹(20), 제 2 발광그룹, 제 3 발광그룹(24)이 구동되도록 제어한다.
또한, 정류전압(Vrec)의 전압레벨이 제 4 문턱전압(VTH4) 이상인 구간(정류전압의 한 주기를 기준으로 t4~t5)에서, 구동 제어부(40)는 제 4 스위치(SW4)를 턴-온 상태로 유지하고, 제 1 스위치(SW1), 제 2 스위치(SW2), 제 3 스위치(SW3)를 턴-오프 상태로 유지하여, 제 1 발광그룹(20), 제 2 발광그룹(22), 제 3 발광그룹(24), 제 4 발광그룹(26) 모두가 구동되도록 제어한다.
한편, 도 1에 도시된 바와 같은 종래기술에 따른 교류 LED 조명장치의 경우, LED 드라이브 IC의 경우 저전압 스위칭 내압이 500V 이하로서, 서지에 취약하다는 문제점이 있다. 서지 및/또는 돌입전류에 의한 회로손상을 방지하기 위하여, 회로 보호 소자로 구성된 서지 보호 회로(surge protection circuit : SPC)가 LED 드라이브 IC 전단에 부가될 수 있으나, 전술한 바와 같이, LED 드라이브 IC의 내압이 너무 낮아 SPC만으로는 충분한 서지 보호 효과를 기대할 수 없다는 문제점이 있다. 또한, 이러한 문제점을 해결하기 위하여, 종래기술의 경우 별도의 자동 전압 조정장치(automatic voltage regulator : AVR), 서지 보호 장치(surge protective device : SPD) 등을 이용하고 있으나, 이러한 서지 보호 장치 등을 이용하는 경우 서지 보호 장치의 자체적인 크기로 인하여 LED 조명장치의 크기가 커지고, 또한 LED 조명장치의 제조비용이 상승하게 되어, LED 드라이브 IC를 이용하는 근본적인 취지가 퇴색된다.
또한, 도 1에 도시된 바와 같은 종래기술에 따른 교류 LED 조명장치의 경우, 구동 제어부(40), 제 1 발광그룹 구동부(SW1), 제 2 발광그룹 구동부(SW2), 제 3 발광그룹 구동부(SW3), 제 4 발광그룹 구동부(SW4) 등이 하나의 집적회로(Intergrated Circuit : IC)로 구현되며, 이러한 방식으로 구현된 LED 드라이브 IC를 이용하여 교류 LED 조명장치를 구현하는 것이 일반적이다. 이러한 방식의 LED 드라이브 IC를 이용한 LED 조명장치의 경우, LED 드라이브 IC의 출력 전류는 입력 전압의 변동이 있어도 정전류로 유지되지만, LED 드라이브 IC의 출력 전압은 입력 전압의 변동에 따라 변화되므로, LED 조명장치의 전체 소비전력이 입력 전압의 변동에 따라 급격히 증가하게 되거나 또는 감소하게 된다는 문제점이 있다. 결국, LED 드라이브 IC를 이용하여 구현된 LED 구동회로의 경우 에너지를 저장하는 소자(예를 들어, 인덕터나 커패시터 등)를 사용하지 않으므로, LED가 저항소자로서 동작하게 되며, 입력 전압 변동에 따라 출력 전력이 변화되어 LED에 인가되므로 LED에 발열과 수명단축을 초래하는 문제점이 있다.
따라서, LED 드라이브 IC를 이용하여 고출력 LED 조명장치를 구성함에 있어, 그 근본적인 취지를 살리면서 동시에 LED 드라이브 IC를 서지 및 전압변동으로부터 보호하고 할 수 있는 수단이 필요하지만, 아직까지 이에 대한 해결방법이 제시되지 못하고 있다.
본 발명의 목적은 위에서 언급한 종래기술의 문제점을 해결하는 것이다.
본 발명의 일 목적은, 서지로부터 LED 드라이브 IC를 보호할 수 있는 고출력 LED 구동회로를 구비한 LED 조명장치를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 일 목적은, 전압변동으로부터 LED 드라이브 IC를 보호할 수 있는 고출력 LED 구동회로를 구비한 LED 조명장치를 제공하는 것이다.
상기한 바와 같은 본 발명의 목적을 달성하고, 후술하는 본 발명의 특유의 효과를 달성하기 위한, 본 발명의 특징적인 구성은 하기와 같다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 교류전압을 정류하고, 정류된 전압을 평활하여 제 1 정류전압을 생성하여 출력하는 정류부; 상기 정류부로부터 출력되는 제 1 정류전압을 수신하고, 수신된 제 1 정류전압을 승압(step up)하거나 또는 강압(step down)하여 제 1 문턱전압 이상에서 맥동(pulsing)하는 구동전압을 생성 및 출력하는 역률 보상부; 적어도 하나 이상의 LED로 구성되는 제 1 발광그룹 내지 제 m 발광그룹(m은 2 이상의 양의 정수)을 포함하며, 상기 역률 보상부로부터 입력되는 구동전압을 인가받아 순차구동되는 LED 발광부; 및 상기 역률 보상부로부터 입력되는 구동전압을 인가받아 상기 구동전압의 전압레벨을 판단하고, 판단된 구동전압의 전압레벨에 따라 상기 제 1 발광그룹 내지 제 m 발광그룹의 순차구동을 제어하는 LED 드라이브 IC를 포함하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치가 제안된다.
바람직하게, 상기 역률 보상부는 상기 교류전압을 승압(step up) 및 안정화하여 상기 구동전압을 생성하도록 구성될 수 있다.
바람직하게, 상기 역률 보상부는 부스트 컨버터(boost converter) 또는 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter)를 포함할 수 있다.
바람직하게, 상기 역률 보상부는 상기 교류전압을 강압(step down) 및 안정화하여 상기 구동전압을 생성하도록 구성될 수 있다.
바람직하게, 상기 역률 보상부는 벅 컨버터(buck converter) 또는 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter)를 포함할 수 있다.
