KR101230634B1 - 엘이디 조명용 전원 공급 장치 - Google Patents

엘이디 조명용 전원 공급 장치 Download PDF

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KR101230634B1
KR101230634B1 KR1020110084200A KR20110084200A KR101230634B1 KR 101230634 B1 KR101230634 B1 KR 101230634B1 KR 1020110084200 A KR1020110084200 A KR 1020110084200A KR 20110084200 A KR20110084200 A KR 20110084200A KR 101230634 B1 KR101230634 B1 KR 101230634B1
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조규민
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조규민
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    • Y02B20/40—Control techniques providing energy savings, e.g. smart controller or presence detection

Abstract

엘이디 조명용 전원 공급 장치 및 엘이디 조명 제어 방법이 개시된다. 본 발명은, 공급된 전압을 엘이디 조명부에 요구되는 전압으로 변환하며, 변환된 전압을 엘이디 조명부에 공급하는 플라이백 컨버터, 및 외부로부터의 제어명령에 따라 플라이백 컨버터의 출력 전력을 제어하는 마이크로 프로세서를 구비한다. 본 발명에 따르면, 단단(Single Stage) 전력 변환부를 활용함으로써, 주회로 구성이 간단해지고 전원장치의 부피와 무게가 감소하며 제조 단가를 저감할 수 있으며 고입력 역률을 유지함과 동시에 높은 전력 변환 효율을 갖는 엘이디 조명용 전원 공급 장치가 제공된다.

Description

엘이디 조명용 전원 공급 장치{Power Supplying Device for LED Lightings}
본 발명은 엘이디 조명용 전원 공급 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 회로 구성이 간단해지고 고입력 역률을 유지함과 동시에 높은 전력 변환 효율을 가지며, 속응성과 안정성을 동시에 고려한 정전력 제어가 가능한 엘이디 조명용 전원 공급 장치에 관한 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 엘이디(LED) 조명용 전원 공급 장치의 구성도이다. 도 1을 참조하면, 종래 기술에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치는 교류전원(10), EMI(electromagnetic interference) 필터(20), PFC(Power Factor Correction) 회로(30), 정전압 SMPS(Swicthing Mode Power Supply)(40), 정전류 구동회로(50), 및 엘이디 조명부(60)를 포함한다.
즉, 종래 기술에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치는 입력역률을 고역률로 하기 위하여 PFC 회로(30)를 구비하고 있으며, PFC 회로(30)의 직류 고전압(통상 약 400V) 출력을 입력으로 하여 엘이디 조명부(60)의 구동에 적합한 저전압(통상 24V 혹은 48V 내외)을 출력하는 정전압 SMPS(40)를 사용한 후 엘이디 조명부(60)에 흐르는 전류를 일정하게 제어하기 위하여 정전류 구동회로(50)를 적용하고 있다.
여기서 EMI 필터(20)는 고주파 스위칭 동작을 하는 PFC 회로(30)와 정전압 SMPS(40)에서 발생되는 스위칭 노이즈를 제거하는 역할을 한다.
일반적인 정전압 출력의 AC/DC 컨버터의 경우에는 정전류 구동회로(50)는 사용되지 않으나 엘이디 조명용 전원장치의 경우에는 정전류 구동회로(50)가 거의 대부분 적용되는데, 그 이유는 다음과 같다.
엘이디 조명부(60)의 경우 엘이디 조명부(60)에 전류가 흘러 엘이디 조명부(60)가 발광을 하게 되면 엘이디 조명부(60)에서 발열이 시작되고 엘이디 조명부(60)의 온도가 상승하게 되면 엘이디 조명부(60)의 순방향 전압강하(Vf)가 감소하는 물리적 특성을 갖는다.
따라서 정전압 출력의 전원장치로 엘이디 조명부(60)에 전력을 공급하게 되는 경우 엘이디 조명부(60)의 온도 상승에 따라 엘이디 조명부(60)의 순방향 전압강하가 감소하게 되므로 엘이디 조명부(60)에 흐르는 전류가 증가하게 되고, 이에 따라 엘이디 조명부(60)의 발열량은 더욱 증가하게 되며, 그 결과 순방향 전압강하가 더욱 감소하게 되는 악순환(발열 -> 순방향 전압강하 감소 -> 전류 증가 -> 발열량 증가)을 거치게 된다.
