WO2017141308A1 - 電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置 - Google Patents

電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置 Download PDF

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WO2017141308A1
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reactor
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健太 湯淺
晃弘 津村
真作 楠部
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三菱電機株式会社
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    • F24F11/89—Arrangement or mounting of control or safety devices
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that rectifies and transforms a three-phase AC voltage and an air conditioner using the same.
  • a three-phase full-wave rectifier converter is composed of a three-phase rectifier that rectifies three-phase AC voltage, a reactor and a capacitor, a smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the three-phase rectifier, and converts the voltage of the smoothing capacitor into AC voltage. And an inverter circuit.
  • the three-phase full-wave rectifier converter described in Patent Document 1 includes a boost converter that boosts the output voltage of the three-phase rectifier by chopping, and switching control means that controls switching elements of the boost converter.
  • the switching control means controls the on-duty of the switching element so that the power supply current becomes a rectangular wave.
  • the power supply current is a rectangular wave, compared with a case where a DC (Direct Current) reactor is provided immediately after the three-phase rectifier, the power supply current harmonic component, particularly the fifth harmonic component. Less. Therefore, it is superior from the viewpoint of harmonic regulation.
  • DC Direct Current
  • the present invention has been made in view of the above-described problems in the prior art, and is capable of suppressing high-order harmonics while suppressing low-order harmonics and air using the same. It aims at providing a harmony device.
  • the power conversion device of the present invention includes at least a rectifier that rectifies an AC voltage supplied from a three-phase AC power source, a reactor, a switching element, and a backflow prevention element, and transforms the voltage rectified by the rectifier.
  • a smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the transformer circuit, an inverter that converts the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor into an AC voltage, and at least one line voltage and phase voltage of the three-phase AC power supply
  • a power supply voltage detector for detecting at least one power supply voltage, an output voltage detector for detecting an output voltage of the transformer circuit, a current detector for detecting a reactor current flowing through the reactor, the power supply voltage, and the output Based on the voltage and the reactor current, a current deviation from a preset current value of the reactor current is preset. Wherein as close to the current deviation in which and a converter control unit for controlling the operation of the switching element.
  • Embodiment 1 FIG.
  • This power conversion device generates an alternating current having a predetermined frequency from a three-phase alternating current power supply and supplies the alternating current to a load such as a compressor or a blower motor in the air conditioner.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the power conversion device 1 according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, a three-phase AC power source 2 and a load 3 are connected to the power conversion device 1.
  • the power converter 1 includes a rectifier 4, a transformer circuit 5, a smoothing capacitor 6, an inverter 7, a power supply voltage detector 8, an output voltage detector 9, and a converter control unit 10.
  • the rectifier 4 is an AC-DC converter to which a three-phase AC power source 2 is connected and which rectifies an AC voltage such as AC (Alternating Current) 200 V supplied from the three-phase AC power source 2 and converts it into a DC voltage.
  • the rectifier 4 is constituted by, for example, a three-phase full-wave rectifier in which six diodes 41 are bridge-connected. Rectifier 4 outputs the rectified voltage V in respect transformation circuit 5.
  • Transformation circuit 5 the voltage V in that is rectified by the rectifier 4, a DC-DC converter for transforming the example DC365V like, for example, of a step-up chopper circuit.
  • Transformer circuit 5 outputs the output voltage V dc, which transforms the voltage V in.
  • the transformer circuit 5 includes a step-up reactor 51, a first backflow prevention element 52, and a first switching element 53.
  • the reactor 51 is connected to the output terminal of the rectifier 4.
  • the first backflow prevention element 52 is connected in series to the reactor 51.
  • the first switching element 53 is connected between the reactor 51 and the first backflow prevention element 52.
  • the first backflow prevention element 52 is composed of, for example, a backflow prevention diode such as a fast recovery diode.
  • the first backflow prevention element 52 is made of, for example, a wide band gap semiconductor such as a silicon carbide (SiC) element, a gallium nitride (GaN) element, or a diamond element having a larger band gap than a silicon (Si) element. ing.
  • the first switching element 53 performs a switching operation to be ON or OFF based on the switching signals S 1 supplied from the converter control unit 10 to be described later.
  • the first switching element 53 is, for example, a semiconductor element such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), or an SiC element having a larger band gap than an Si element, It is made of a wide band gap semiconductor such as a GaN element or a diamond element.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • SiC element having a larger band gap than an Si element It is made of a wide band gap semiconductor such as a GaN element or a diamond element.
  • the transformer circuit 5 has a current detector 54.
  • Current detector 54 detects the reactor current I L flowing through the reactor 51. Detected reactor current I L is supplied to the converter control unit 10.
  • the smoothing capacitor 6 smoothes and charges the output voltage V dc from the transformer circuit 5.
  • the inverter 7 is composed of, for example, a plurality of switching elements, and converts a DC voltage smoothed and charged by the smoothing capacitor 6 into an AC voltage.
  • a load 3 such as a motor of a compressor in the air conditioner is connected to the inverter 7, and an AC voltage having a predetermined frequency is supplied to the load 3.
  • the inverter 7 is controlled by inverter control means (not shown).
  • the switching element used in the inverter 7 for example, a semiconductor element such as IGBT and a wide band gap semiconductor such as silicon carbide (SiC) can be used as in the case of the first switching element 53 described above.
  • the power supply voltage detector 8 detects at least one line voltage or phase voltage of the three-phase AC power supply 2.
  • the line voltage of the R phase and the S phase of the three phases is detected as the power supply voltage V rs .
  • the detected power supply voltage V rs is supplied to the converter control unit 10.
  • the output voltage detector 9 detects the output voltage V dc stored in the smoothing capacitor 6.
  • the detected output voltage V dc is supplied to the converter control unit 10.
  • Converter control unit 10 the power supply voltage detector 8 with the detected power supply voltage V rs, based on the output voltage detected output voltage V dc by the detector 9, and the reactor current detected by the current detector 54 I L, It generates switching signals S 1.
  • the converter control unit 10 is configured by a program executed on an arithmetic device such as a microcomputer (hereinafter referred to as “microcomputer” as appropriate) and a CPU (Central Processing Unit).
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the converter control unit 10 in the power conversion device 1 of FIG.
  • the converter control unit 10 includes a current control unit 11, a switching command value control unit 12, a switching control unit 13, and an error accumulation unit 20.
  • the current control unit 11 based on the output voltage V dc detected by the voltage command value V dc * and the output voltage detector 9 which is a target voltage value of the output voltage V dc, the target reactor current I L flowing through the reactor 51 A current command value I L * , which is a current value, is calculated.
  • the current control unit 11 includes a voltage subtracter 14 and a current command value calculation unit 15.
  • the voltage subtracter 14 subtracts the output voltage V dc detected by the output voltage detector 9 from the voltage command value V dc * to calculate a voltage difference.
  • the current command value calculation unit 15 calculates a current command value I L * based on the voltage difference calculated by the voltage subtractor 14.
  • the current command value calculation unit 15 performs, for example, a current command value I L * by performing PID (Proportional-Integral-Derivative) control that combines proportional control (P), integral control (I), and differential control (D) . Is calculated.
  • PID Proportional-Integral-Derivative
  • the current command value calculation unit 15 is not limited to PID control, and any control method may be used as long as it calculates the current command value IL * .
  • P control that performs only proportional control may be used, or control that combines any of proportional control, integral control, and derivative control may be used.
  • Switching command value control unit 12 based on the reactor current I L which is detected by the current command value I L * and a current detector 54 which is calculated by the current controller 11 calculates a switching command value D 0.
  • the switching command value control unit 12 includes a current subtracter 16 and a switching command value calculation unit 17.
  • Current subtracter 16 subtracts the reactor current I L from the current command value I L *, calculates the current deviation I L * -I L.
  • the switching command value calculation unit 17 calculates the switching command value D 0 based on the current deviation I L * ⁇ I L calculated by the current subtractor 16.
  • Switching command value D 0 is a value indicating the information about the switching operation of the first switching element 53, for example, a value indicating the duty ratio of the switching signal S1.
  • the switching command value calculation unit 17 calculates the switching command value D 0 by performing PID control that combines proportional control, integral control, and differential control, for example.
  • the control method in the switching command value calculation unit 17 is not limited to this. For example, a control method such as PI control combining proportional control and integral control, or P control using only proportional control may be used, or control combining either proportional control, integral control, or differential control may be used. Good.
  • the switching control unit 13 generates a switching signal S 1 based on the switching command value D 0 calculated by the switching command value control unit 12 and a control amount output from an error accumulation unit 20 described later.
  • the switching control unit 13 includes an adder 18 and a switching signal generation unit 19.
  • the adder 18 adds the switching command value D 0 calculated by the switching command value calculation unit 17 and the control amount for correcting the switching command value D 0 output from the error accumulating unit 20, and adds the switching command value. calculating a value D 1.