바람직하게, 상기 역률 보상부는, 상기 제 1 정류전압을 인가받고, 인가된 제 1 정류전압을 안정화하여 제어 IC 구동을 위한 직류전원을 생성하며, 생성된 직류전원을 상기 제어 IC에 공급하는 직류전원 공급회로; 상기 제 1 정류전압을 인가받고, 상기 제어 IC로부터 입력되는 스위칭 제어신호에 따라 인가된 제 1 정류전압을 승압하여 상기 구동전압을 생성 및 출력하는 부스트 컨버터 회로; 및 상기 스위칭 제어신호를 생성하여 상기 부스트 컨버터 회로로 출력하는 제어 IC를 포함할 수 있다.
바람직하게, 상기 부스트 컨버터 회로는, 상기 정류부에 연결되어 상기 정류부로부터 입력되는 제 1 정류전압을 인가받아, 제 1 스위칭 소자가 턴-온되어 있는 동안 에너지를 축적하고, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴-오프되어 있는 동안 역기전력을 발생시키는 제 1 인덕터; 및 상기 제 1 인덕터에 병렬로 연결되며, 상기 제어 IC로부터 입력되는 스위칭 제어신호에 따라 턴-온/턴-오프되는 제 1 스위칭 소자를 포함하며, 상기 역률 보상부는, 상기 제 1 인덕터에 저장된 에너지를 검출하는 영점 검출회로; 및 상기 부스트 컨버터 회로의 출력단에 연결되어 상기 부스트 컨버터 회로로부터 출력되는 구동전압을 검출하는 출력전압 검출회로를 더 포함하고, 상기 제어 IC는 상기 영점 검출회로 및 상기 전류 검출회로에 연결되며, 상기 제 1 인덕터에 저장된 에너지가 0(zero)가 되는 경우 상기 제 1 스위칭 소자를 턴-온하고, 상기 구동전압이 미리 설정된 임계값 이하가 되면 상기 제 1 스위칭 소자를 턴-오프하도록 상기 스위칭 제어신호를 생성하도록 구성될 수 있다.
바람직하게, 상기 부스트 컨버터 회로는, 상기 제 1 스위칭 소자와 상기 부스트 컨버터 회로의 출력단 사이에 병렬로 연결되며, 상기 구동전압을 평활하는 제 1 커패시터; 및 상기 제 1 커패시터와 상기 제 1 인덕터 사이에 연결되며, 상기 제 1 커패시터로부터 상기 제 1 인덕터로 흐르는 역전류를 차단하는 제 1 다이오드를 더 포함할 수 있다.
바람직하게, 상기 역률 보상부는, 상기 제 1 스위칭 소자와 접지 사이에 연결되어, 상기 제 1 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출회로를 더 포함하고, 상기 제어 IC는 상기 전류 검출회로로부터 입력되는 전류값이 미리 설정된 과전류 기준값 이상이 되는 경우 상기 제 1 스위치 소자의 스위칭을 중단하도록 구성될 수 있다.
바람직하게, 상기 제어 IC는 상기 출력전압 검출회로로부터 입력되는 구동전압의 크기가 미리 설정된 과전압 기준값 이상이 되는 경우 상기 제 1 스위치 소자의 스위칭을 중단하도록 구성될 수 있다.
바람직하게, 상기 LED 조명장치는 n개(n은 2 이상의 양의 정수)의 LED 발광부들 및 n개의 LED 드라이브 IC들을 포함하며, 각각의 LED 드라이브 IC는 각기 하나의 LED 발광부의 순차구동을 제어하도록 구성될 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명에 따르면, 서지로부터 LED 드라이브 IC를 보호할 수 있으며, 동시에 LED 조명장치의 소형화 및 제조비용 절감을 달성할 수 있다는 효과를 기대할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 순차구동방식의 LED 드라이브 IC에 안정화된 구동전압을 공급하여 LED 발열 및 수명열화를 방지할 수 있다.
또한, 드라이브 IC를 적용하여 고출력 LED 조명장치를 제조할 수 있을 뿐만 아니라 높은 신뢰성을 기대할 수 있다.
도 1은 종래기술에 따른 교류 LED 조명장치의 구성 블럭도.
도 2는 도 1에 도시한 종래기술에 따른 교류 LED 조명장치의 정류전압과 LED 구동전류의 파형을 도시한 파형도.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 고출력 LED 구동회로를 구비한 LED 조명장치의 개략적인 구성 블록도.
도 4a는 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부 내에 포함될 수 있는 부스트(boost) 컨버터의 구성 블록도.
도 4b는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 역률 보상부 내에 포함될 수 있는 벅(buck) 컨버터의 구성 블록도.
도 4c는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 역률 보상부 내에 포함될 수 있는 벅-부스트(buck-boost) 컨버터의 구성 블록도.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부의 구성 블록도.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부의 회로도.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부의 출력 전압의 파형을 도시한 파형도.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예에 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는 적절하게 설명된다면 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있도록 하기 위하여, 본 발명의 바람직한 실시예들에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
[본 발명의 바람직한 실시예]
본 발명의 실시예에서, 용어 '발광그룹'이란 복수의 LED들이 절연 또는 비절연 기판상에 칩 또는 패키지의 형태로 직렬/병렬/직병렬로 연결되어 조명장치 내에서 발광하는 LED들(엘이디 패키지들)의 집합으로서, 제어부의 제어에 따라 하나의 단위로서 동작이 제어되는(즉, 같이 점등/소등되는) LED들의 집합을 의미한다.
또한, 용어 '문턱전압(VTH)'이란 하나의 발광그룹을 구동할 수 있는 전압레벨로서, '제 1 문턱전압(VTH1)'은 제 1 발광그룹을 구동할 수 있는 전압레벨을 의미하며, '제 2 문턱전압(VTH2)'은 제 1 및 제 2 발광그룹을 구동할 수 있는 전압레벨을 의미한다. 제 1 발광그룹의 문턱전압과 제 2 발광그룹의 문턱전압이 동일한 경우, 제 2 문턱전압(VTH2)은 2VTH1이다. 따라서 이하에서 '제 n 문턱전압(VTHn)'이라함은 제 1 내지 제 n 발광그룹을 모두 구동할 수 있는 전압레벨을 의미한다.