이와 같은 이유 때문에 대부분의 엘이디 조명용 전원장치에는 정전류 구동 메카니즘이 포함되는 것이다.
결론적으로 종래의 기술은 PFC 회로(30)와 정전압 SMPS(40)와 정전류 구동회로(50)로 구성되는 3단계 전력 변환 방식을 취하고 있는 것이다.
한편, 엘이디 조명의 경우에는 디밍(Dimming), 색상 또는 색온도 제어가 용이하므로 엘이디 조명을 제어할 수 있는 전원공급 장치가 필요한 경우에는 통상적으로 도 2에서와 같은 구성을 취하게 된다.
도 2는 도 1에서의 엘이디 조명용 전원 공급 장치에 외부 제어 명령(70)을 수신할 수 있는 통신 수단(80)과 수신된 제어 명령(70)을 처리할 수 있는 마이크로프로세서(80)가 추가된 구성이다.
통상적으로 마이크로프로세서(90)는 PWM(Pulse Width Modulation;펄스폭변조)을 이용하여 제어 명령을 처리하며 이를 위하여 정전류 구동회로(50)는 PWM 제어 기능이 부가되어 있는 정전류 구동회로(50)가 사용된다.
이와 같은 종래 기술에 의하면, 엘이디 조명용 전원장치는 다단계 전력 변환 방식이기 때문에 회로가 복잡하고, 따라서 큰 부피, 높은 제조 원가, 낮은 신뢰성을 나타내며 전력 변환이 다단계로 이루어짐에 따라 전력 변환 효율이 낮다는 단점이 있다.
또한 3단계 전력 변환 모두 아날로그 제어회로에 의해 제어되므로 제품 양산시 제품마다 균일한 특성을 얻기가 매우 어렵다는 문제가 있다.
한편, 종래 기술의 경우 엘이디에 흐르는 전류를 일정하게 제어하는 방식이기 때문에 엘이디가 발열하게 됨에 따라서 엘이디에 공급되는 전력이 감소하게 되므로 정상상태에 비하여 초기 소비 전력이 커야하며 시간 경과에 따라서 엘이디의 밝기가 점차로 줄어드는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은, 회로 구성이 간단해지고 고입력 역률을 유지함과 동시에 높은 전력 변환 효율을 가지며, 속응성과 안정성을 동시에 고려한 정전력 제어가 가능한 엘이디 조명용 전원 공급 장치을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치는, 공급된 전압을 엘이디 조명부에 요구되는 전압으로 변환하며, 변환된 전압을 상기 엘이디 조명부에 공급하는 플라이백 컨버터; 및 외부로부터의 제어명령에 따라 상기 플라이백 컨버터의 출력 전력을 제어하는 마이크로 프로세서를 포함한다.
바람직하게는, 상기 플라이백 컨버터의 구동 신호를 생성하는 1차 제어 회로부를 더 포함한다.
또한, 상기 마이크로 프로세서는 상기 구동 신호에 의해 상기 플라이백 컨버터가 구동되는 경우에 생성되는 전력에 의해 동작되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 마이크로 프로세서가 동작되는 경우에 상기 마이크로 프로세서는 상기 플라이백 컨버터의 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.
한편, 본 발명에 따른 엘이디 조명 제어 방법은, 공급된 전압을 엘이디 조명부에 요구되는 전압으로 변환하며, 변환된 전압을 상기 엘이디 조명부에 공급하는 컨버터, 및 외부로부터의 제어명령에 따라 상기 컨버터의 출력 전력을 제어하는 제어부를 포함하는 엘이디 조명용 전원 공급 장치에서의 엘이디 조명 제어 방법에 있어서, (a) 상기 제어부가, 상기 컨버터의 출력 전력에 대한 제어명령을 수신하는 단계; (b) 상기 제어부가, 상기 컨버터의 스위칭 온 시간과 출력 전력 간의 함수 정보 및 상기 제어명령에 기초하여, 상기 컨버터의 스위칭 온 시간을 연산하는 단계; (c) 상기 제어부가, 상기 컨버터에 상기 스위칭 온 시간이 적용된 상태에서 상기 컨버터의 출력 전압값 및 출력 전류값에 기초하여 출력 전력값을 계산하는 단계; (d) 상기 제어부가, 상기 계산된 출력 전력값과 상기 제어명령에 포함된 지령 전력값의 오차를 계산하는 단계; 및 (e) 상기 제어부가, 상기 계산된 오차값에 따라 상기 컨버터의 전체 스위칭 시간의 증감을 조절하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 (e) 단계는, 상기 제어부가, 상기 계산된 오차값이 양의 오차값인 경우에는 상기 컨버터의 전체 스위칭 시간을 감소시키며, 상기 계산된 오차값이 음의 오차값인 경우에는 상기 컨버터의 전체 스위칭 시간을 증가시키는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 (e) 단계 이후에, (f) 상기 제어부가, 상기 계산된 오차값이 양의 오차값인 경우에 상기 컨버터의 스위칭 시간을 감소시킨 결과 상기 스위칭 시간에 대한 소정의 하한치에 도달한 경우에 상기 스위칭 온 시간을 증가시키는 단계를 더 포함한다.
