CN105706349B - 用于向电气负载提供调节电流的设备和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于向电气负载提供调节电流的设备，包括电流控制器，所述电流控制器能够以预先确定的间隔(时钟周期)进行操作以接收：i.期望的输入参考电压；以及ii.从电子开关获得的反馈电压；其中，所述电流控制器可操作用于将反馈电压与期望的输入参考电压进行比较，并且在每个时钟周期内基于电子开关的关断时间的计算结果向电气负载提供调节电流；该关断时间的计算结果在正常操作条件下可操作用于实现所述设备的连续导电模式(CCM)。

Description

用于向电气负载提供调节电流的设备和方法
本申请是2015年2月9日提交的国际申请No.PCT/SG2015/050016的国家阶段申请，通过引用的方式将该国际申请的全部内容并入本文。
申请人要求提交日期为2014年2月11日的新加坡专利申请序列号2014010839的优先权，通过引用的方式将该新加坡专利申请的全部内容并入本文。
技术领域
本发明涉及一种驱动器系统。更具体而言，本发明涉及在连续导电模式下可操作的开关模式电源设备，并且将在此背景下进行描述。
背景技术
本发明的背景的以下论述仅旨在有利于理解本发明。应当理解的是，该论述并非确认或承认所提及的任何材料截至本申请的优先权日在任何权限中是公开的、已知的或是本领域技术人员的公知常识的一部分。
开关模式电源常常用于驱动一个或多个应用。具体地，常常由控制器电路来驱动发光二极管(LED)灯。由于LED对电流波动和电压波动敏感，所以对于LED控制器电路而言最重要的目的中的一个是提供适当的电流以在电源电压或负载变化的情况下驱动LED。
许多基于LED开关模式的控制器涉及使用诸如MOSFET之类的电子开关作为用于对输入至LED的电流进行调节的模块。同样地，对开关的频率以及接通/关断时间的控制在全部基于开关模式的控制器中是要考虑的重要参数。
存在改善对LED驱动器的开关控制的持续需求，以实现以下目的中的一个或多个：
i.减小诸如(多个)电容器之类的总部件数量；
ii.减小每个部件的形状因数；和/或
iii.适当的过电压/短路保护。
此外，还存在对远离次级电压反馈类型的控制的需求，因为其为变压器或电感式变换元件造成了不期望的负担。
因此，本发明的目的在于克服或者至少部分地减轻上述问题中的一个或多个。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于向电气负载提供调节电流的设备，其包括：可以在预先确定的间隔(时钟周期)进行操作以接收期望的输入参考电压、以及从电子开关获得的反馈电压的电流控制器；其中，电流控制器可操作用于将反馈电压与期望的输入参考电压进行比较，并且在每个时钟周期内基于电子开关的关断时间的计算结果来向电气负载提供调节电流；关断时间的计算结果可操作用于在正常操作条件下实现设备的连续导电模式(CCM)。
优选地，电子开关是MOSFET。
优选地，在每个时钟周期内在MOSFET的源极处测量反馈电压，并且经由电压比较器将反馈电压与最大工作电压Vrefh进行比较。
优选地，在每个时钟周期内在MOSFET的源极处测量反馈电压，并且经由电压比较器将反馈电压与最小工作电压Vrefl进行比较。
优选地，在每个时钟周期内在MOSFET的源极处测量反馈电压，并且经由电压比较器将反馈电压与安全电压值Vocp进行比较。
优选地，对于单级回扫转换器构造，电流控制器基于以下数学表达式来确定调节电流ILED
其中，T是每个时钟周期的时段；TOFF是每个时钟周期的关断时段；R1是MOSFET源极电阻器；Vfbh是每个时钟周期内在MOSFET的源极处所测量的最高反馈电压；并且基于以下数学表达式来确定Vfbm：
其中，TON是每个开关时段内的MOSFET接通时间，并且TW是在每个时钟周期内从MOSFET接通信号到MOSFET的源极处所测量的最低反馈电压Vfbl的时间。
优选地，对于单级正向结构、推挽式构造或DC到DC滞后控制器，电流控制器基于以下数学表达式来确定调节电流ILED：
其中，R1是MOSFET源极电阻器；Vfbh是每个时钟周期内在MOSFET的源极处所测量的最高反馈电压；并且基于以下数学表达式来确定Vfbm：
其中，TON是每个开关时段内的MOSFET接通时间，TW是在每个时钟周期内从MOSFET接通信号到MOSFET的源极处所测量的最低反馈电压Vfbl的时间。
优选地，对于单级回扫转换器构造，基于以下数学表达式来确定电气负载两端的电压VLOAD：