또한, 용어 '순차구동 방식'이란, 교류전압을 전파 정류하여 생성된 정류전압의 전압레벨이 각 발광그룹에 포함된 LED를 동작시킬 수 있는 문턱전압 이상일 경우에는 교류전압의 증가에 따라 순차적으로 점등되고, 문턱전압 이하일 경우에는 교류전압의 감소에 따라 순차적으로 소등되는 구동방식을 의미한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 고출력 LED 구동회로를 구비한 LED 조명장치(이하 'LED 조명장치'라 함)의 개략적인 구성 블록도이다. 이하에서, 도 3을 참조하여 본 발명에 따른 LED 조명장치(1000)의 구성과 기능에 대하여 상세하게 설명하도록 한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 LED 조명장치(1000)는 서지 보호부(100), EMI 필터(200), 정류부(300), 역률 보상부(400), LED 드라이브 IC(500) 및 LED 발광부(600)를 포함할 수 있다.
서지 보호부(100)는 적어도 하나 이상의 바리스터로 구성될 수 있으며, 서지 전압과 돌입전류로부터 LED 조명장치(1000)를 보호하는 기능을 수행하게 된다. 또한, EMI 필터(200)는 입력되는 교류전압(VAC)의 고주파 노이즈를 제거하는 기능을 수행하도록 구성된다. 이러한 서지 보호부(100) 및 EMI 필터(200)는 이미 공지된 기술을 채택하고 있는 바, 더 이상의 상세한 설명은 생략하기로 한다.
정류부(300)는 LED 조명장치(1000)의 내부 또는 외부의 교류 공급원으로부터 교류전원(VAC)을 인가받아 정류하여 정류전원(Vrec)을 생성하고, 생성된 정류전원(Vrec)을 평활하여 소정의 전압값을 갖는 제 1 정류전압(Vrec1)을 생성 및 출력하도록 구성된다.
역률 보상부(400)는 정류부(300)로부터 출력되는 제 1 정류전압을 수신하고, 수신된 제 1 정류전압(Vrec1)을 승압(step up)하거나 또는 강압(step down)하여 제 1 문턱전압(VTH1) 이상에서 맥동(pulsing)하는 구동전압(VD)을 생성 및 출력하도록 구성된다. 일반적으로 사용되는 직류-직류 컨버터 방식의 역률 보상부와 비교할 때, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)의 가장 큰 특징은 구동전압으로서 고정된 전압레벨을 갖는 직류전압을 출력하는 것이 아니라, LED 드라이브 IC(500)의 특성에 맞는 맥류전압을 구동전압(VD)으로써 생성 및 출력하도록 구성되어 있다는 점이다. 전술한 바와 같이, LED 드라이브 IC(500)는 인가되는 구동전압(예를 들어, 정류전압(Vrec))의 전압레벨을 판단하고, 판단된 구동전압의 전압레벨에 따라 복수의 발광그룹들을 선택적으로 점등 및 소등하도록 구성된다. 따라서, 고정된 전압레벨을 갖는 직류전압을 구동전압으로서 출력하는 종래의 역률 보상부를 이용하는 경우, 전술한 바와 같은 LED 드라이브 IC(500)의 특성에 맞지 않으며, 또한, 이러한 경우, 순차구동제어 자체가 필요하지 않으므로 LED 드라이브 IC(500)가 필요하지 않게 된다. 또한, 전술한 바와 같은 종래기술에 따른 역률 보상부의 경우, 고정된 전압레벨을 갖는 구동전압을 출력하기 위하여, 출력단에 큰 용량의 평활용 커패시터를 구비하도록 구성된다. 이러한 평활용 커패시터는 통상적으로 크기가 크고 가격이 비싼 전해 커패시터로 구현되며, 그에 따라 역률 보상부의 크기가 커지고 제조비용이 증가된다는 문제점이 있었다. 따라서, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)는 전술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 제 1 문턱전압(VTH1) 이상에서 맥동하는 맥류전압을 구동전압(VD)으로서 생성 및 출력하도록 구성된다. 따라서, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)로부터 출력되는 구동전압(VD)은 LED 드라이브 IC(500)의 특성에 적합할 뿐만 아니라, 출력단에 배치되는 평활용 커패시터를 없애거나 또는 용량이 작은 필름 커패시터를 이용하여 구현함으로써, 역률 보상부(400)의 소형화 및 제조비용 절감을 실현할 수 있다는 효과를 기대할 수 있다.
도 4a 내지 도 4c는 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부 내에 포함될 수 있는 다양한 컨버터들을 예시한다. 다만, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)가 이에 한정되는 것은 아니며, 전술한 바와 같은 기능을 수행할 수 있는 컨버터 회로라면 어떠한 회로라도 본 발명에 따른 역률 보상부(400) 내에 포함될 수 있다.
도 4a는 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부 내에 포함될 수 있는 부스트(boost) 컨버터의 구성 블록도이다. 도 4a에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)는 부스트 컨버터를 포함할 수 있다. 부스트 컨버터를 포함하여 본 발명에 따른 역률 보상부(400)가 구현되는 경우, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)는 교류전압(VAC)을 승압하여 구동전압(VD)을 생성하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 본 발명에 따른 부스트 컨버터를 포함하는 역률 보상부(400)는 교류 120V를 입력받아, 최소 제 1 문턱전압(VTH1)과 최대 260V 사이에서 맥동하는 구동전압(VD)을 생성하여 출력할 수 있다. 그러나 구동전압(VD)의 크기가 이에 한정되는 것은 아니며, 구동전압(VD)의 크기는 LED 발광부(600) 내의 발광그룹들의 수, 문턱전압 값 등에 따라 다양하게 변경될 수 있음은 당업자에게 자명할 것이다. 도 4a에 도시된 바와 같이, 이러한 부스트 컨버터는 스위칭 소자(Q)를 턴-온함으로써 인덕터(L)에 에너지를 저장하고, 또한, 스위칭 소자(Q)를 턴-오프함으로써 인덕터(Q)에 의해 발생되는 역기전력을 이용하여 제 1 정류전압(Vrec1)을 승압시키도록 구성된다는 점에 있어, 종래기술에 따른 부스트 컨버터와 유사하게 기능한다. 다만, 전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 부스트 컨버터는 맥류전압을 구동전압으로써 생성하도록 구성되므로, 도 4a에 있어 역류 방지용 다이오드(D) 및 평활용 커패시터(C)가 생략될 수 있다. 또한, 실시예를 구성하기에 따라, 본 발명에 따른 부스트 컨버터가 역류 방지용 다이오드(D) 및 평활용 커패시터(C)를 포함할 수 있으나, 이러한 경우 평활용 커패시터(C)는 전술한 바와 같이 필름 커패시터를 이용하여 구현되며, 결과적으로 본 발명에 따른 부스트 컨버터가 맥류전압을 구동전압으로 생성 및 출력하도록 구성될 수 있다는 측면에 있어, 종래기술에 따른 일반적인 부스트 컨버터와 차이가 있다.