또한, 상기 (e) 단계 이후에, (f) 상기 제어부가, 상기 계산된 오차값이 음의 오차값인 경우에 상기 컨버터의 스위칭 시간을 증가시킨 결과 상기 스위칭 시간에 대한 소정의 상한치에 도달한 경우에 상기 스위칭 온 시간을 감소시키는 단계를 더 포함한다.
또한, 상기 컨버터는 플라이백 컨터버인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 단단(Single Stage) 전력 변환부를 활용함으로써, 주회로 구성이 간단해지고 전원장치의 부피와 무게가 감소하며 제조 단가를 저감할 수 있으며 고입력 역률을 유지함과 동시에 높은 전력 변환 효율을 갖는 엘이디 조명용 전원 공급 장치가 제공된다.
또한, 본 발명에서는 마이크로 프로세서에 의한 전 디지털 제어 방식을 활용하므로 제품 양산시 균일한 품질의 제품을 생산하기 용이하고 소프트웨어만으로 출력 전류제어, 출력 전력제어를 손쉽게 수행할 수 있고, 출력 과전압 보호 기능, 출력 과전류 보호 기능 등 여러 기능을 용이하게 구현할 수 있게 된다.
한편, 본 발명에서는 엘이디 조명에 대한 정전력 제어를 함으로써, 정전류 제어와는 달리 처음부터 끝까지 본 발명에서의 전원 공급 장치는 일정한 출력 전력을 유지할 수 있게 되고, 그에 따라 종래의 정전류 제어 방식에 비하여 엘이디 발열에 따른 밝기 변화가 최소화할 수 있게 된다.
아울러, 본 발명에 따르면 속응성과 안정성을 동시에 고려한 엘이디 조명 제어가 가능하게 된다.
도 1 및 도 2는 종래 기술에 따른 엘이디(LED) 조명용 전원 공급 장치의 구성도,
도 3 및 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 동작 원리를 나타내는 도면,
도 5 내지 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 회로 구조를 나타내는 도면,
도 8은 본 발명에 사용되는 스너버 회로의 구조를 나타낸 도면,
도 9는 도 5 내지 도 7에서의 본 발명에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 구동 원리를 설명하는 도면,
도 10 내지 도 15는 본 발명에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치에 대한 실험 결과를 나타내는 그래프 도면,
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 피드포워드 항과 피드백 항을 모두 적용한 전력 제어기의 동작 원리를 설명하는 도면,
도 17은 도 16에서의 전력 제어기에서의 스위칭 파형을 나타내는 도면,
도 18은 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력 제어기에서의 스위칭 온 시간(Ton)과 출력 전력의 관계를 나타내는 도면,
도 19는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력 제어기에서의 스위칭 온 시간(Ton)이 고정된 상태에서 스위칭 시간을 바꾸어 스위칭 주파수가 변화할 때 스위칭 시간과 출력 전력의 관계를 나타내는 도면,
도 20은 본 발명의 다른 실시예에 따른 엘이디 조명 제어 방법의 원리를 설명하는 절차 흐름도, 및
도 21은 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력 제어기에서 피드 포워드 제어만을 실행하는 경우에 발생하는 실제 전력값과 지령 전력값의 오차를 나타낸 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다. 도면들 중 동일한 구성요소들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 3 및 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 동작 원리를 나타내는 도면이다. 도 3 및 도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치는 도 1 및 도 2의 종래 기술에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치에서의 PFC 회로(30), 정전압 SMPS(40), 정전류 구동회로(50)를 구비하지 않는 대신 플라이백 컨버터(150)를 구비하고 있다.