  • the adder 18, a value obtained by multiplying a predetermined constant to the control amount may be added to the switching instruction value D 0.
  • the switching signal generator 19 generates and outputs a switching signal S 1 indicating ON or OFF, which is a switching operation of the first switching element 53, based on the added switching command value D 1 calculated by the adder 18.
  • the switching signal generation unit 19 generates the switching signal S1 by using a known method such as a method using a triangular wave with a carrier frequency, for example.
  • the error accumulating unit 20 calculates a control amount based on the current deviation I L * ⁇ I L calculated by the current subtractor 16 and the power supply voltage V rs detected by the power supply voltage detector 8.
  • the error accumulation unit 20 includes a current deviation accumulation amount determination unit 21, a power supply phase angle calculation unit 22, an input selection unit 23, an output selection unit 24, a current deviation accumulation unit 25, an input switch 26, and an output switch 27.
  • the current deviation accumulation amount determination unit 21 receives the current deviation I L * ⁇ I L calculated by the current subtractor 16 and accumulates it in a current deviation accumulation unit 25 described later based on the current deviation I L * ⁇ I L. to determine the amount of error indicating the error of the reactor current I L.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the flow of error amount determination processing in the current deviation accumulation amount determination unit 21 of FIG.
  • the current deviation I L * ⁇ I L calculated by the current subtractor 16 is input to the current deviation accumulation amount determination unit 21 (step ST1)
  • the current deviation I L * ⁇ I L and a preset threshold value are set.
  • the value “0” is output as the error amount (step ST3).
  • the current deviation I L * -I L is greater than the threshold; (step ST2 No) it outputs the current deviation I L * -I L as an error amount (step ST4).
  • the threshold for determining the amount of error to be accumulated in the current deviation accumulating unit 25 is set by feedback control so that, for example, the harmonic component of a specific order among the harmonics of the power supply current is less than a predetermined value. May be. Further, for example, the harmonic component of the order to be reduced may be calculated one by one, and the threshold value may be made variable so that this harmonic becomes a predetermined value or less, or a predetermined threshold value may be used.
  • the current deviation accumulating unit 25 receives the error amount output from the current deviation accumulating amount determining unit 21 and accumulates the error amount for each power supply phase angle of the power supply voltage V rs to obtain the control amount. Generate.
  • the current deviation accumulating unit 25 is provided with a plurality of integrators m, and N integrators m 0 to m n ⁇ 1 are provided for each power supply phase angle. That is, an error amount is accumulated in each of N integrators m 0 to m n ⁇ 1 for each power supply phase angle when one cycle of the AC power supply is divided into N.
  • the current deviation accumulating unit 25 is provided with an input switch 26 and an output switch 27.
  • the input switch 26 operates based on information from the input selection unit 23 described later.
  • the integrator m that accumulates the input error amount is determined.
  • the output switch 27 operates based on information from an output selection unit 24 described later. As a result, an integrator m that outputs a control amount based on the accumulated error amount is determined.
  • the power supply phase angle calculation unit 22 calculates the power supply phase angle ⁇ of the power supply voltage V rs based on the line voltage or phase voltage detected by the power supply voltage detector 8. As described above, the power supply voltage detector 8 detects at least one line voltage or phase voltage of the three-phase AC power supply 2, so that the power supply phase angle calculation unit 22 can detect any one of the three phases. The power supply phase angle ⁇ is calculated. In this example, since the detected power supply voltage V rs supply voltage detector 8, and calculates the supply phase angle ⁇ based on the power supply voltage V rs.
  • the power supply phase angle calculating section 22 detects the zero crossing of the supply voltage V rs, has a function of detecting the period of the supply voltage V rs.
  • the harmonic component of the reactor current I L has the same frequency characteristic as the period of supply voltage V rs. Therefore, by the power supply phase angle calculation unit 22 detects the zero crossing of the supply voltage V rs, it is possible to know the periodicity of the reactor current I L in a simple manner, it is possible to inexpensively form a circuit.
  • the input selection unit 23 outputs information for operating the input switch 26 provided in the current deviation accumulation unit 25 based on the power supply phase angle ⁇ of the power supply voltage V rs calculated by the power supply phase angle calculation unit 22. Specifically, the input selection unit 23 stores the error amount in the integrator m corresponding to the power supply phase angle ⁇ among the N integrators m 0 to m n ⁇ 1 in the current deviation accumulation unit 25. The input switch 26 is operated.
  • the output selection unit 24 outputs information for operating the output switch 27 based on the power supply phase angle ⁇ calculated by the power supply phase angle calculation unit 22. Specifically, the output selection unit 24 delays the power supply phase angle ⁇ by a preset delay phase out of the N integrators m 0 to m n ⁇ 1 in the current deviation accumulation unit 25. The output switch 27 is operated so that the control amount is output from the integrator m corresponding to the power supply phase angle.
  • the harmonic component of the reactor current I L has a period identical to the frequency characteristics of the power supply voltage V rs. Therefore, the set delay phase is preferably set to one cycle of the power supply cycle. Thus, it is possible to cancel the errors of the reactor current I L by using the control amount having the same frequency characteristics, it is possible to reliably suppress the variation of the reactor current I L.
  • the input selection unit 23 and the output selection unit 24 take into account two types of delays, that is, a delay due to dead time and a delay due to current control, and control the error amount in the integrator m and the control from the integrator m. Control the output timing of the quantity.
  • the delay due to the dead time is caused by a calculation time delay caused by a controller such as a microcomputer.
  • the delay generated at this time generally corresponds to one control period.
  • Delay due to the current control is due to the reactor current I L.
  • the relationship between the reactor current I L and the reactor voltage V L that is the voltage of the reactor 51 can be expressed by the following formula (1), where L is the inductance of the reactor 51.
  • the reactor current I L can be expressed by the integration of the reactor voltage V L. That is, this is also output as the output voltage becomes the reactor voltage V L in the transformation circuit 5, which means that it takes a certain time to be reflected as a reactor current I L. Therefore, when a control amount is output from the integrator m of the current deviation accumulating unit 25 in consideration of a delay due to current control, it is necessary to consider a delay corresponding to one control period.
  • the timing at which the output selection unit 24 outputs the control amount from the integrator m is compared with the timing at which the input selection unit 23 accumulates the error amount in the integrator m.
  • the control period is set to advance by two periods.
  • transformation circuit 5 when the first switching element 53 is turned ON, the voltage V in that is rectified by a rectifier 4 is applied to the reactor 51, the conduction is prevented by the first backflow prevention device 52. On the other hand, when the first switching element 53 is turned off, the first backflow prevention element 52 is conducted, and a voltage in the opposite direction to that when the first switching element 53 is turned on is induced in the reactor 51. At this time, the energy accumulated in the reactor 51 when the first switching element 53 is ON is transferred to the smoothing capacitor 6 side. In this case, the output voltage V dc from the transformer circuit 5 is controlled by controlling the on-duty of the first switching element 53 by the converter control unit 10.
  • the output voltage V dc boosted by the transformer circuit 5 is accumulated in the smoothing capacitor 6, and the smoothing capacitor 6 smoothes the output voltage V dc .
  • the output voltage Vdc smoothed by the smoothing capacitor 6 is converted into a three-phase AC voltage by the inverter 7. Then, the converted AC voltage is supplied to the load 3.
  • Converter control unit 10 generates switching signal S 1 based on the detection results by power supply voltage detector 8, output voltage detector 9, and current detector 54, and supplies them to first switching element 53.
  • the voltage subtracter 14 subtracts the current output voltage V dc detected by the output voltage detector 9 from the voltage command value V dc * to obtain a voltage difference. calculate.
  • the current command value calculation unit 15 calculates a current command value I L * based on the voltage difference calculated by the voltage subtractor 14.
  • current subtracter 16 subtracts the reactor current I L from the current command value I L * calculated by the current command value calculating section 15 calculates a current deviation I L * -I L.
  • the switching command value calculation unit 17 calculates the switching command value D 0 based on the current deviation I L * ⁇ I L calculated by the current subtractor 16.
  • the power supply phase angle calculation unit 22 calculates the power supply phase angle ⁇ of the power supply voltage V rs based on the power supply voltage V rs detected by the power supply voltage detector 8. Further, the current deviation accumulation amount determination unit 21 determines an error amount based on the current deviation I L * ⁇ I L calculated by the current subtractor 16.
  • the input selection unit 23 operates the input switch 26 based on the power supply phase angle ⁇ of the power supply voltage V rs calculated by the power supply phase angle calculation unit 22 to select the integrator m corresponding to the power supply phase angle ⁇ .
  • the output selection unit 24 operates the output switch 27 based on the power supply phase angle ⁇ of the power supply voltage V rs , delays the power supply phase angle ⁇ by a set delay phase such as one cycle of the power supply cycle, and the input selection unit 23.