도 4b는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 역률 보상부 내에 포함될 수 있는 벅(buck) 컨버터의 구성 블록도이다. 도 4a를 참조하여 기술한 부스트 컨버터와 유사하게, 본 발명에 따른 벅 컨버터의 강압 방식 자체는 종래기술에 따른 일반적인 벅 컨버터와 유사하다. 다만, 전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 벅 컨버터는 맥류전압을 구동전압으로써 생성하도록 구성되므로, 도 4b에 있어 역류 방지용 다이오드(D) 및 평활용 커패시터(C)가 생략될 수 있거나, 또는 평활용 커패시터(C)로서 필름 커패시터를 이용하고 역류 방지용 다이오드(D)를 포함하여 구성될 수 있다. 이러한 방식으로 구현되는 본 발명에 따른 벅 컨버터는 예시적으로, 교류 220V를 입력받아, 최소 제 1 문턱전압(VTH1)과 최대 130V 사이에서 맥동하는 구동전압을 생성하여 출력할 수 있다.
도 4c는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 역률 보상부 내에 포함될 수 있는 벅-부스트(buck-boost) 컨버터의 구성 블록도이다. 도 4a를 참조하여 기술한 부스트 컨버터 및 도 4b를 참조하여 기술한 벅 컨버터와 유사하게, 본 발명에 따른 벅-부스트 컨버터의 강압 방식 및 승압 방식 자체는 종래기술에 따른 일반적인 벅-부스트 컨버터와 유사하다. 다만, 전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 벅-부스트 컨버터는 맥류전압을 구동전압으로써 생성하도록 구성되므로, 도 4b에 있어 역류 방지용 다이오드(D) 및 평활용 커패시터(C)가 생략될 수 있거나, 또는 평활용 커패시터(C)로서 필름 커패시터를 이용하고 역류 방지용 다이오드(D)를 포함하여 구성될 수 있다. 이러한 방식으로 구현되는 본 발명에 따른 벅-부스트 컨버터는 예시적으로, 교류 90V 내지 220V를 입력받아, 최소 제 1 문턱전압(VTH1)과 최대 260V 사이에서 맥동하는 구동전압을 생성하여 출력할 수 있다.
본 발명에 따른 LED 발광부(600)는 역률 보상부(400)로부터 인가되는 구동전압(VD)을 공급받아 발광하게 된다. 보다 구체적으로, 본 발명에 따른 LED 발광부(600)는 각기 하나 이상의 LED를 포함하여 구성되는 m개의 발광그룹들을 포함하여 구성될 수 있다. 도 3에 도시된 실시예의 경우 설명 및 이해의 편의를 위하여, 제 1 발광그룹(610) 내지 제 4 발광그룹(640)을 포함하여 구성되는 LED 발광부(600)를 예시하였다. 그러나, 본 발명이 이에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 요지를 그대로 포함하는 한 다양한 변형과 수정이 가능하고, 이러한 변형과 수정 또한 본 발명의 권리범위에 속함은 당업자에게 자명한 사항일 것이다.
본 발명에 따른 LED 드라이브 IC(500)는 역률 보상부(400)로부터 인가되는 구동전압(VD)의 전압레벨을 판단하고, 판단된 구동전압(VD)의 전압레벨에 따라 제 1 발광그룹(610), 제 2 발광그룹(620), 제 3 발광그룹(630) 및 제 4 발광그룹(640)을 순차 구동하게 된다. 한편, 도 3에 도시되지는 않았으나, 본 발명에 따른 LED 드라이브 IC(500)는 도 1에 도시된 바와 유사하게, 제 1 발광그룹(610)의 구동을 제어하기 위한 제 1 스위치(미도시), 제 2 발광그룹(620)의 구동을 제어하기 위한 제 2 스위치(미도시), 제 3 발광그룹(630)의 구동을 제어하기 위한 제 3 스위치(미도시) 및 제 4 발광그룹(640)의 구동을 제어하기 위한 제 4 스위치(미도시)를 포함할 수 있다. 이러한, 제 1 스위치, 제 2 스위치, 제 3 스위치 및 제 4 스위치는, LED 드라이브 IC(500)로부터 입력되는 스위치 제어신호에 따라 턴-온 또는 턴-오프 될 수 있는 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET), 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT), 접합형 트랜지스터(BJT), 접합형 전계효과 트랜지스터(JFET), 사이리스터(Silicon controlled rectifier), 트라이악(Triac) 중 하나를 이용하여 구현될 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 제 1 스위치, 제 2 스위치, 제 3 스위치 및 제 4 스위치는 LED 드라이브 IC(500)의 제어에 따라 스위치를 통해 흐르는 전류를 미리 설정된 정전류 값으로 정전류 제어하도록 구성될 수도 있다.