플라이백 컨버터(150)는 교류 전원(110)으로부터 공급되는 전압을 엘이디 조명부(160)에 요구되는 전압으로 변환하고, 변환된 전압을 엘이디 조명부(160)에 공급한다.
한편, 마이크로 프로세서(190)는 도 4에서의 디밍 명령(170) 등의 외부로부터의 제어명령에 따라 플라이백 컨버터(150)의 출력 전압을 제어한다.
플라이백 컨버터(150)는 DC/DC 컨버터 또는 AC/DC 컨버터의 기능을 수행하며 종래 기술에 따른 PFC 회로(30)에서의 고입력 역률의 기능까지 수행하게 된다. 즉, 플라이백 컨버터(150)는 맥류에서 동작하는 경우에 입력 역률이 고역률이 되도록 하지만, 플라이백 컨버터(150)가 맥류에서 동작하여 직류 전압을 출력하게 되면 출력 전압에 맥류가 존재하게 되어 그 사용이 배제되어 왔으나, 엘이디 조명하에서는 맥류에 의한 빛의 깜빡거림을 사람의 눈이 인지하지 못하므로 출력 전압에 맥류가 존재해도 문제가 되지 않는다.
따라서, 본 발명에서는 종래 기술에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치에서의 PFC 회로(30), 정전압 SMPS(40), 정전류 구동회로(50)를 대체하여 플라이백 컨버터(150)를 구비하게 된 것이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 회로 구조를 나타내는 도면이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치는 EMI(electromagnetic interference)를 저감시키기 위한 EMI 필터(120), 브릿지 회로(BD)로 구성된 다이오드 정류기부, 플라이백 컨버터(150)로 구성된 단단(single stage) 전력 변환부, 스위칭시 발생되는 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(MOS field-effect transistor: MOSFET)(Q)의 양단의 서지 전압을 감소시키기 위한 RDC 스너버 회로부, 초기 플라이백컨버터 스위칭 신호 발생, 2차측 마이크로프로세서로부터의 제어신호의 절연 및 MOSFET(Q)의 구동을 담당하는 1차 제어 회로부(191), 1차 제어 회로부(191)에 전원을 공급하는 1차측 보조 전원부, 출력 전압 및 전류의 저역 필터 및 주 제어기인 마이크로 프로세서(190)로 구성된 2차 제어 회로부(192), 2차 제어 회로에 전원을 공급하는 2차 보조 전원부를 포함한다.
한편, 도 6에서와 같이 도 5에서의 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 회로 구조에 통신 수단(180)을 추가로 구비함으로써 마이크로 프로세서(190)는 외부로부터의 디밍 명령(170) 등의 제어 명령을 받아 플라이백 컨버터(150)를 제어할 수 있게 된다.
뿐만 아니라, 도 7에서와 같이 도 6에서의 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 회로 구조에 복수개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구비하는 스위칭부(140)와 각 스위칭 소자(Q1, Q2)를 제어하는 복수개의 구동회로를 2차 제어 회로부(192)에 추가로 구비함으로써, 마이크로 프로세서(190)에 의한 디밍 제어뿐만 아니라 색온도 제어까지 가능하게 된다.
한편, 플라이백 컨버터(150)에서 변압기 누설인덕턴스(Lleak)와 기생 커패시턴스 (Coss)의 공진은 MOSFET(Q) 턴오프시 소자를 파괴시킬 수 있을 정도의 큰 서지 전압을 유발한다. 따라서 이러한 서지 전압을 억제할 수 있도록 도 8에서와 같은 스너버 회로가 반드시 적용되어야만 한다.
도 9는 도 5 내지 도 7에서의 본 발명에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 구동 원리를 설명하는 도면이다. 이하에서는 도 5 내지 도 7 및 도 9를 참조하여 본 발명에 따른 엘이디 조명용 전원 공급 장치의 구동 원리를 설명하기로 한다.
초기 기동시에 교류 전원(110)으로부터 전압을 공급받은 1차측 보조전원에서 1차 제어 회로부(191)로 전압(Vcc1)이 공급되면, 멀티바이브레이터가 동작함으로써 멀티바이브레이터에서 발생된 초기 스위칭 신호가 멀티 플렉서에서 선택되어 MOSFET(Q)의 구동회로를 거쳐 MOSFET(Q)을 스위칭한다.