  • the integrator m corresponding to the power supply phase angle advanced by two control cycles than the corresponding power supply phase angle is selected.
  • the current deviation accumulating unit 25 accumulates the error amount determined by the current deviation accumulating amount determining unit 21 in the integrator m selected by the input selecting unit 23 and the integrator selected by the output selecting unit 24.
  • the control amount is output from m.
  • the adder 18 adds the switching command value D 0 calculated by the switching command value calculation unit 17 and the control amount output from the current deviation accumulation unit 25 to calculate an addition switching command value D 1 . .
  • the switching signal generator 19 generates a switching signal S 1 based on the added switching command value D 1 calculated by the adder 18 and outputs the switching signal S 1 to the first switching element 53.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of an air conditioner 60 to which the power conversion device 1 of FIG. 1 can be applied. As shown in FIG. 4, the air conditioner 60 is driven by a motor as a load 3 to which power is supplied by the power conversion device 1, and a compressor 61 that compresses the refrigerant, heat between the refrigerant and the external fluid.
  • a heat source side heat exchanger 62 as a condenser that performs exchange, an expansion valve 63 that decompresses and expands the refrigerant, and a use side heat exchanger 64 as an evaporator that exchanges heat between the refrigerant and an external fluid are provided.
  • the compressor 61, the heat source side heat exchanger 62, the expansion valve 63, and the use side heat exchanger 64 are sequentially connected by a refrigerant pipe, and a refrigerant circuit in which the refrigerant circulates in the refrigerant pipe is configured.
  • the low-temperature and low-pressure refrigerant is compressed by the compressor 61, and is discharged from the compressor 61 as a high-temperature and high-pressure gas refrigerant.
  • the high-temperature and high-pressure gas refrigerant discharged from the compressor 61 flows into the heat source side heat exchanger 62 that functions as a condenser, and heat is exchanged with an external fluid such as air or water to condense it while radiating heat. It becomes a high-pressure liquid refrigerant in a state and flows out from the heat source side heat exchanger 62.
  • the high-pressure liquid refrigerant that has flowed out of the heat source side heat exchanger 62 is expanded and depressurized by the expansion valve 63 to become a low-temperature low-pressure gas-liquid two-phase refrigerant, and flows into the use-side heat exchanger 64 that functions as an evaporator.
  • the low-temperature and low-pressure gas-liquid two-phase refrigerant that has flowed into the use-side heat exchanger 64 exchanges heat with the indoor air, absorbs heat and evaporates, thereby cooling the indoor air and becomes a low-temperature and low-pressure gas refrigerant.
  • Out of the vessel 64 The low-temperature and low-pressure gas refrigerant flowing out from the use side heat exchanger 64 is sucked into the compressor 61.
  • the example of the air conditioning apparatus 60 mentioned above shows the circuit at the time of performing a cooling operation
  • the heating operation is performed by switching the connection positions of the heat source side heat exchanger 62 and the use side heat exchanger 64. You can also.
  • first transformer circuit 5 It generates switching signals S 1 for controlling the operation of the switching element 53.
  • the current deviation from the predetermined current value of the reactor current I L can be approximated to the current deviation of interest . Therefore, the performance of current control can be improved, and high-order harmonics can be suppressed while suppressing low-order harmonics. And THD and PWHD evaluated by the total amount of a harmonic component can be reduced.
  • the current deviation of the reactor is controlled to converge to 0, and in the power conversion device according to the first embodiment, only the low-order harmonics are compared with the conventional power conversion device in which the input current is a rectangular wave. In addition, higher harmonics can be suppressed.
  • the carrier frequency can be set higher, so that the response of the current control becomes higher, and higher harmonics can be controlled and suppressed.
  • Embodiment 2 a power conversion device according to Embodiment 2 of the present invention will be described.
  • the power conversion device according to the second embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the transformer circuit and the converter control unit that controls the transformer circuit.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a configuration of power conversion device 100 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • symbol is attached
  • this power converter device 100 can be applied to the air conditioner 60 with the motor of the compressor 61 as the load 3 as in the first embodiment.
  • the power conversion apparatus 100 includes a rectifier 4, a transformer circuit 105, a smoothing capacitor 6, an inverter 7, a power supply voltage detector 8, an output voltage detector 9, an intermediate voltage detector 70, and a converter control unit 110.
  • Transformer circuit 105 is a step-up chopper circuit for outputting an output voltage V dc by transforms the rectified voltage V in at the rectifier 4, outputs a plurality of levels of the output voltage It is configured as a multi-level converter that can.
  • the transformer circuit 105 includes a reactor 51, a second switching element 151, a third switching element 152, a second backflow prevention element 153, a third backflow prevention element 154, an intermediate capacitor 155, and a current detector 54. Yes.
  • the reactor 51 is connected to the output terminal of the rectifier 4.
  • the second backflow prevention element 153 and the third backflow prevention element 154 are connected in series to each other and to the reactor 51 in series.
  • the second switching element 151 and the third switching element 152 are connected between the reactor 51 and the second backflow prevention element 153.
  • the intermediate capacitor 155 is connected between the second switching element 151 and the third switching element 152 and between the second backflow prevention element 153 and the third backflow prevention element 154.
  • the second backflow prevention element 153 and the third backflow prevention element 154 are composed of a backflow prevention diode such as a fast recovery diode, for example. Further, the second backflow prevention element 153 and the third backflow prevention element 154 are made of, for example, a wide band gap semiconductor having a larger band gap than the Si element, similarly to the first backflow prevention element 52. .
  • the second switching element 151 performs a switching operation to be ON or OFF based on a switching signal S 11 supplied from the converter control unit 110 to be described later.
  • the third switching element 152 performs a switching operation to be ON or OFF based on a switching signal S 12 supplied from the converter control unit 110.
  • the second switching element 151 and the third switching element 152 are made of, for example, a semiconductor element such as a MOSFET or a wide band gap semiconductor.
  • the transformer circuit 105 can output three voltage levels of 0, V m , and V dc as output voltages according to the operations of the second switching element 151 and the third switching element 152.
  • the intermediate voltage V m is a switching operation such that one of the second switching element 151 and the third switching element 152 is ON, and the other is OFF, whereby 1 / of the output voltage V dc of the smoothing capacitor 6 It is controlled to be 2.
  • switching loss can be reduced, and the carrier ripple current of reactor 51 is reduced, so that the efficiency can be improved.
  • the intermediate voltage detector 70 detects the intermediate voltage V m of the intermediate capacitor 155 provided in the transformer circuit 105.
  • Converter control unit 110 includes power supply voltage V rs detected by power supply voltage detector 8, output voltage V dc detected by output voltage detector 9, intermediate voltage V m detected by intermediate voltage detector 70, and current based on the reactor current I L which is detected by the detector 54, it generates a switching signal S 11 and S 12.
  • the generated switching signal S 11 is supplied to the second switching element 151, and the switching signal S 12 is supplied to the third switching element 152.
  • Converter control unit 110 is configured by a program executed on an arithmetic device such as a microcomputer, for example, similarly to converter control unit 10 in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of the configuration of converter control unit 110 in power conversion device 100 of FIG. As shown in FIG. 6, converter control unit 110 includes current control unit 11, switching command value control unit 12, intermediate voltage subtractor 161, intermediate command value calculation unit 162, switching control unit 130, and error accumulation unit 20. .
  • the intermediate voltage subtracter 161 subtracts the intermediate voltage V m detected by the intermediate voltage detector 70 from the intermediate voltage command value V m * which is the target voltage value of the intermediate voltage V m to calculate an intermediate voltage difference.
  • the intermediate command value calculation unit 162 calculates an intermediate switching command value D m based on the intermediate voltage difference calculated by the intermediate voltage subtracter 161.
  • Intermediate command value calculator 162 for example, PID control, PI control, by performing P control, etc., to calculate the intermediate switching command value D m.
  • the switching control unit 130 includes a switching command value D 0 calculated by the switching command value control unit 12, an intermediate switching command value D m calculated by the intermediate command value calculation unit 162, and a control output from the error accumulation unit 20. based on the amount, and generates a switching signal S 11 and the switching signal S 12.
  • the switching control unit 130 includes an adder 18, an intermediate subtracter 131, an intermediate adder 132, and a switching signal generation unit 133.
  • Intermediate adder 132 calculates the sum switching command values D 1 calculated by the adder 18 adds the intermediate switching command value D m calculated by the intermediate command value calculation unit 162, an addition switching instruction value D 12 To do.
  • the switching signal generating unit 133 based on the subtraction switching command value D 11 calculated by the intermediate subtracter 131, and generates a switching signal S 11 and outputs indicating the ON or OFF a switching operation of the second switching element 151 .
  • the switching signal generation unit 133 generates a switching signal S 12 indicating ON or OFF, which is the switching operation of the third switching element 152, based on the addition switching command value D 12 calculated by the intermediate adder 132. Output.