한편, 도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 LED 조명장치(1000)가 제 1 LED 발광부(600a) 내지 제 n LED 발광부(600n)를 포함하며, 제 1 LED 발광부(600a)의 순차구동을 제어하기 위한 제 1 LED 드라이브 IC(500a) 내지 제 n LED 발광부(600n)의 순차구동을 제어하기 위한 제 n LED 드라이브 IC(500n)를 포함할 수 있다. 여기서, n은 2 이상의 양의 정수로써, 필요에 따라 다양하게 설명될 수 있다. 이러한 방식으로 복수의 LED 발광부들(600a~600n) 각각에 각 LED 발광부의 순차구동을 제어하기 위한 LED 드라이브 IC(500a 내지 500n 중 하나)가 구비되는 경우, 각 LED 발광부의 구동전류가 정밀하게 정전류 제어될 수 있는 효과를 기대할 수 있다. 또한, 복수의 LED 드라이브 IC들(500a 내지 500n) 중 하나에 장애가 발생하더라도, LED 조명장치(1000)가 안정적으로 동작할 수 있다는 효과를 기대할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부의 구성 블록도이고, 도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부의 회로도이다. 이하에서, 도 5 내지 도 6을 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부(400)의 구성과 기능에 대하여 상세하게 살펴보도록 한다.
도 5 내지 도 6에 도시된 역률 보상부(400)의 경우, 도 4a를 참조하여 전술한 바와 같은 본 발명에 따른 부스트 컨버터를 이용하여 역률 보상부(400)가 구현될 실시예를 기준으로 한다. 그러나, 전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)가 이에 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 기술적 요지, 즉, 제 1 문턱전압(VTH1) 이상에서 맥동하는 맥류전압을 구동전압으로서 출력할 수 있는 회로라면 본 발명에 따른 역률 보상부(400)로서 채택될 수 있고, 이러한 다양한 변형 및 변용에 불구하고 본 발명의 기술적 요지를 그대로 포함하는 한, 본 발명의 권리범위에 속함은 당업자에게 자명할 것이다.
먼저, 본 발명에 따른 정류부(300)는 교류전압(VAC)을 인가받아 제 1 정류전압(Vrec1)을 역률 보상부(400)로 출력하도록 구성된다. 이러한 기능을 수행하기 위하여, 본 발명에 따른 정류부(300)는 교류전압을 전파정류하여 정류전압(Vrec)을 출력하는, D1, D2, D3, D4의 4개의 다이오드를 이용해 구성된 전파 정류회로 및 전파 정류회로로부터 출력되는 정류전압(Vrec)을 평활하여 제 1 정류전압(Vrec1)을 출력하는 평활용 커패시터(C5)를 포함할 수 있다. 평활용 커패시터(C5)의 정전용량에 따라 제 1 정류전압(Vrec1)은 거의 고정된 값을 갖는 직류전압에 가까운 맥류전압일 수도 있으며, 또는 일정하게 맥동하는 맥류전압일 수도 있다.
전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)는 정류부(300)로부터 출력되는 제 1 정류전압(Vrec1)을 승압 또는 강압하여, 제 1 문턱전압(VTH1) 이상에서 맥동하는 구동전압(VD)을 생성하고, 생성된 구동전압(VD)을 LED 드라이브 IC(500) 및 LED 발광부(600)로 출력하도록 구성된다. 이러한 기능을 수행하기 위하여, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)는 도 5에 도시된 바와 같이, 컨버터 회로(410), 제어 IC(420), 영점 검출회로(430), 직류전원 공급회로(440), 전류 검출회로(450), 및 출력전압 검출회로(460)를 포함할 수 있다.
전술한 바와 같이, 컨버터 회로(410)는 본 발명의 기술적 특징을 반영한 다양한 컨버터 회로들 중 하나가 필요에 따라 채택되어 이용될 수 있으며, 도 6에는 예시적으로 컨버터 회로(410)로써 제 1 정류전압(Vrec1)을 승압하여 제 1 문턱전압(VTH1) 이상에서 맥동하는 구동전압(VD)을 생성 및 출력하도록 구성된 부스트 컨버터 회로(410)가 채택된 실시예가 도시되어 있다. 도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 부스트 컨버터 회로(410)는 제 1 인덕터(L2), 및 제 1 스위칭 소자(Q1)를 포함할 수 있다.
제 1 인덕터(L2)는 정류부(300)에 연결되어 정류부(300)로부터 입력되는 제 1 정류전압(Vrec1)을 인가받고, 제 1 스위칭 소자(Q1)가 턴-온되어 있는 동안 에너지를 축적하며, 제 1 스위칭 소자가 턴-오프되어 있는 동안 역기전력을 발생시켜 제 1 정류전압(Vrec1)을 승압하는 기능을 수행하게 된다. 이를 보다 상세하게 살펴보면, 제 1 스위칭 소자(Q1)가 턴-온되어 있는 동안, 제 1 인덕터(L2), 제 1 스위칭 소자(Q1) 및 접지로 연결되는 전류경로가 형성되며, 이에 따라 제 1 인덕터(L2)에 에너지가 충전된다. 제 1 스위칭 소자(Q1)가 턴-온되어 있는 동안, 제 1 인덕터(L2) 양단의 전압이 변화되지 않으며, 따라서 자속의 변화도 없어 역기전력이 발생하지 않는다. 이러한 상태에서, 제 1 스위칭 소자(Q1)가 턴-오프되면, 제 1 인덕터(L2) 주변의 자장이 사라지며, 제 1 인덕터(L2) 양단에 역기전력이 발생하여 역전압이 유도된다. 따라서, 제 1 정류전압(Vrec1)이 유도된 역전압만큼 승압되며, 승압된 전압이 구동전압(VD)으로서 출력된다. 이때, 유도되는 역전압은 제 1 인덕터(L2)에 저장되는 에너지의 양에 의존하며, 결과적으로 제 1 스위칭 소자(Q1)의 턴-온시간에 의존하게 된다.