이와 같이, MOSFET(Q)이 스위칭을 하면 플라이백 컨버터(150)가 동작을 개시하게 되고 이에 따라 2차측 보조 전원의 출력 전압(Vcc2)이 생성된다. 2차측 보조 전원의 출력 전압(Vcc2)이 2차 제어 회로부(192)에 공급되면, 주 제어기인 마이크로 프로세서(190)가 동작하게 되고 마이크로 프로세서(190)는 플라이백 컨버터(150)의 제어신호 및 멀티플렉서 선택신호를 출력한다.
이와 같이 마이크로 프로세서(190)가 플라이백 컨버터(150)의 제어신호 및 멀티플렉서 선택신호를 출력하면, 멀티 바이브레이터에서 발생되는 스위칭 신호는 차단되고 마이크로 프로세서(190)에서 발생되는 스위칭 신호가 MOSFET(Q)의 구동회로를 거쳐 MOSFET(Q)을 구동함으로써 정상적인 동작에 진입하게 된다.
이와 같이 본 발명에서는 노이즈가 심한 1차 제어 회로부(191)에 마이크로 프로세서(190)가 위치하지 않고, 노이즈가 거의 없는 2차 제어 회로부(192)에 위치하여 보다 안정적인 동작을 도모하도록 한 것이며, 이를 위해 마이크로 프로세서(190)가 1차측 보조전원으로부터 구동 전원을 공급받지 않고 플라이백 컨버터(150)의 구동에 따라 발생하는 전원을 공급받도록 구성한 것이다.
한편, 상술한 바와 같이 본 발명의 일실시예에 따른 엘이디 조명용 전원 장치가 정상적으로 동작하게 되면 마이크로 프로세서(190)는 플라이백 컨버터(150)의 출력 전압 및 전류를 검출하여 제어를 개시한다.
마이크로 프로세서(190)가 출력 전압 및 전류를 검출함에 있어서는 평균적인 전압과 전류를 검출하기 위하여 전압 신호와 전류 신호는 적정 크기로 증폭됨과 동시에 적정 수준의 차단 주파수를 갖는 저역필터가 사용되며 저역필터의 출력은 마이크로 프로세서(190)의 A/D 변환 포트에서 디지털 값으로 변환된다.
한편 본 발명을 실시함에 있어서 마이크로 프로세서(190)는 정전력 제어를 하는 것이 바람직할 것이며, 마이크로 프로세서(190)가 엘이디 정전력 제어를 수행하는 경우에는 마이크로프로세서에서 출력 전력을 계산하고 제어 명령에 포함된 지령치(지령 전력값)와 비교함으로써 엘이디의 전력을 일정하게 제어하게 된다.
도 10에는 본 발명의 일실시예에 따른 실험 결과 중 입력 전원의 전압 파형 및 전류 파형을 나타내었다. 계측시 발생되는 스위칭 주파수의 노이즈 성분이 있으나 전압과 전류가 거의 동상으로 유지되고 있고 전류 파형이 거의 완벽한 사인파형임을 볼 수 있다.
도 10은 220V입력 전원에서 60W를 출력하는 상태의 실험 결과로, 계측 결과 입력 역률 98.94의 고역률과 변환 효율 88.7%의 고변환효율을 보임을 확인하였다.
도 11에서는 입력 전류 파형의 스펙트럼으로 입력 전원의 주파수 성분과 스위칭 주파수 성분이 주로 나타남을 볼 수 있으며 스펙트럼 분석 결과 전고조파왜형 즉 THD가 2.63%로 매우 우수한 상태임을 확인할 수 있다.
도 12에서는 엘이디에 공급되는 출력 전압 및 전류 파형을 나타내고 있다. 파형에서 고주파 성분은 실제 존재하는 것이 아니라 계측시 발생되는 스위칭 주파수 성분의 노이즈 파형이다.
도 12에서는 약간의 리플 성분을 볼 수 있는데 이는 120Hz 성분으로 부하가 엘이디 조명이기 때문에 아무런 문제를 발생시키지 않는다. 오히려 단단으로 PFC 기능을 함께 수행하는 AC/DC 컨버터로서는 매우 양호한 상태이다.
도 13은 출력 전력을 변화시켰을 경우 이에 따른 입력 역률 및 전력 변환 효율을 나타내고 있다. 광범위한 범위에 걸쳐 매우 우수한 입력 역률과 전력 변환 효율을 가짐을 확인할 수 있다. 이상의 실험 결과로써 본 발명에서 제안하는 마이크로프로세서에 의한 전 디지털 제어 방식의 엘이디 조명용 전원 공급 장치는 상기한 본 발명의 목적을 충분하게 이룰 수 있음을 확인하였다.