其中，NP是回扫转换器构造中的变换电感器(或变压器)的初级绕组数，并且NS是其次级绕组数。
优选地，对于单级正向结构、推挽式构造或DC到DC滞后控制器，基于以下数学表达式来确定电气负载两端的电压VLOAD：
其中，T是时钟周期的时段。
优选地，输入电压VIN用于基于以下数学表达式IIN＝αVIN来塑造(shape)输入电流IIN的形状，其中，α是乘数。
优选地，输入电压VIN用于基于以下数学表达式来塑造输入电流IIN的形状：
IIN＝αVIN
其中，α是乘数。
根据本发明的第二方面，具有一种用于向电气负载提供调节电流的方法，所述方法包括：在预先确定的间隔从电流控制器接收期望的输入参考电压以及反馈电压的步骤，该反馈电压从电子开关获得；其中电流控制器可操作用于将反馈电压与期望的输入参考电压进行比较，并且在每个预先确定的间隔基于电子开关的关断时间的计算结果来向电气负载提供调节电流；关断时间的计算结果可操作用于在正常操作条件下实现设备的连续导电模式(CCM)。
优选地，电子开关是MOSFET。
优选地，在每个时钟周期内在MOSFET的源极处测量反馈电压，并且经由电压比较器将反馈电压与最大工作电压Vrefh进行比较。
优选地，在每个时钟周期内在MOSFET的源极处测量反馈电压，并且经由电压比较器将反馈电压与最小工作电压Vrefl进行比较。
优选地，在每个时钟周期内在MOSFET的源极处测量反馈电压，并且经由电压比较器将反馈电压与安全电压值Vocp进行比较。
优选地，对于单级回扫转换器构造，电流控制器基于以下数学表达式来确定调节电流ILED：
其中，T是每个时钟周期的时段；TOFF是每个时钟周期内的关断时段；R1是MOSFET源极电阻器；Vfbh是每个时钟周期内在MOSFET的源极处所测量的最高反馈电压；并且基于以下数学式来确定Vfbm：
其中，TON是每个开关时段内的MOSFET接通时间，TW是每个时钟周期内从MOSFET接通信号到MOSFET的源极处所测量的最低反馈电压Vfbl的时间。
优选地，对于单级正向结构、推挽式构造或DC到DC滞后控制器，电流控制器基于以下数学表达式来确定调节电流ILED：
其中，R1是MOSFET源极电阻器；Vfbh是每个时钟周期内在MOSFET的源极处所测量的最高反馈电压；并且基于以下数学表达式来确定Vfbm：
其中，TON是每个开关时段内的MOSFET接通时间，TW是每个时钟周期内从MOSFET接通信号到MOSFET的源极处所测量的最低反馈电压Vfbl的时间。
优选地，对于单级回扫转换器构造，基于以下数学表达式来确定电气负载两端的电压VLOAD：
其中，NP是回扫转换器构造中的变换电感器(或变压器)的初级绕组数，并且NS是其次级绕组数。
优选地，对于单级正向结构、推挽式构造或DC到DC滞后控制器，基于以下数学表达式来确定电气负载两端的电压VLOAD：
其中，T是时钟周期的时段。
优选地，输入电压VIN用于基于以下数学表达式来塑造输入电流IIN的形状：
IIN＝αVIN
其中，α是乘数。
优选地，输入电压VIN用于基于以下数学表达式来塑造输入电流IIN的形状：
IIN＝αVIN
其中，α是乘数。
附图说明
现在将仅以举例的方式参考附图来说明本发明，在附图中：
图1是根据本发明的实施例的用于AC-DC单级回扫转换器构造的电路框图；
图2是例示了电子开关处的电压与时间之间的关系的图；并且
图3是根据本发明的另一个实施例的用于DC到DC滞后控制器的电路框图。
本发明的其它设置是可能的，因此附图不应被理解为代替本发明在前说明的普遍性。
具体实施方式
在说明书的上下文中，连续导电模式(CCM)指的是能量变换电感器(或变压器)中的电气电压和电气电流在开关周期之间不会变为零的工作模式。这与电气电压和电气电流在开关周期的部分期间变为零的非连续导电模式(DCM)不同。
贯穿整个说明书，除非另外说明，所提及的“电压”和“电流”指的是电气电压和电气电流。
根据本发明的实施例并参考图1，有一种被实施为单级回扫转换器构造的LED驱动器10。LED驱动器10具有初级侧(包括V.A.C输电干线20)、控制器电路30、电子开关40、以及次级侧(包括LED负载90)。
V.A.C输电干线20包括诸如桥式整流器之类的整流电路，其为将AC电压和AC电流转换为DC电压和DC电流所必需的。来自VAC输电干线20的经整流的AC输入被馈入控制器电路30中以进行处理。
控制器电路30可操作用于以规则间隔(每个间隔可以与预先定义的开关周期相对应)控制电子开关40的开关时间，以调节提供给LED负载90的电气电压和/或电气电流。控制器电路30通常是集成电路(IC)，并且更优选地是专用集成电路(ASIC)，可以利用例如以下硬件描述语言(HDL)中的一个或多个来对专用集成电路(ASIC)进行编程：Verilog、VHDL或者本领域技术人员公知的其它硬件描述语言。