한편, 실시예를 구성하기에 따라, 본 발명에 따른 제 1 인덕터(L2)는 제 1 트랜스포머(TR1)의 1차측 코일로서 구현될 수 있다. 이를 보다 구체적으로 살펴보면, 본 발명에 따른 제어 IC(420)가 제 1 인덕터(L2)에 흐르는 전류가 0인 시점(즉, 제 1 인덕터(L2)에 저장된 에너지가 0이 되는 시점)에 제 1 스위칭 소자(Q1)를 턴-온하도록 구성되는 경우, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)는 0 전류를 검출하기 위하여 영점 검출회로(430)를 포함할 수 있다. 이러한 경우, 영점 검출회로(430)의 1차측 코일이 제 1 인덕터(L2)의 기능을 수행하게 되며, 영점 검출회로(430)의 2차측 코일(L3)이 제 1 인덕터(L2)에 흐르는 전류를 검출하여 제어 IC(420)로 출력하는 기능을 수행하게 된다.
제 1 스위칭 소자(Q1)는 제 1 인덕터(L2)에 병렬로 연결되며, 제어 IC(420)로부터 입력되는 스위칭 제어신호(SC)에 따라 턴-온/턴-오프되도록 구성된다. 도 6에 도시된 실시예의 경우, 제 1 스위칭 소자(Q1)로써 증가형 N-채널 MOSFET이 채택된 실시예가 도시되어 있으나, 본 발명에 이에 한정되는 것은 아니며, 스위칭 기능을 수행할 수 있는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT), 접합형 트랜지스터(BJT), 접합형 전계효과 트랜지스터(JFET), 사이리스터(Silicon controlled rectifier), 트라이악(Triac)들 중 하나가 필요에 따라 채택될 수 있다.
또한, 보다 바람직하게 본 발명에 따른 역률 보상부(400)는 제 1 다이오드(D5), 및 제 1 커패시터(C8)를 더 포함할 수 있다. 전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)로부터 생성 및 출력되는 구동전압(VD)은 고정된 전압레벨을 갖는 직류전압을 구동전압으로 출력하는 것이 아니라, 제 1 문턱전압(VTH1) 이상에서 맥동하는 맥류전압을 구동전압(VD)으로서 출력하도록 구성되므로, 제 1 커패시터(C8)가 생략되거나 또는 전해 커패시터에 비하여 상대적으로 작은 정전용량을 갖는 필름 커패시터로 구현될 수 있다. 제 1 커패시터(C8)는 제 1 스위칭 소자(Q1)와 부스트 컨버터 회로의 출력단 사이에 병렬로 연결되며, 구동전압(VD)을 평활하는 기능을 수행하게 된다. 보다 구체적으로, 제 1 커패시터는 제 1 스위칭 소자(Q1)가 턴-온되어 있을 때 제 1 정류전압(Vrec1)에 의해 충전되며, 제 1 스위칭 소자(Q1)가 턴-오프되어 있을 때 방전하여 구동전압(VD)을 공급함으로써, 구동전압(VD)을 평활하는 기능을 수행하게 된다. 제 1 다이오드(D5)는 제 1 커패시터(C8)가 역률 보상부(400)에 포함되는 경우에 한하여 역률 보상부(400)에 포함되며, 제 1 커패시터(C8)와 제 1 인덕터(L2) 사이에 연결되어 제 1 커패시터(C8)로부터 제 1 인덕터(L2)로 흐르는 역전류를 차단하는 기능을 수행하게 된다.
이상에서 도 6을 참조하여 설명된 부스트 컨버터 회로(410)의 구성과 기능에 대하여 설명하였다, 그러나 부스트 컨버터 회로(410)와 관련된 이상의 실시예가 단지 예시적인 실시예일뿐이며, 본 발명의 기술적 요지를 달성할 수 있는 다양한 컨버터 회로가 이용될 수 있다는 것을 주목해야 할 것이다.
한편, 직류전원 공급회로(440)는 정류부(300)에 연결되어 제 1 정류전압을 인가받고, 인가된 제 1 정류전압을 안정화하여 제어 IC 구동을 위한 직류전원(VDD)을 생성 및 출력하도록 구성된다. 직류전원 공급회로(440)로부터 출력되는 직류전원(VDD)은 제어 IC(420)의 VDD 단자에 인가된다. 직류전원 공급회로(440) 자체는 이미 공지된 기술을 채택하고 있는 바, 더 이상의 상세한 설명은 생략하기로 한다.
제어 IC(420)는 부스트 컨버터 회로(410) 내의 제 1 스위칭 소자(Q1)의 턴-온/턴-오프를 제어하기 위한 스위칭 제어신호(SC)를 생성하고, 생성된 스위칭 제어신호(SC)를 제 1 스위칭 소자(Q1)로 출력하도록 구성된다. 본 발명에 따른 제어 IC(420)는 필요한 구동전압(VD)을 얻기 위하여, 다양한 방식들 중 하나의 방식으로 스위칭 제어신호(SC)를 생성하도록 구성될 수 있다.
예를 들어, 본 발명의 일 실시예에 따른 제어 IC(420)는 고정된 듀티 사이클 및 듀티비를 갖는 펄스폭변조(PWM) 신호를 스위칭 제어신호(SC)로써 출력하도록 구성될 수 있다. 이러한 경우, 듀티 사이클 및 듀티비는 요구되는 구동전압(VD)에 따라 실험적으로 및/또는 이론적으로 결정되어 설정될 수 있다. 한편, 이러한 경우, 제 1 스위칭 소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프를 제어하기 위하여 별도의 정보를 검출할 필요성이 없으며, 따라서, 도 6에 도시되어 있는 영점 검출회로(430) 및 전류 검출회로(450)가 역률 보상부(400)에서 생략될 수 있다.