한편, 본 발명에서의 마이크로 프로세서(190)가 디밍 명령(170) 등의 외부 명령에 따라 플라이백 컨버터(150)의 출력 전력을 제어함에 있어서, 과도상태에서의 리플이 있으면 조명의 플릭커 현상에 의해 시야에 불편감을 발생시키게 되므로 일반적인 엘이디 조명 제어에 있어서는 속응성의 저하를 감수하고서라도 안정성을 우선시하게 된다.
이에 본 발명에서는 디밍 명령(170) 등의 외부 명령에 따라 플라이백 컨버터(150)의 출력 전력을 제어함에 있어서, 리플의 발생을 최소한 상태에서 속응성을 확보할 수 있는 제어 방법을 추가로 제안하기로 한다.
도 14는 스위칭 주파수가 50kHz일 때 스위칭 온 시간과 출력 전력의 관계를 나타내는 그래프이다. 본 발명의 일실시예에서 사용된 마이크로 프로세서(190)의 펄스폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 모듈의 제어 정도는 25nsec이다. 즉 마이크로프로세서의 PWM 모듈을 이용함에 있어 제어할 수 있는 최소의 온 시간(TON)의 정밀도는 25nsec씩이다.
일례로 PWM 모듈의 온 시간(TON) 카운터의 값이 200인 경우에는 실제 온 시간(TON)은 "200*25nsec=5usec"가 되며 온 시간(TON) 카운터의 값을 1만큼 증가시켜 그 값이 201인 경우에는 실제 온 시간(TON)은 "201*25nsec=5.025usec"가 된다.
한편, 도 14에서와 같이 플라이백 컨버터(150)의 경우 이론적으로 출력 전력은 스위칭 온 시간의 자승에 비례한다.
도 15는 도 14의 횡축과 종축을 바꾸어 출력 전력과 스위칭 온 시간(TON)의 관계를 나타낸 그래프이다. 도 15는 실험 결과와 이론적 계산 결과를 함께 도시한 것으로 실제와 이론이 거의 완벽하게 일치함을 볼 수 있다.
따라서 도 15에 나타낸 바와 같이 요구되는 출력 전력을 P라고 하면, 해당 전력을 출력하기 위한 마이크로프로세서 PWM 모듈의 온 시간(TON) 카운터 값(C)은 하기의 수학식으로 계산할 수 있다.
Figure 112011065512218-pat00001
상기 수학식 1에서 상수 K는 실험에 의해 "22.8"로 도출되었다.
만약 상기 수학식 1이 완벽하게 적용된다면 피드백에 의한 엘이디 전력 제어가 필요 없고 수학식 1을 이용한 피드 포워드 제어만 수행해도 된다.
그러나 실제의 경우 발열에 따른 회로특성의 변화, 입력 전압의 변동 등에 의하여 피드 포워드 제어만으로는 완벽한 전력 제어를 수행할 수 없으며, 피드 포워드 제어만으로는 도 21에서와 같은 실제 전력값과 지령 전력값의 오차가 발생하게 된다.
그러므로 본 발명에서는 도 16에 나타낸 것과 같이 피드포워드 항과 피드백 항을 모두 적용한 전력 제어기를 제안하게 되었다.
즉, 도 16에서의 전력 제어기는, 스위칭 온 시간(Ton)과 출력 전력의 관계를 f(Ton) 이라고 하면 전력 지령치 P에 해당하는 스위칭 온 시간(Ton)은 f -1(P)로 구할 수 있으므로 이를 기본 PWM 온 시간(Ton)으로 하여 피드 포워드시키고, 전력 지령과 실제 전력의 오차를 구하여 피드백시키게 된다.
여기에서 피드 포워드 항은 스위칭 온 시간(Ton)만 제어하나 피드백 항은 도 17에서의 스위칭 온 시간(Ton)과 전체 스위칭 시간(TS)을 제어하기 때문에 도 16에서의 전력 제어기는 PWM과 PFM(Pulse Frequency Modulation: 펄스 주파수 변조) 제어를 동시에 적용하게 된다.