电子开关40通常是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。MOSFET开关40的源极与电阻器R1的一端串联连接，而电阻器R1的另一端连接到电气接地。电阻器R1的值对于确定被选择用于LED的输出电流ILED是重要的，该输出电流ILED将被数学表达为以下等式(1)。
控制器电路30被编程并且被配置为接收五个输入值；即为
(a)输入电压VIN；
(b)Vfbh电压值，该Vfbh电压值是在每个开关周期内在MOSFET 40的源极处测量的，并且经由电压比较器将Vfbh电压值与允许的最大工作电压Vrefh进行比较；
(c)Vfbl电压值，该Vfbl电压值是在每个开关周期内在MOSFET 40的源极处测量的，并且经由电压比较器将Vfbl电压值与允许的最小工作电压Vrefl进行比较；
(d)Vocp电压值，该Vocp电压值是在每个开关周期内在MOSFET 40的源极处测量的，并且经由电压比较器将Vocp电压值与安全电压值Vocp进行比较；以及
(e)一个或多个定时计数器，该一个或多个定时计数器用于确定MOSFET40的时钟周期和开关时间段。
利用所描述的五个输入值，控制器电路30包括数字算法(可利用ASIC来编程)来实施以下等式(1)，以便确定被提供给LED负载90的电流ILED：
其中，T是开关周期的时段，并且TOFF是每个时钟周期的关断时段。
利用以下等式(2)来计算电压值Vfbm，等式(2)被数学表达为：
其中，TON是每个开关周期的MOSFET 40晶体管接通时间，TW是从MOSFET 40接通信号到Vfbl触发点的时间；并且TW取决于所使用的MOSFET 40硬件。需要TW，因为系统在MOSFET40的接通和关断之间易于产生开关噪声。在LED驱动器系统达到稳定的操作条件的情况下，在算法中插入TW值类似于对延迟进行分解，以便进行更加精确的测量。
基于等式(3)来计算LED负载90两端的电压，该等式(3)被数学表达为：
其中，NP是变换电感器(或变压器)T1的初级绕组数，并且NS是其次级绕组数。
可以添加模数转换器(ADC)32以将经整流的AC输出转换为数字输入电压信号VIN。除了接收VIN之外，控制器电路30还可能可操作用于从另一个ADC 34接收调光器输入VDIM。对于不可调光形式的控制器电路30，将利用硬件描述语言代码对VDIM的输出进行内部硬布线。
参考等式(1)和等式(2)以及图2，控制器电路30的操作描述如下。
在等式(2)中，基于以下时间来获得MOSFET 40的接通时间TON：从MOSFET 40在Vfbl处被触发的时间到电压达到正确值(即，Vrefl，基于与Vfbh的比较结果)并且电流为Vfbl/R1的时间。比较器切换，并且将MOSFET源极电压从Vfbl至Vfbh之间所花费的时间存储在内部寄存器中，为TON。
通过控制器30经由ASIC数字算法在每个时钟周期内设置或预先确定MOSFET 40的关断时间TOFF。预先确定的TOFF时间确保了LED驱动器10在连续模式下进行操作。基于以下规则(伪代码)来调节TOFF时间：
(i)在TW时间之后，如果Vfbl与Vrefl的比较器的输出处于低电平状态，那么减小TOFF时间。
(ii)在TW时间之后，如果Vfbl与Vrefl的比较器的输出处于高电平状态，那么增大TOFF时间。
应当理解的是，对于CCM下的操作，理想情况下TW应当接近0。然而，实际上由于在电子开关40的初始接通时段期间电子开关40所产生的噪声，TW的值将不会为0，并且因此等式(2)用于考虑TW的值以及开关时段的开始时的相应的电压Vfbm。
在每个时钟周期内，在关断MOSFET之后，增大或减小TOFF的值以便在连续模式下维持整个系统。应当理解的是，基于等式(3)，对TOFF时间的调节取决于LED负载、输入电压VIN、TON时间以及变换电感器(或变压器)T1的NS/NP比率。
为了避免当前测量上的误差，应当如上所述利用等式(1)和等式(2)来计算Vfbm点。
根据另一实施例并且参考图3，具有一种被实施为单级DC到DC滞后控制器的LED驱动器100。LED驱动器100包括DC输入200、控制器电路300、电子开关400以及包括LED负载900的次级侧。
DC输入200被馈入控制器电路300中以进行处理。