다른 예로써, 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 제어 IC(420)는 영점 검출회로(430) 및 출력전압 검출회로(460)에 연결될 수 있다. 본 발명에 따른 제어 IC(420)는 각각의 회로로부터 입력되는 신호에 따라 제 1 스위칭 소자(Q1)의 턴-온 또는 턴-오프를 동적으로 제어하도록 구성될 수 있다. 이러한 기능을 수행하기 위하여, 도 6에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 제어 IC(420)는 영점 검출회로(430)에 연결되어 영점 검출회로(430)로부터 입력되는 트랜스포머 제로 에너지 검출신호를 수신하기 위한 TZE 단자와, 출력전압 검출회로(460)에 연결되어 출력전압 검출회로(460)로부터 입력되는 출력전압 검출신호를 수신하기 위한 VSENSE 단자를 포함할 수 있다. 전술한 바와 같이, 영점 검출회로(430)는 제 1 인덕터(L2)에 흐르는 전류를 검출하고, 검출된 전류값을 제어 IC(420)로 출력하는 기능을 수행하게 된다. 따라서, 제어 IC(420)는 영점 검출회로(430)로부터 입력되는 값을 모니터링하고, 입력된 값이 0인 경우, 즉, 제 1 인덕터(L2)에 전류가 흐르지 않는 경우 제 1 스위칭 소자(Q1)를 턴-온하는 스위칭 제어신호(SC)를 생성하여 제 1 스위칭 소자(Q1)로 출력하도록 구성될 수 있다. 보다 구체적으로, 본 발명에 따른 제어 IC(420)는 영점 검출회로(430)로부터 400μs 동안 신호가 입력되지 않는 경우, 즉, 400μs 동안 제로 에너지가 검출되지 않는 경우 제 1 스위칭 소자(Q1)를 턴-온하는 스위칭 제어신호(SC)를 생성하여 제 1 스위칭 소자(Q1)로 출력하도록 구성될 수 있다. 한편, 출력전압 검출회로(460)는 역률 보상부(400)의 출력단에 연결되어, 출력되는 구동전압(VD)의 크기를 검출하여 제어 IC(420)로 출력하는 기능을 수행하도록 구성된다. 제어 IC(420)는 출력전압 검출회로(460)로부터 입력되는 구동전압 값을 모니터링하고, 출력되는 구동전압(VD)이 미리 설정된 임계값 이하로 떨어지면, 제 1 스위칭 소자(Q1)를 턴-오프하는 스위칭 제어신호(SC)를 생성하여 제 1 스위칭 소자(Q1)로 출력하도록 구성될 수 있다. 전술한 바와 같은 과정을 통해 제어 IC(420)가 제 1 스위칭 소자(Q1)의 턴-온과 턴-오프를 동적으로 제어하게 된다.
한편, 보다 바람직하게, 본 발명에 따른 제어 IC(420)는 한편, 출력전압 검출회로(460)로부터 입력되는 구동전압(VD) 값을 판단하고, 미리 설정된 값 이상의 구동전압(VD)이 검출되는 경우, 제 1 스위칭 소자(Q1)의 스위칭을 중단함으로써 LED 드라이브 IC(500)를 과전압으로부터 보호하도록 기능할 수 있다. 보다 구체적으로, 미리 설정된 값 이상의 구동전압(VD), 즉, 과전압이 검출되는 경우, 제어 IC(420)는 제 1 스위칭 소자(Q1)를 턴-오프하며, 이에 따라 듀티비가 감소되어 전압이 낮아지게 된다. 따라서, 본 발명에 따른 제어 IC(420)는 과전압 보호 기능을 수행하도록 구성될 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 제어 IC(420)는 ISENSE 단자를 더 포함할 수 있으며, ISENSE 단자를 통해 전류 검출회로(450)에 연결되어, 전류 검출회로(450)로부터 입력되는 전류값을 수신할 수 있다. 전류 검출회로(450)는 제 1 스위칭 소자(Q1)를 통해 흐르는 전류를 검출하고, 검출된 전류값을 제어 IC(420)로 출력하는 기능을 수행하게 된다. 따라서, 제어 IC(420)는 전류 검출회로(450)로부터 입력되는 값을 모니터링하고, 입력된 값이 미리 설정된 기준 값을 초과하는 경우, 제 1 스위칭 소자(Q1)의 스위칭을 중단함으로써 제 1 스위칭 소자(Q1)를 과전류로부터 보호하도록 기능할 수 있다. 보다 구체적으로, 미리 설정된 값 이상의 과전류가 검출되는 경우, 제어 IC(420)는 제 1 스위칭 소자(Q1)를 턴-오프하며, 이에 따라 듀티비가 감소되어 전류가 낮아지게 된다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 역률 보상부의 출력 전압의 파형을 도시한 파형도이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 역률 보상부(400)로부터 출력되는 구동전압(VD)은 제 1 문턱전압(VTH1) 이상에서 맥동하는 맥류전압이다. 이하에서, 도 7에 도시된 구동전압(VD)의 한 주기(one cycle)를 기준으로 본 발명에 따른 LED 조명장치(1000)의 구동과정에 대해 보다 구체적으로 살펴보도록 한다.
전술한 바와 같이, 구동전압(VD)의 최소값이 제 1 문턱전압(VTH1) 이상이므로, 주기를 시작하는 시점(t0)에서 LED 드라이브 IC(500)는 제 1 발광그룹(610)만이 발광되도록 제어한다.
시간의 경과에 따라, 구동전압(VD)의 전압레벨이 상승하여 제 2 문턱전압(VTH2)에 도달하면(시점 t1), LED 드라이브 IC(500)는 제 1 발광그룹(610) 및 제 2 발광그룹(620)이 발광되도록 제어한다.
계속해서, 구동전압(VD)의 전압레벨이 더 상승하여 제 3 문턱전압(VTH3)에 도달하면(시점 t2), LED 드라이브 IC(500)는 제 1 발광그룹(610) 내지 제 3 발광그룹(630)이 발광되도록 제어한다.
또한, 구동전압(VD)의 전압레벨이 더 상승하여 제 4 문턱전압(VTH4)에 도달하면(시점 t3), LED 드라이브 IC(500)는 제 1 발광그룹(610) 내지 제 4 발광그룹(640)이 모두 발광되도록 제어한다.
한편, 구동전압(VD)의 전압레벨이 최고레벨에 도달한 후 하강하여 제 4 문턱전압(VTH4) 미만이 되면(시점 t4), LED 드라이브 IC(500)는 제 4 발광그룹(640)을 소등하여, 제 1 발광그룹(610) 내지 제 3 발광그룹(630)이 발광되도록 제어한다.