이하에서는 일반적인 플라이백 컨버터(150)의 경우 PWM 제어에 의하여 출력을 제어하지만, 본 발명에서는 PWM 제어와 PFM 제어를 동시에 이용하는 이유를 살펴보기로 한다.
도 18에는 스위칭 주파수 50kHz, 즉 스위칭 시간이 20usec인 경우 스위칭 온 시간(Ton)과 출력 전력의 관계를 나타내었고 도 19에는 스위칭 온 시간(Ton)이 고정된 상태에서 스위칭 시간을 바꾸어 스위칭 주파수가 변화할 때 스위칭 시간과 출력 전력의 관계를 나타내었다.
즉, 도 18에서는 도 17에 나타낸 스위칭 온 시간(Ton)의 변화에 따른 출력 전력의 변화를 나타낸 것이고, 도 19에서는 도 17에 나타낸 전체 스위칭 시간(TS)의 변화에 따른 출력 전력의 변화를 나타낸 것으로서, 스위칭 온 시간(Ton)과 전체 스위칭 시간(TS)은 모두 마이크로 프로세서(190)의 카운터 값에 의하여 변경이 가능한 것으로 도 18과 도 19의 경우 최소 단위로 변화를 주어 실험한 결과이다.
도 18에서 스위칭 온 시간(Ton)의 최소 변화에 따라 약 0.5W의 출력 전력의 변화가 있음을 확인 할 수 있고, 도 19에서 전체 스위칭 시간(TS)의 최소 변화에 따라 약 0.1W의 출력 전력의 변화가 있음을 확인할 수 있다.
이는 스위칭 온 시간(Ton)만 변화시키는 PWM 제어의 경우 0.5W 단위의 제어 입력의 변화를 통하여 출력 전력을 제어해야 하지만, 전체 스위칭 시간(TS)을 변화시키는 PWM과 PFM 동시 제어(Ton이 고정인 상태에서 TS만 변화를 주면 PWM과 PFM이 동시에 일어나므로)의 경우 0.5W 보다 작은 0.1W 단위의 제어 입력의 변화를 통하여 출력을 제어할 수 있음으로써 정상상태에서 더욱 안정적인 동작을 할 수 있음을 의미한다.
그러나 그렇다고 해서 전체 전력 제어의 범위에서 모두전체 스위칭 시간(TS)만을 변화시킨다면 스위칭 주파수의 변화 폭이 크게 된다는 문제점이 있다.
구체적으로, 스위칭 주파수가 너무 낮게 되면 입력 전류의 고조파 성분이 크게되어 입력 역률이 저하되며 스위칭 주파수가 너무 높게 되면 스위칭 손실이 증가하는 단점이 발생된다.
따라서 본 발명에서는 큰 전력의 제어는 스위칭 온 시간(Ton)를 변화시키는 PWM 제어를, 작은 전력의 제어는 전체 스위칭 시간(TS)을 변화시키는 PWM과 PFM 동시 제어를 수행함으로써 안정적인 회로 동작을 도모한 것이다.
도 20은 본 발명의 다른 실시예에 따른 엘이디 조명 제어 방법의 원리를 설명하는 절차 흐름도이다. 도 20을 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 엘이디 조명 제어 방법의 원리를 설명하면, 먼저 제어기는 외부로부터 컨버터의 출력 전력에 대한 제어명령인 출력 전력 지령을 수신하며(S200), 제어기는 컨버터의 스위칭 온 시간(Ton)과 출력 전력 간의 함수 정보[f(Ton)]에 기초해서, 지령 전력치(P)에 해당하는 스위칭 온 시간(Ton)을 상기 함수 정보의 역함수인 f -1(P)을 통해 연산한다(S205).
한편, 제어기는 컨버터의 스위칭 온 시간(Ton)을 상기 S205 단계에서 연산된 값으로 적용한 상태에서의 컨버터의 출력 전압을 A/D 변환하고(S210), 컨버터의 출력 전류를 A/D 변환한 후에(S215), 이에 기초해서 컨버터의 출력 전력값을 계산한다(S220).
그 다음, 제어기는 계산된 출력 전력값과 제어명령에 포함된 지령 전력값의 오차를 계산하고(S225), 계산된 오차가 소정의 범위 내에 있는지 여부를 판단한다(S230). 본 발명을 실시함에 있어서, 오차의 소정 범위는 +/- 0.5W 정도가 되는 것이 바람직할 것이다.