  • the multi-level converter is used as the transformer circuit.
  • the cycle of the power supply voltage V rs and the cycle of the reactor current I L are the same as in the first embodiment.
  • Embodiment 3 FIG. Next, a power converter according to Embodiment 3 of the present invention will be described.
  • the power conversion device according to the third embodiment is different from the first and second embodiments in the configuration of the transformer circuit.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the power conversion device 200 according to Embodiment 3 of the present invention.
  • symbol is attached
  • this power conversion device 200 can be applied to the air conditioner 60 using the motor of the compressor 61 as the load 3 as in the first and second embodiments.
  • the power conversion device 200 includes a rectifier 4, a transformer circuit 205, a smoothing capacitor 6, an inverter 7, a power supply voltage detector 8, an output voltage detector 9, and a converter control unit 10.
  • Transformer circuit 205 is configured to voltage V in that is rectified by the rectifier 4 as a step-down converter for outputting an output voltage V dc stepped down by transformer.
  • the transformer circuit 205 includes a reactor 51, a fourth switching element 251, a fourth backflow prevention element 252, and a current detector 54.
  • the fourth switching element 251 is connected to the output terminal of the rectifier 4.
  • the reactor 51 is connected in series to the fourth switching element 251.
  • the fourth backflow prevention element 252 is connected between the fourth switching element 251 and the reactor 51.
  • the fourth switching element 251 performs a switching operation that is turned ON or OFF based on the switching signal S 1 supplied from the converter control unit 10.
  • the step-down converter is used as the transformer circuit.
  • the cycle of the power supply voltage V rs and the reactor current I by utilizing the relationship between the period of L, and the current deviation from the predetermined current value of the reactor current I L can be approximated to the current deviation of the object. Therefore, the performance of current control can be improved, and high-order harmonics can be suppressed while suppressing low-order harmonics.

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Abstract

電力変換装置は、三相交流電源からの交流電圧を整流する整流器と、リアクトル、スイッチング素子、逆流防止素子を少なくとも有し、整流された電圧を変圧する変圧回路と、変圧回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、三相交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出器と、変圧回路の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出器と、電源電圧、出力電圧、リアクトル電流に基づき、リアクトル電流の予め設定された電流値からの電流偏差を、予め設定された電流偏差に近づけるようにスイッチング素子の動作を制御するコンバータ制御部とを備える。

Description

電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置
　本発明は、三相交流電圧を整流して変圧する電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置に関するものである。
　従来、冷凍空気調和装置の圧縮機およびファンなどのモータを駆動する大容量のインバータ装置として、三相全波整流方式のコンバータによってインバータ駆動用の直流電圧を生成する方式が用いられている。三相全波整流方式のコンバータは、三相交流電圧を整流する三相整流器と、リアクトルおよびコンデンサからなり、三相整流器の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサの電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを備えている。
　このような三相全波整流方式のコンバータにおいては、電源力率および電源電流に対する高調波の発生を改善することが求められている。これに対して、電源力率および電源電流高調波を改善する方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１に記載の三相全波整流方式のコンバータは、三相整流器の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧コンバータと、昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段とを備えている。スイッチング制御手段は、電源電流が矩形波となるように、スイッチング素子のオンデューティを制御する。
　特許文献１に記載の方式では、電源電流が矩形波となるため、三相整流器の直後にＤＣ（Direct Current）リアクトルを設ける場合と比較して、電源電流高調波成分、特に５次高調波成分が少なくなる。そのため、高調波規制の観点から優位となっている。
特許第２８６９４９８号公報
　ところで、特許文献１に記載の方式では、三相整流器の出力に直流電力を流すための直流電流指令と、直流電流検出器によって検出された三相整流器の出力電流との偏差をゼロに抑制することによって、電源電流が矩形波となるようにしている。
　しかしながら、電源電流を矩形波とすることにより、５次高調波を抑制することができ、低次高調波の成分を少なくすることができるという利点があるが、高次高調波成分が増加してしまう。そのため、高調波成分の総量で評価するＴＨＤ（Total Harmonic Distortion；全高調波歪）およびＰＷＨＤ（Partial Weighted Harmonic Distortion；部分加重高調波歪）が悪化してしまうという問題点があった。
　本発明は、上記従来の技術における問題点に鑑みてなされたものであって、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することが可能な電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置を提供することを目的とする。
　本発明の電力変換装置は、三相交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、リアクトル、スイッチング素子、および逆流防止素子を少なくとも有し、前記整流器で整流された電圧を変圧する変圧回路と、前記変圧回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサで平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記三相交流電源の少なくとも１つの線間電圧および相電圧の少なくとも一方の電源電圧を検出する電源電圧検出器と、前記変圧回路の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出器と、前記電源電圧、前記出力電圧、および前記リアクトル電流に基づき、該リアクトル電流の予め設定された電流値からの電流偏差を、予め設定された電流偏差に近づけるように前記スイッチング素子の動作を制御するコンバータ制御部とを備えるものである。
　以上のように、本発明によれば、リアクトル電流の所定の電流値からの電流偏差を目的の電流偏差に近づけることにより、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することが可能になる。