계속해서, 구동전압(VD)의 전압레벨이 계속 하강하여 제 3 문턱전압(VTH3) 미만이 되면(시점 t5), LED 드라이브 IC(500)는 제 3 발광그룹(630)을 소등하여, 제 1 발광그룹(610) 및 제 2 발광그룹(620)만이 발광되도록 제어한다.
또한, 구동전압(VD)의 전압레벨이 하강하여 제 2 문턱전압(VTH1) 미만이 되면(시점 t6), LED 드라이브 IC(500)는 제 2 발광그룹(620)을 소등하여, 제 1 발광그룹(610)만이 발광되도록 제어한다.
한편, 구동전압(VD)의 전압레벨이 하강하여 최소값이 되는 시점(시점 t7)이 되더라도, 그 시점에서의 구동전압(VD)의 전압레벨은 여전히 제 1 문턱전압(VTH1) 이상이므로, 계속해서 제 1 발광그룹(610)은 발광하는 상태로 유지된다.
이상에서 살펴본 바와 같이, 본 발명에 따른 LED 조명장치(1000)는 최소값이 제 1 문턱전압(VTH1) 이상인 구동전압(VD)을 제공하는 역률 보상부(400)를 이용함으로써, 플리커링을 없앨 수 있는 효과를 기대할 수 있다.
이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.

Claims (11)

  1. 교류전압을 정류하고, 정류된 전압을 평활하여 제 1 정류전압을 생성하여 출력하는 정류부;
    상기 정류부로부터 출력되는 제 1 정류전압을 수신하고, 수신된 제 1 정류전압을 승압(step up)하거나 또는 강압(step down)하여 제 1 문턱전압 이상에서 맥동(pulsing)하는 구동전압을 생성 및 출력하는 역률 보상부;
    적어도 하나 이상의 LED로 구성되는 제 1 발광그룹 내지 제 m 발광그룹(m은 2 이상의 양의 정수)을 포함하며, 상기 역률 보상부로부터 입력되는 구동전압을 인가받아 순차구동되는 LED 발광부; 및
    상기 역률 보상부로부터 입력되는 구동전압을 인가받아 상기 구동전압의 전압레벨을 판단하고, 판단된 구동전압의 전압레벨에 따라 상기 제 1 발광그룹 내지 제 m 발광그룹의 순차구동을 제어하는 LED 드라이브 IC를 포함하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 역률 보상부는 상기 교류전압을 승압 및 안정화하여 상기 구동전압을 생성하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 역률 보상부는 부스트 컨버터(boost converter) 또는 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter)를 포함하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 역률 보상부는 상기 교류전압을 강압 및 안정화하여 상기 구동전압을 생성하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 역률 보상부는 벅 컨버터(buck converter) 또는 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter)를 포함하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 역률 보상부는,
    상기 제 1 정류전압을 인가받고, 인가된 제 1 정류전압을 안정화하여 제어 IC 구동을 위한 직류전원을 생성하며, 생성된 직류전원을 상기 제어 IC에 공급하는 직류전원 공급회로;
    상기 제 1 정류전압을 인가받고, 상기 제어 IC로부터 입력되는 스위칭 제어신호에 따라 인가된 제 1 정류전압을 승압하여 상기 구동전압을 생성 및 출력하는 부스트 컨버터 회로; 및
    상기 스위칭 제어신호를 생성하여 상기 부스트 컨버터 회로로 출력하는 제어 IC를 포함하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터 회로는,
    상기 정류부에 연결되어 상기 정류부로부터 입력되는 제 1 정류전압을 인가받아, 제 1 스위칭 소자가 턴-온되어 있는 동안 에너지를 축적하고, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴-오프되어 있는 동안 역기전력을 발생시키는 제 1 인덕터; 및
    상기 제 1 인덕터에 병렬로 연결되며, 상기 제어 IC로부터 입력되는 스위칭 제어신호에 따라 턴-온/턴-오프되는 제 1 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 역률 보상부는,
    상기 제 1 인덕터에 저장된 에너지를 검출하는 영점 검출회로; 및
    상기 부스트 컨버터 회로의 출력단에 연결되어 상기 부스트 컨버터 회로로부터 출력되는 구동전압을 검출하는 출력전압 검출회로를 더 포함하고,
    상기 제어 IC는 상기 영점 검출회로 및 상기 전류 검출회로에 연결되며, 상기 제 1 인덕터에 저장된 에너지가 0(zero)가 되는 경우 상기 제 1 스위칭 소자를 턴-온하고, 상기 구동전압이 미리 설정된 임계값 이하가 되면 상기 제 1 스위칭 소자를 턴-오프하도록 상기 스위칭 제어신호를 생성하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터 회로는,
    상기 제 1 스위칭 소자와 상기 부스트 컨버터 회로의 출력단 사이에 병렬로 연결되며, 상기 구동전압을 평활하는 제 1 커패시터; 및
    상기 제 1 커패시터와 상기 제 1 인덕터 사이에 연결되며, 상기 제 1 커패시터로부터 상기 제 1 인덕터로 흐르는 역전류를 차단하는 제 1 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 역률 보상부는,
    상기 제 1 스위칭 소자와 접지 사이에 연결되어, 상기 제 1 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출회로를 더 포함하고,
    상기 제어 IC는 상기 전류 검출회로로부터 입력되는 전류값이 미리 설정된 과전류 기준값 이상이 되는 경우 상기 제 1 스위치 소자의 스위칭을 중단하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 제어 IC는 상기 출력전압 검출회로로부터 입력되는 구동전압의 크기가 미리 설정된 과전압 기준값 이상이 되는 경우 상기 제 1 스위치 소자의 스위칭을 중단하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 LED 조명장치는 n개(n은 2 이상의 양의 정수)의 LED 발광부들 및 n개의 LED 드라이브 IC들을 포함하며, 각각의 LED 드라이브 IC는 각기 하나의 LED 발광부의 순차구동을 제어하는 것을 특징으로 하는, LED 조명장치.
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