계산된 오차가 소정의 범위를 초과하는 경우에는 해당 오차가 양의 값을 갖는지 음의 값을 갖는지 여부를 판단한다(S235).
해당 오차가 양의 값을 갖는 경우에는 제어기는 상기 컨버터의 전체 스위칭 시간(TS)을 감소시키며(S245), 해당 오차가 음의 값을 갖는 경우에는 제어기는 상기 컨버터의 전체 스위칭 시간(TS)을 증가시킨다(S255).
한편, 전술한 S245 단계에서 컨버터의 전체 스위칭 시간(TS)을 감소시킨 결과, 전체 스위칭 시간(TS)에 대한 소정의 하한치에 도달한 경우에(S245), 제어기는 더 이상 전체 스위칭 시간(TS)을 감소시키지 않고, 전술한 S205 단계에서 연산된 컨버터의 기본 스위칭 온 시간(Ton)을 증가시키게 된다(S250).
한편, 전술한 S255 단계에서 컨버터의 전체 스위칭 시간(TS)을 증가시킨 결과, 전체 스위칭 시간(TS)에 대한 소정의 상한치에 도달한 경우에(S260), 제어기는 더 이상 전체 스위칭 시간(TS)을 증가시키지 않고, 전술한 S205 단계에서 연산된 컨버터의 기본 스위칭 온 시간(Ton)을 감소시키게 된다(S265).
본 발명을 실시함에 있어서, 전체 스위칭 시간(TS)의 상한치와 하한치를 설정하였는데, 이는 스위칭 주파수가 많이 변화하는 것을 방지하기 위한 것으로 전체 스위칭 시간(TS)의 변화에 따른 스위칭 주파수의 변화는 2kHz 정도가 되도록 함이 바람직할 것이다. 즉, 본 발명에서의 기본 스위칭 주파수가 50kHz이라고 하면, PFM 제어는 49kHz 내지 51kHz 사이에서 발생하게 된다.
한편, 본 발명에서의 제어부 및 컨버터는 각각 도 5 내지 도 7에서의 마이크로 프로세서(190) 및 플라이백 컨버터(150)가 될 수 있을 것이다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예 및 응용예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예 및 응용예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.
10, 110: 교류 전원, 20, 120: EMI 필터,
30: PFC 회로, 40: 정전압 SMPS,
50: 정전류 구동회로, 60, 160: 엘이디 조명부
80, 180: 통신수단, 90,190: 마이크로 프로세서,
191: 1차 제어 회로부, 192: 2차 제어 회로부,
140: 스위칭부.

Claims (4)

  1. 공급된 전압을 엘이디 조명부에 요구되는 전압으로 변환하며, 변환된 전압을 상기 엘이디 조명부에 공급하는 플라이백 컨버터; 및
    외부로부터의 제어명령에 따라 상기 플라이백 컨버터의 출력 전력을 제어하는 마이크로 프로세서
    를 포함하며,
    상기 마이크로 프로세서는, 상기 플라이백 컨버터의 출력 전력에 대한 제어명령값(P)을 수신하고, 수학식
    Figure 112012026205057-pat00023
    (K는 비례상수)를 이용하여 상기 플라이백 컨버터의 스위칭 온 시간(C)을 연산하며, 상기 플라이백 컨버터에 상기 스위칭 온 시간이 적용된 상태에서 상기 플라이백 컨버터의 출력 전압값 및 출력 전류값에 기초하여 출력 전력값을 계산하고, 상기 계산된 출력 전력값과 상기 제어명령에 포함된 지령 전력값의 오차를 계산하며, 상기 계산된 오차값에 따라 상기 플라이백 컨버터의 전체 스위칭 시간의 증감을 조절하거나 상기 스위칭 온시간의 증감을 조절하여 상기 출력 전력을 제어하는 것인 엘이디 조명용 전원 공급 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 플라이백 컨버터의 구동 신호를 생성하는 1차 제어 회로부를 더 포함하는 엘이디 조명용 전원 공급 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 마이크로 프로세서는 상기 구동 신호에 의해 상기 플라이백 컨버터가 구동되는 경우에 생성되는 전력에 의해 동작되는 것인 엘이디 조명용 전원 공급 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 마이크로 프로세서가 동작되는 경우에 상기 마이크로 프로세서는 상기 플라이백 컨버터의 제어신호를 출력하는 것인 엘이디 조명용 전원 공급 장치.
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