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。 図１の電力変換装置におけるコンバータ制御部の構成の一例を示す回路図である。 図２の電流偏差蓄積量決定部における誤差量の決定処理の流れを示すフローチャートである。 図１の電力変換装置を適用可能な空気調和装置の一例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。 図５の電力変換装置におけるコンバータ制御部の構成の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。
実施の形態１．
　以下、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置について説明する。
　この電力変換装置は、三相交流電源から予め定められた周波数の交流電流を生成し、例えば空気調和装置における圧縮機または送風機のモータ等の負荷に対して供給するものである。
［電力変換装置の構成］
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の構成の一例を示す回路図である。
　図１に示すように、電力変換装置１には、三相交流電源２および負荷３が接続されている。電力変換装置１は、整流器４、変圧回路５、平滑コンデンサ６、インバータ７、電源電圧検出器８、出力電圧検出器９およびコンバータ制御部１０を備える。
　整流器４は、三相交流電源２が接続され、三相交流電源２から供給されるＡＣ（Alternating Current）２００Ｖ等の交流電圧を整流して直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータである。整流器４は、例えば、６個のダイオード４１をブリッジ接続した三相全波整流器で構成されている。整流器４は、整流した電圧Ｖｉｎを変圧回路５に対して出力する。
　変圧回路５は、整流器４で整流された電圧Ｖｉｎを、例えばＤＣ３６５Ｖ等に変圧するＤＣ－ＤＣコンバータであり、例えば、昇圧チョッパ回路からなっている。変圧回路５は、電圧Ｖｉｎを変圧した出力電圧Ｖｄｃを出力する。変圧回路５は、昇圧用のリアクトル５１、第１の逆流防止素子５２および第１のスイッチング素子５３を有している。
　リアクトル５１は、整流器４の出力端に接続されている。第１の逆流防止素子５２は、リアクトル５１に直列接続されている。第１のスイッチング素子５３は、リアクトル５１と第１の逆流防止素子５２との間に接続されている。
　第１の逆流防止素子５２は、例えば、ファーストリカバリダイオード等の逆流防止ダイオードからなっている。また、第１の逆流防止素子５２は、例えば、シリコン（Ｓｉ）素子と比較してバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）素子、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体からなっている。
　第１のスイッチング素子５３は、後述するコンバータ制御部１０から供給されるスイッチング信号Ｓ１に基づきＯＮまたはＯＦＦとなるスイッチング動作を行う。第１のスイッチング素子５３は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体素子、または、Ｓｉ素子と比較してバンドギャップが大きいＳｉＣ素子、ＧａＮ素子、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体からなっている。
　また、変圧回路５は、電流検出器５４を有している。電流検出器５４は、リアクトル５１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出する。検出されたリアクトル電流ＩＬは、コンバータ制御部１０に供給される。
　平滑コンデンサ６は、変圧回路５からの出力電圧Ｖｄｃを平滑化して充電するものである。
　インバータ７は、例えば、複数のスイッチング素子で構成され、平滑コンデンサ６によって平滑され充電された直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ７には、例えば、空気調和装置における圧縮機のモータ等の負荷３が接続され、負荷３に対して所定の周波数の交流電圧を供給する。インバータ７は、図示しないインバータ制御手段によって制御されている。
　なお、インバータ７に用いられるスイッチング素子としては、例えば、上述した第１のスイッチング素子５３と同様に、ＩＧＢＴ等の半導体素子、炭化ケイ素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。
　電源電圧検出器８は、三相交流電源２の少なくとも１つの線間電圧または相電圧を検出する。ここでは、一例として、三相のうちのＲ相およびＳ相の線間電圧を電源電圧Ｖｒｓとして検出するものとする。検出された電源電圧Ｖｒｓは、コンバータ制御部１０に供給される。
　出力電圧検出器９は、平滑コンデンサ６に蓄積される出力電圧Ｖｄｃを検出する。検出された出力電圧Ｖｄｃは、コンバータ制御部１０に供給される。
　コンバータ制御部１０は、電源電圧検出器８で検出された電源電圧Ｖｒｓ、出力電圧検出器９で検出された出力電圧Ｖｄｃ、および電流検出器５４で検出されたリアクトル電流ＩＬに基づき、スイッチング信号Ｓ１を生成する。
　コンバータ制御部１０は、例えばマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と適宜称する）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などの演算装置上で実行されるプログラムで構成される。
（コンバータ制御部の構成）
　図２は、図１の電力変換装置１におけるコンバータ制御部１０の構成の一例を示す回路図である。
　図２に示すように、コンバータ制御部１０は、電流制御部１１、スイッチング指令値制御部１２、スイッチング制御部１３、および誤差蓄積部２０を備えている。
　電流制御部１１は、出力電圧Ｖｄｃの目標電圧値である電圧指令値Ｖｄｃ ＊と出力電圧検出器９で検出された出力電圧Ｖｄｃとに基づき、リアクトル５１を流れるリアクトル電流ＩＬの目標電流値である電流指令値ＩＬ ＊を算出する。電流制御部１１は、電圧減算器１４および電流指令値算出部１５を有している。
　電圧減算器１４は、電圧指令値Ｖｄｃ ＊から出力電圧検出器９で検出された出力電圧Ｖｄｃを減算し、電圧差分を算出する。
　電流指令値算出部１５は、電圧減算器１４で算出された電圧差分に基づき、電流指令値ＩＬ ＊を算出する。電流指令値算出部１５は、例えば、比例制御（Ｐ）、積分制御（Ｉ）および微分制御（Ｄ）を組み合わせたＰＩＤ（Proportional-Integral-Derivative）制御を行うことにより、電流指令値ＩＬ ＊を算出する。
　なお、電流指令値算出部１５は、ＰＩＤ制御に限られず、電流指令値ＩＬ ＊を算出するものであれば、どのような制御手法を用いてもよい。例えば、比例制御のみを行うＰ制御を用いてもよいし、比例制御、積分制御および微分制御のうちいずれかを組み合わせた制御を用いてもよい。
　スイッチング指令値制御部１２は、電流制御部１１で算出された電流指令値ＩＬ ＊と電流検出器５４で検出されたリアクトル電流ＩＬとに基づき、スイッチング指令値Ｄ０を算出する。スイッチング指令値制御部１２は、電流減算器１６およびスイッチング指令値算出部１７を有している。
　電流減算器１６は、電流指令値ＩＬ ＊からリアクトル電流ＩＬを減算し、電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬを算出する。
　スイッチング指令値算出部１７は、電流減算器１６で算出された電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬに基づき、スイッチング指令値Ｄ０を算出する。スイッチング指令値Ｄ０は、第１のスイッチング素子５３のスイッチング動作に関する情報を示す値であり、例えば、スイッチング信号Ｓ１のデューティ比を示す値である。スイッチング指令値算出部１７は、例えば、比例制御、積分制御および微分制御を組み合わせたＰＩＤ制御を行うことにより、スイッチング指令値Ｄ０を算出する。
　なお、スイッチング指令値算出部１７における制御方式としては、これに限られない。例えば、比例制御および積分制御を組み合わせたＰＩ制御、比例制御のみによるＰ制御等の制御方式を用いてもよいし、比例制御、積分制御および微分制御のうちいずれかを組み合わせた制御を用いてもよい。
　スイッチング制御部１３は、スイッチング指令値制御部１２で算出されたスイッチング指令値Ｄ０と後述する誤差蓄積部２０から出力された制御量とに基づき、スイッチング信号Ｓ１を生成する。スイッチング制御部１３は、加算器１８およびスイッチング信号生成部１９を有している。
　加算器１８は、スイッチング指令値算出部１７で算出されたスイッチング指令値Ｄ０と、誤差蓄積部２０から出力されるスイッチング指令値Ｄ０を補正するための制御量とを加算し、加算スイッチング指令値Ｄ１を算出する。このとき、加算器１８は、制御量に所定の定数を乗算した値をスイッチング指令値Ｄ０に加算してもよい。
　スイッチング信号生成部１９は、加算器１８で算出された加算スイッチング指令値Ｄ１に基づき、第１のスイッチング素子５３のスイッチング動作であるＯＮまたはＯＦＦを示すスイッチング信号Ｓ１を生成して出力する。
　スイッチング信号生成部１９は、例えば、キャリア周波数による三角波を用いる方法等の公知の方法を用いることによって、スイッチング信号Ｓ１を生成する。
　誤差蓄積部２０は、電流減算器１６で算出された電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬと、電源電圧検出器８で検出された電源電圧Ｖｒｓとに基づき、制御量を算出する。
　誤差蓄積部２０は、電流偏差蓄積量決定部２１、電源位相角算出部２２、入力選択部２３、出力選択部２４、電流偏差蓄積部２５、入力スイッチ２６および出力スイッチ２７を有する。
　電流偏差蓄積量決定部２１は、電流減算器１６で算出された電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬが入力され、この電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬに基づき、後述する電流偏差蓄積部２５に蓄積する、リアクトル電流ＩＬの誤差分を示す誤差量を決定する。
　図３は、図２の電流偏差蓄積量決定部２１における誤差量の決定処理の流れを示すフローチャートである。
　電流偏差蓄積量決定部２１は、電流減算器１６で算出された電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬが入力される（ステップＳＴ１）と、この電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬと予め設定された閾値とを比較する（ステップＳＴ２）。そして、電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬが閾値以下である場合（ステップＳＴ２；Ｙｅｓ）には、誤差量として値「０」を出力する（ステップＳＴ３）。一方、電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬが閾値よりも大きい場合（ステップＳＴ２；Ｎｏ）には、誤差量として電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬを出力する（ステップＳＴ４）。
　なお、電流偏差蓄積部２５に蓄積する誤差量を決定するための閾値は、例えば、電源電流の高調波のうち特定の次数の高調波成分が所定の値以下となるようにフィードバック制御して設定してもよい。また、例えば、低下させたい次数の高調波成分を逐一算出し、この高調波が所定の値以下となるように、閾値を可変としてもよいし、予め決定した閾値を用いてもよい。
　説明は図２に戻り、電流偏差蓄積部２５は、電流偏差蓄積量決定部２１から出力された誤差量が入力され、電源電圧Ｖｒｓの電源位相角毎の誤差量を蓄積して制御量を生成する。
　電流偏差蓄積部２５には、複数の積分器ｍが設けられ、電源位相角毎にＮ個の積分器ｍ０～ｍｎ－１が設けられている。すなわち、交流電源の１周期をＮ個に分割した際の電源位相角毎に、誤差量がＮ個の積分器ｍ０～ｍｎ－１のそれぞれに蓄積される。
　積分器ｍ０～ｍｎ－１の個数Ｎは、電源周波数である電源電圧の周期と、制御周波数である制御周期とに基づいて設定されると好ましい。例えば、三相交流電源２の電源周波数が６０Ｈｚであり、制御周波数が１８ｋＨｚ（＝１８０００Ｈｚ）である場合、積分器ｍ０～ｍｎ－１の個数Ｎは、「１８０００Ｈｚ÷６０Ｈｚ＝３００個」となる。
　そして、１個の積分器ｍは、全電源位相角を積分器ｍの個数で除した値の位相角に対応する。そのため、この場合の積分器ｍは、電源位相角「１．２°（＝３６０°÷３００個）」分の誤差量を蓄積する。
　電流偏差蓄積部２５には、入力スイッチ２６および出力スイッチ２７が設けられている。入力スイッチ２６は、後述する入力選択部２３からの情報に基づいて動作する。これにより、入力された誤差量を蓄積する積分器ｍが決定される。また、出力スイッチ２７は、後述する出力選択部２４からの情報に基づいて動作する。これにより、蓄積された誤差量による制御量を出力する積分器ｍが決定される。
　電源位相角算出部２２は、電源電圧検出器８で検出された線間電圧または相電圧に基づき、電源電圧Ｖｒｓの電源位相角θを算出する。上述したように、電源電圧検出器８は、三相交流電源２の少なくとも１つの線間電圧または相電圧を検出するので、電源位相角算出部２２は、三相のうちいずれか１つの相の電源位相角θを算出する。この例においては、電源電圧検出器８で電源電圧Ｖｒｓを検出しているので、この電源電圧Ｖｒｓに基づき電源位相角θを算出する。
　また、電源位相角算出部２２は、電源電圧Ｖｒｓのゼロクロスを検出し、電源電圧Ｖｒｓの周期を検出する機能を有している。ここで、リアクトル電流ＩＬの高調波成分は、電源電圧Ｖｒｓの周期と同じ周波数特性を有している。そのため、電源位相角算出部２２が電源電圧Ｖｒｓのゼロクロスを検出することにより、簡易な方法でリアクトル電流ＩＬの周期性を知ることができ、回路を安価に構成することができる。
　入力選択部２３は、電源位相角算出部２２で算出された電源電圧Ｖｒｓの電源位相角θに基づき、電流偏差蓄積部２５に設けられた入力スイッチ２６を動作させるための情報を出力する。具体的には、入力選択部２３は、電流偏差蓄積部２５におけるＮ個の積分器ｍ０～ｍｎ－１のうち、電源位相角θに対応する積分器ｍに誤差量を蓄積させるように、入力スイッチ２６を動作させる。
　出力選択部２４は、電源位相角算出部２２で算出された電源位相角θに基づき、出力スイッチ２７を動作させるための情報を出力する。具体的には、出力選択部２４は、電流偏差蓄積部２５におけるＮ個の積分器ｍ０～ｍｎ－１のうち、電源位相角θよりも予め設定された設定遅延位相分だけ遅延させた電源位相角に対応する積分器ｍから制御量を出力させるように、出力スイッチ２７を動作させる。
　ここで、上述したように、リアクトル電流ＩＬの高調波成分は、電源電圧Ｖｒｓの周期と同一の周波数特性を有している。そのため、設定遅延位相分は、電源周期の１周期に設定すると好ましい。これにより、同一の周波数特性を有する制御量を用いてリアクトル電流ＩＬの誤差を打ち消すことができるので、リアクトル電流ＩＬの変動を確実に抑制することができる。
　また、入力選択部２３および出力選択部２４は、無駄時間による遅延と、電流制御による遅延との２種類の遅延を考慮して、積分器ｍへの誤差量の蓄積および積分器ｍからの制御量の出力のタイミングを制御する。
　無駄時間による遅延は、マイコン等のコントローラによる計算時間遅れに起因するものである。このときに発生する遅延は、一般的に、制御周期の１周期分に相当する。
　電流制御による遅延は、リアクトル電流ＩＬに起因するものである。リアクトル電流ＩＬと、リアクトル５１の電圧であるリアクトル電圧ＶＬとの関係は、リアクトル５１のインダクタンスをＬとした場合、以下の式（１）で示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）に示すように、リアクトル電流ＩＬは、リアクトル電圧ＶＬの積分で表すことができる。すなわち、これは、変圧回路５において出力電圧がリアクトル電圧ＶＬとなるように出力しても、リアクトル電流ＩＬとして反映されるまでに一定の時間を要することを意味する。そのため、電流制御による遅延を考慮して電流偏差蓄積部２５の積分器ｍから制御量を出力する場合には、制御周期の１周期分の遅延を考慮する必要がある。
　このように、上述した２種類の遅延を考慮することにより、出力選択部２４で積分器ｍから制御量を出力するタイミングは、入力選択部２３で積分器ｍに誤差量を蓄積するタイミングと比較して、制御周期の２周期分だけ進めるように設定される。
［電力変換装置の動作］
　次に、本実施の形態１に係る電力変換装置１の動作について説明する。
　図１に示すように、三相交流電源２から交流電圧が給電されると、この交流電圧が整流器４に供給される。整流器４は、供給された交流電圧が整流され、電圧Ｖｉｎを出力する。整流器４から出力された電圧Ｖｉｎは変圧回路５に供給され、変圧回路５は、電圧Ｖｉｎを昇圧し、出力電圧Ｖｄｃを出力する。このとき、変圧回路５では、リアクトル電流ＩＬが一定となるように動作がコンバータ制御部１０によって制御される。
　変圧回路５において、第１のスイッチング素子５３がＯＮした場合には、整流器４によって整流された電圧Ｖｉｎがリアクトル５１に印加され、第１の逆流防止素子５２によって導通が阻止される。
　一方、第１のスイッチング素子５３がＯＦＦした場合には、第１の逆流防止素子５２が導通し、リアクトル５１には、第１のスイッチング素子５３のＯＮ時と逆向きの電圧が誘導される。このとき、第１のスイッチング素子５３のＯＮ時にリアクトル５１に蓄積されたエネルギーが、平滑コンデンサ６側に移送される。
　この場合、第１のスイッチング素子５３のオンデューティがコンバータ制御部１０によって制御されることにより、変圧回路５からの出力電圧Ｖｄｃが制御される。
　変圧回路５によって昇圧された出力電圧Ｖｄｃは平滑コンデンサ６に蓄積され、平滑コンデンサ６は、出力電圧Ｖｄｃを平滑化する。
　平滑コンデンサ６によって平滑化された出力電圧Ｖｄｃは、インバータ７によって三相交流電圧に変換される。そして、変換された交流電圧が負荷３に供給される。
　変圧回路５における第１のスイッチング素子５３の動作は、コンバータ制御部１０によって制御されている。コンバータ制御部１０は、電源電圧検出器８、出力電圧検出器９、および電流検出器５４による検出結果に基づきスイッチング信号Ｓ１を生成して第１のスイッチング素子５３に供給する。
　図２に示すように、コンバータ制御部１０において、まず、電圧減算器１４は、電圧指令値Ｖｄｃ ＊から出力電圧検出器９で検出された現在の出力電圧Ｖｄｃを減算し、電圧差分を算出する。電流指令値算出部１５は、電圧減算器１４で算出された電圧差分に基づき電流指令値ＩＬ ＊を算出する。
　次に、電流減算器１６は、電流指令値算出部１５で算出された電流指令値ＩＬ ＊からリアクトル電流ＩＬを減算し、電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬを算出する。スイッチング指令値算出部１７は、電流減算器１６で算出された電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬに基づき、スイッチング指令値Ｄ０を算出する。
　一方、電源位相角算出部２２は、電源電圧検出器８で検出された電源電圧Ｖｒｓに基づき、この電源電圧Ｖｒｓの電源位相角θを算出する。
　また、電流偏差蓄積量決定部２１は、電流減算器１６で算出された電流偏差ＩＬ ＊－ＩＬに基づき、誤差量を決定する。
　さらに、入力選択部２３は、電源位相角算出部２２で算出された電源電圧Ｖｒｓの電源位相角θに基づき入力スイッチ２６を動作させ、電源位相角θに対応する積分器ｍを選択する。出力選択部２４は、電源電圧Ｖｒｓの電源位相角θに基づき出力スイッチ２７を動作させ、電源位相角θよりも電源周期の１周期分等の設定遅延位相分遅延させるとともに、入力選択部２３によって選択された積分器が対応する電源位相角よりも制御周期の２周期分だけ進めた電源位相角に対応する積分器ｍを選択する。
　そして、電流偏差蓄積部２５は、電流偏差蓄積量決定部２１で決定された誤差量を、入力選択部２３によって選択された積分器ｍに蓄積するとともに、出力選択部２４によって選択された積分器ｍから制御量を出力する。
　次に、加算器１８は、スイッチング指令値算出部１７で算出されたスイッチング指令値Ｄ０と、電流偏差蓄積部２５から出力された制御量とを加算し、加算スイッチング指令値Ｄ１を算出する。
　スイッチング信号生成部１９は、加算器１８で算出された加算スイッチング指令値Ｄ１に基づきスイッチング信号Ｓ１を生成し、第１のスイッチング素子５３に対して出力する。
［電力変換装置の適用回路例］
　次に、電力変換装置１を適用可能な回路について説明する。
　図４は、図１の電力変換装置１を適用可能な空気調和装置６０の一例を示すブロック図である。
　図４に示すように、この空気調和装置６０は、電力変換装置１により電力が供給される負荷３としてのモータによって駆動し、冷媒を圧縮する圧縮機６１、冷媒と外部流体との間で熱交換を行う凝縮器としての熱源側熱交換器６２、冷媒を減圧および膨張させる膨張弁６３、冷媒と外部流体との間で熱交換を行う蒸発器としての利用側熱交換器６４を備える。そして、圧縮機６１、熱源側熱交換器６２、膨張弁６３および利用側熱交換器６４が冷媒配管によって順次接続され、冷媒配管内を冷媒が循環する冷媒回路が構成されている。
　この空気調和装置６０では、まず、低温低圧の冷媒が圧縮機６１によって圧縮され、高温高圧のガス冷媒となって圧縮機６１から吐出される。圧縮機６１から吐出された高温高圧のガス冷媒は、凝縮器として機能する熱源側熱交換器６２に流入し、空気または水等の外部の流体と熱交換して放熱しながら凝縮し、過冷却状態の高圧の液冷媒となって熱源側熱交換器６２から流出する。
　熱源側熱交換器６２から流出した高圧の液冷媒は、膨張弁６３によって膨張および減圧されて低温低圧の気液二相冷媒となり、蒸発器として機能する利用側熱交換器６４に流入する。利用側熱交換器６４に流入した低温低圧の気液二相冷媒は、室内空気と熱交換して吸熱および蒸発することにより室内空気を冷却し、低温低圧のガス冷媒となって利用側熱交換器６４から流出する。利用側熱交換器６４から流出した低温低圧のガス冷媒は、圧縮機６１へ吸入される。
　なお、上述した空気調和装置６０の例は、冷房運転を行う際の回路を示すが、例えば、熱源側熱交換器６２および利用側熱交換器６４の接続位置を入れ替えることにより、暖房運転を行うこともできる。
　以上のように、本実施の形態１では、誤差蓄積部２０から制御量を出力し、この制御量によってスイッチング指令値Ｄ０を補正した加算スイッチング指令値Ｄ１に基づき、変圧回路５の第１のスイッチング素子５３の動作を制御するスイッチング信号Ｓ１を生成する。これにより、電源電圧Ｖｒｓの周期とリアクトル電流ＩＬの周期との間の関係性を利用して、リアクトル電流ＩＬの所定の電流値からの電流偏差を目的の電流偏差に近づけることができる。そのため、電流制御の性能を向上させることができ、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することができる。そして、高調波成分の総量で評価するＴＨＤおよびＰＷＨＤを低下させることができる。
　すなわち、リアクトルの電流偏差が０に収束するように制御し、入力電流を矩形波とする従来の電力変換装置と比較して、本実施の形態１に係る電力変換装置では、低次高調波だけでなく、高次高調波をも抑制することができる。
　また、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、キャリア周波数を高く設定することができるため、電流制御の応答がより高くなり、より高次の高調波まで制御して抑制することができる。
実施の形態２．
　次に、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。
　本実施の形態２に係る電力変換装置は、変圧回路および変圧回路を制御するコンバータ制御部の構成が実施の形態１と相違する。
［電力変換装置の構成］
　図５は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置１００の構成の一例を示す回路図である。
　なお、実施の形態１に係る電力変換装置１と同様の部分には、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。また、この電力変換装置１００は、実施の形態１と同様に、圧縮機６１のモータを負荷３として、空気調和装置６０に適用することができる。
　図５に示すように、電力変換装置１００には、三相交流電源２および負荷３が接続されている。電力変換装置１００は、整流器４、変圧回路１０５、平滑コンデンサ６、インバータ７、電源電圧検出器８、出力電圧検出器９、中間電圧検出器７０およびコンバータ制御部１１０を備える。
　変圧回路１０５は、図１に示す変圧回路５と同様に、整流器４で整流された電圧Ｖｉｎを変圧して出力電圧Ｖｄｃを出力する昇圧チョッパ回路であるが、複数レベルの出力電圧を出力することが可能なマルチレベルコンバータとして構成されている。
　変圧回路１０５は、リアクトル５１、第２のスイッチング素子１５１、第３のスイッチング素子１５２、第２の逆流防止素子１５３、第３の逆流防止素子１５４、中間コンデンサ１５５、電流検出器５４を有している。
　リアクトル５１は、整流器４の出力端に接続されている。第２の逆流防止素子１５３および第３の逆流防止素子１５４は、互いに直列接続されるとともに、リアクトル５１に直列接続されている。
　第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２は、リアクトル５１と第２の逆流防止素子１５３との間に接続されている。
　中間コンデンサ１５５は、第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２の間と、第２の逆流防止素子１５３および第３の逆流防止素子１５４の間とに接続されている。
　第２の逆流防止素子１５３および第３の逆流防止素子１５４は、実施の形態１における第１の逆流防止素子５２と同様に、例えば、ファーストリカバリダイオード等の逆流防止ダイオードからなっている。また、第２の逆流防止素子１５３および第３の逆流防止素子１５４は、第１の逆流防止素子５２と同様に、例えば、Ｓｉ素子と比較してバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体からなっている。
　第２のスイッチング素子１５１は、後述するコンバータ制御部１１０から供給されるスイッチング信号Ｓ１１に基づきＯＮまたはＯＦＦとなるスイッチング動作を行う。
　第３のスイッチング素子１５２は、コンバータ制御部１１０から供給されるスイッチング信号Ｓ１２に基づきＯＮまたはＯＦＦとなるスイッチング動作を行う。
　第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２は、実施の形態１における第１のスイッチング素子５３と同様に、例えば、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子、またはワイドバンドギャップ半導体からなっている。
　この変圧回路１０５は、第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２の動作に応じて、出力電圧として０、Ｖｍ、Ｖｄｃの３つのレベルのものを出力することができる。
　中間電圧Ｖｍは、第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２のいずれか一方がＯＮ、他方がＯＦＦとなるようにスイッチング動作することにより、平滑コンデンサ６の出力電圧Ｖｄｃの１／２となるように制御される。これにより、スイッチング損失を小さくすることができ、リアクトル５１のキャリアリプル電流が小さくなるので、効率を向上させることができる。
　中間電圧検出器７０は、変圧回路１０５に設けられた中間コンデンサ１５５の中間電圧Ｖｍを検出する。
　コンバータ制御部１１０は、電源電圧検出器８で検出された電源電圧Ｖｒｓ、出力電圧検出器９で検出された出力電圧Ｖｄｃ、中間電圧検出器７０で検出された中間電圧Ｖｍ、および電流検出器５４で検出されたリアクトル電流ＩＬに基づき、スイッチング信号Ｓ１１およびＳ１２を生成する。生成されたスイッチング信号Ｓ１１は、第２のスイッチング素子１５１に供給され、スイッチング信号Ｓ１２は、第３のスイッチング素子１５２に供給される。
　コンバータ制御部１１０は、実施の形態１におけるコンバータ制御部１０と同様に、例えばマイコン等の演算装置上で実行されるプログラムで構成される。
（コンバータ制御部の構成）
　図６は、図５の電力変換装置１００におけるコンバータ制御部１１０の構成の一例を示す回路図である。
　図６に示すように、コンバータ制御部１１０は、電流制御部１１、スイッチング指令値制御部１２、中間電圧減算器１６１、中間指令値算出部１６２、スイッチング制御部１３０、および誤差蓄積部２０を備える。
　中間電圧減算器１６１は、中間電圧Ｖｍの目標電圧値である中間電圧指令値Ｖｍ ＊から、中間電圧検出器７０で検出された中間電圧Ｖｍを減算し、中間電圧差分を算出する。
　中間指令値算出部１６２は、中間電圧減算器１６１で算出された中間電圧差分に基づき、中間スイッチング指令値Ｄｍを算出する。中間指令値算出部１６２は、例えば、ＰＩＤ制御、ＰＩ制御、Ｐ制御等を行うことにより、中間スイッチング指令値Ｄｍを算出する。
　スイッチング制御部１３０は、スイッチング指令値制御部１２で算出されたスイッチング指令値Ｄ０と、中間指令値算出部１６２で算出された中間スイッチング指令値Ｄｍと、誤差蓄積部２０から出力された制御量とに基づき、スイッチング信号Ｓ１１およびスイッチング信号Ｓ１２を生成する。スイッチング制御部１３０は、加算器１８、中間減算器１３１、中間加算器１３２、スイッチング信号生成部１３３を有している。
　中間減算器１３１は、加算器１８で算出された加算スイッチング指令値Ｄ１から、中間指令値算出部１６２で算出された中間スイッチング指令値Ｄｍを減算し、減算スイッチング指令値Ｄ１１を算出する。
　中間加算器１３２は、加算器１８で算出された加算スイッチング指令値Ｄ１と、中間指令値算出部１６２で算出された中間スイッチング指令値Ｄｍとを加算し、加算スイッチング指令値Ｄ１２を算出する。
　スイッチング信号生成部１３３は、中間減算器１３１で算出された減算スイッチング指令値Ｄ１１に基づき、第２のスイッチング素子１５１のスイッチング動作であるＯＮまたはＯＦＦを示すスイッチング信号Ｓ１１を生成して出力する。
　また、スイッチング信号生成部１３３は、中間加算器１３２で算出された加算スイッチング指令値Ｄ１２に基づき、第３のスイッチング素子１５２のスイッチング動作であるＯＮまたはＯＦＦを示すスイッチング信号Ｓ１２を生成して出力する。
　以上のように、本実施の形態２では、変圧回路としてマルチレベルコンバータを用いているが、この場合においても、実施の形態１と同様に、電源電圧Ｖｒｓの周期とリアクトル電流ＩＬの周期との間の関係性を利用して、リアクトル電流ＩＬの所定の電流値からの電流偏差を目的の電流偏差に近づけることができる。そのため、電流制御の性能を向上させることができ、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することができる。
実施の形態３．
　次に、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置について説明する。
　本実施の形態３に係る電力変換装置は、変圧回路の構成が実施の形態１および実施の形態２と相違する。
［電力変換装置の構成］
　図７は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置２００の構成の一例を示す回路図である。
　なお、実施の形態１に係る電力変換装置１および実施の形態２に係る電力変換装置１００と同様の部分には、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。また、この電力変換装置２００は、実施の形態１および実施の形態２と同様に、圧縮機６１のモータを負荷３として、空気調和装置６０に適用することができる。
　図７に示すように、電力変換装置２００には、三相交流電源２および負荷３が接続されている。電力変換装置２００は、整流器４、変圧回路２０５、平滑コンデンサ６、インバータ７、電源電圧検出器８、出力電圧検出器９およびコンバータ制御部１０を備える。
　変圧回路２０５は、整流器４で整流された電圧Ｖｉｎを変圧して降圧した出力電圧Ｖｄｃを出力する降圧コンバータとして構成されている。
　変圧回路２０５は、リアクトル５１、第４のスイッチング素子２５１、第４の逆流防止素子２５２、および電流検出器５４を有している。
　第４のスイッチング素子２５１は、整流器４の出力端に接続されている。リアクトル５１は、第４のスイッチング素子２５１に直列接続されている。第４の逆流防止素子２５２は、第４のスイッチング素子２５１とリアクトル５１との間に接続されている。
　第４のスイッチング素子２５１は、コンバータ制御部１０から供給されるスイッチング信号Ｓ１に基づきＯＮまたはＯＦＦとなるスイッチング動作を行う。
　以上のように、本実施の形態３では、変圧回路として降圧コンバータを用いているが、この場合でも、実施の形態１および実施の形態２と同様に、電源電圧Ｖｒｓの周期とリアクトル電流ＩＬの周期との間の関係性を利用して、リアクトル電流ＩＬの所定の電流値からの電流偏差を目的の電流偏差に近づけることができる。そのため、電流制御の性能を向上させることができ、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することができる。
　１、１００、２００　電力変換装置、２　三相交流電源、３　負荷、４　整流器、５、１０５、２０５　変圧回路、６　平滑コンデンサ、７　インバータ、８　電源電圧検出器、９　出力電圧検出器、１０、１１０　コンバータ制御部、１１　電流制御部、１２　スイッチング指令値制御部、１３、１３０　スイッチング制御部、１４　電圧減算器、１５　電流指令値算出部、１６　電流減算器、１７　スイッチング指令値算出部、１８　加算器、１９、１３３　スイッチング信号生成部、２０　誤差蓄積部、２１　電流偏差蓄積量決定部、２２　電源位相角算出部、２３　入力選択部、２４　出力選択部、２５　電流偏差蓄積部、２６　入力スイッチ、２７　出力スイッチ、４１　ダイオード、５１　リアクトル、５２　第１の逆流防止素子、５３　第１のスイッチング素子、５４　電流検出器、６０　空気調和装置、６１　圧縮機、６２　熱源側熱交換器、６３　膨張弁、６４　利用側熱交換器、７０　中間電圧検出器、１３１　中間減算器、１３２　中間加算器、１５１　第２のスイッチング素子、１５２　第３のスイッチング素子、１５３　第２の逆流防止素子、１５４　第３の逆流防止素子、１５５　中間コンデンサ、１６１　中間電圧減算器、１６２　中間指令値算出部、２５１　第４のスイッチング素子、２５２　第４の逆流防止素子。

Claims (15)

  1. 　三相交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、
    　リアクトル、スイッチング素子、および逆流防止素子を少なくとも有し、前記整流器で整流された電圧を変圧する変圧回路と、
    　前記変圧回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
    　前記平滑コンデンサで平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
    　前記三相交流電源の少なくとも１つの線間電圧および相電圧の少なくとも一方の電源電圧を検出する電源電圧検出器と、
    　前記変圧回路の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
    　前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出器と、
    　前記電源電圧、前記出力電圧、および前記リアクトル電流に基づき、該リアクトル電流の予め設定された電流値からの電流偏差を、予め設定された電流偏差に近づけるように前記スイッチング素子の動作を制御するコンバータ制御部と
    を備える
    電力変換装置。
  2. 　前記コンバータ制御部は、
    　前記出力電圧に対する目標電圧値を示す電圧指令値から前記出力電圧を減算して得られる電圧差分に基づき、前記リアクトル電流の目標電流値を示す電流指令値を算出する電流制御部と、
    　前記電流指令値から前記リアクトル電流を減算して得られる電流偏差に基づき、前記スイッチング素子の動作に関する情報を示すスイッチング指令値を算出するスイッチング指令値制御部と、
    　前記電源電圧および前記電流偏差に基づき、前記スイッチング指令値を補正するための制御量を生成する誤差蓄積部と、
    　前記スイッチング指令値と前記制御量とを加算して得られる加算スイッチング指令値に基づき、前記スイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号を生成するスイッチング制御部と
    を有し、
    　前記誤差蓄積部は、
    　前記電流偏差に基づき、前記リアクトル電流の誤差分を示す誤差量を決定する電流偏差蓄積量決定部と、
    　前記誤差量を前記三相交流電源の電源位相角毎に蓄積して前記制御量を生成する複数の積分器が設けられた電流偏差蓄積部と、
    　前記電源電圧検出器で検出された前記電源電圧に基づき、該電源電圧の電源位相角を算出する電源位相角算出部と、
    　算出された前記電源位相角に基づき、前記電流偏差蓄積部の前記複数の積分器のうち、前記電源位相角に対応する積分器に前記誤差量を蓄積させる入力選択部と、
    　算出された前記電源位相角に基づき、前記電流偏差蓄積部の前記複数の積分器のうち、前記電源位相角に対応する積分器から前記制御量を出力させる出力選択部と
    を有する
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記出力選択部は、
    　算出された前記電源位相角よりも電源周期の１周期分だけ遅延させた位相角に対応する積分器から、前記制御量を出力させる
    請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記出力選択部は、
    　前記入力選択部によって選択された積分器が対応する電源位相角よりも、制御周期の２周期分だけ進めた位相角に対応する積分器から、前記制御量を出力させる
    請求項２または３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電流偏差蓄積量決定部は、
    　前記電流偏差と予め設定された閾値とを比較し、
    　前記電流偏差が前記閾値以下である場合に、値０を前記誤差量として出力し、
    　前記電流偏差が前記閾値よりも大きい場合に、前記電流偏差を前記誤差量として出力する
    請求項２～４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記電流偏差蓄積量決定部は、
    　前記三相交流電源の電源電流における予め決められた次数の高調波成分が予め設定された値以下となるように、前記閾値を設定する
    請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記電流偏差蓄積部は、
    　前記電源電圧の周期と制御周期とに基づき、前記複数の積分器の個数が決定される
    請求項２～６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記電流制御部は、
    　前記電圧差分に対して、比例制御、積分制御および微分制御のうち１または複数のいずれかを組み合わせて制御を行うことにより、前記電流指令値を算出する
    請求項２～７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記スイッチング指令値制御部は、
    　前記電流偏差に対して、比例制御、積分制御および微分制御のうち１または複数のいずれかを組み合わせて制御を行うことにより、前記スイッチング指令値を算出する
    請求項２～８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記変圧回路は、
    　前記整流器の出力端に接続された前記リアクトルと、
    　前記リアクトルに直列接続された前記逆流防止素子と、
    　前記リアクトルと前記逆流防止素子との間に接続された前記スイッチング素子と
    を有する
    請求項１～９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記変圧回路は、
    　前記整流器の出力端に接続された前記リアクトルと、
    　互いに直列接続されるとともに、前記リアクトルに直列接続された第２の逆流防止素子および第３の逆流防止素子と、
    　互いに直列接続されるとともに、前記リアクトルと前記第２の逆流防止素子との間に接続された第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子と、
    　前記第２の逆流防止素子および前記第３の逆流防止素子の間と、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子の間とに接続された中間コンデンサと
    を有する
    請求項１～９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記変圧回路は、
    　前記整流器の出力端に接続された前記スイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子に直列接続された前記リアクトルと、
    　前記スイッチング素子と前記リアクトルとの間に接続された前記逆流防止素子と
    を有する
    請求項１～９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  13. 　前記中間コンデンサの電圧を中間電圧として検出する中間電圧検出器
    をさらに備え、
    　前記コンバータ制御部は、
    　前記中間電圧の目標電圧値を示す中間指令値から前記中間電圧を減算して得られる中間電圧差分に基づき、中間スイッチング指令値を算出する中間指令値算出部をさらに有し、
    　前記スイッチング制御部は、
    　前記スイッチング指令値、前記中間スイッチング指令値および前記制御量に基づき、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号を生成する
    請求項１１に記載の電力変換装置。
  14. 　前記スイッチング素子および前記逆流防止素子の少なくとも一方は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
    請求項１～１３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  15. 　請求項１～１４のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置から供給される電力により駆動する圧縮機、熱源側熱交換器、膨張弁および利用側熱交換器を冷媒配管で順次接続して冷媒を循環させる冷媒回路と
    を備える空気調和装置。
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