控制器电路300可操作用于以规则间隔(每个间隔可以与预先定义的开关周期相对应)控制电子开关400的开关时间，以调节提供给LED负载900的电气电压和/或电气电流。控制器电路300通常是集成电路(IC)，并且更优选地是专用集成电路(ASIC)，可以利用例如以下硬件描述语言(HDL)中的一个或多个来对专用集成电路(ASIC)进行编程：Verilog、VHDL或者本领域技术人员公知的其它硬件描述语言。
电子开关400通常是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。MOSFET开关400的源极与电阻器R1的一端串联连接，而电阻器R1的另一端连接到电气接地。电阻器R1的值对于确定被选择用于LED的输出电流ILED是重要的，已经在以下等式(1)中数学表达了该输出电流ILED。
控制器电路300被编程并且被配置为接收五个输入值；即为
(a)输入电压VIN；
(b)Vfbh电压值，该Vfbh电压值是在每个开关周期内在MOSFET 400的源极处测量的，并且经由电压比较器将Vfbh电压值与允许的最大工作电压Vrefh进行比较；
(c)Vfbl电压值，该Vfbl电压值是在每个开关周期内在MOSFET 400的源极处测量的，并且经由电压比较器将Vfbl电压值与允许的最小工作电压Vrefl进行比较；
(d)Vocp电压值，该Vocp电压值是在每个开关周期内在MOSFET 400的源极处测量的，并且经由电压比较器将Vocp电压值与安全电压值Vocp进行比较；以及
(e)一个或多个定时计数器，该一个或多个定时计数器用于确定MOSFET400的时钟周期和开关时间段。
利用所描述的五个输入值，控制器电路300包括数字算法(可利用ASIC进行编程)来实施以下等式(4)，以便确定被提供给LED负载900的电流ILED：
其中，Vfbm是基于等式(2)而计算的。应当理解的是，该方法可以应用于正向结构和推挽式构造。LED负载900两端的电压基于如利用等式(3)所计算的VLED。
应当理解的是，等式(3)的优点在于其允许在不需要来自次级侧处的LED负载90、LED负载900的任何反馈的情况下计算回扫结构中的电压。当使用被隔离的构造时，这种设置或构造避免了使用光耦合器。
在任何或全部所描述的实施例中，输入电压VIN的值可以用于塑造输入电流IIN的形状。这是利用VIN乘以乘数变量α来完成的。可以通过数字算法在每个时钟周期内调节乘数变量α。这基于以下事实：对于不同的输出功率，电压乘以不同的因数以获得必要的ILED。
乘数变量α可以存储在ASIC中，用于调节电流IIN。乘数α的值越高，电流IIN越高。乘数α也可以用于固定比较器电压Vrefl和比较器电压Vrefh。
作为示例，如果乘数值α被设置为值1，电压Vrefh和电压Vrefl被设置为用于跟踪输入电压VIN，并且因此与来自AC输电干线的输入信号同相。这是有用的，因为通过ASIC控制器的系统算法直接地解决了功率因数校正补偿。在回扫结构中，输入电流为脉冲式，脉冲对应于MOSFET 40、MOSFET 400接通时间。这些脉冲的积分允许技术人员计算输入电流IIN。如果这个输入电流IIN与输入A.C.信号同相，那么可以达到高的PFC值(例如，0.98)。
在另一实施例中，替代VIN与IIN之间的线性关系，可以以α参数来实现补偿曲线。以等式(5)来数学表达二次关系。
IIN与VIN之间的较高阶关系也是可能的。
这种补偿曲线可以存储在控制器30、控制器300的内部ROM中。在一些构造中，电流IIN在输入AC主电压的中心，其中该电压较高以获得较好的功率因数或者符合其它电气规范(例如，失真水平、电流中可接受的纹波的水平)，可以通过数字算法在每个时钟周期调节该电压。
根据等式(3)，跟随输出电压的变化，可以增大或减小乘数变量α的值。
一个示例为：如果α＝2，那么基于等式(5)中所示的关系，实现了输出电流的两倍。这允许我们补偿输入电压变化、输出负载，并且允许我们具有调光能力。
应当进一步理解的是，在升压结构的情况下，等式(3)可以被修改为：
在本发明的另一实施例中，控制器30可以用于实施基于电压的控制而非基于电流的控制。具体地，等式(3)和等式(3a)可以用于电压控制。
所描述的实施例的非穷尽性的示例性应用中的一些应用可以如下：
i.用于电压调节的隔离的开关模式电源(SMPS)。例如，用于被连接到输电干线的标准的隔离的5V电源；
ii.隔离的电池充电器。由于电压和电流是已知值，所以驱动器在隔离的构造中并且在没有光耦合器的情况下可以被用作好的电池充电器；
iii.模拟信号传输；以及
iv.用于功率放大器的音频信号传输。
本领域技术人员应当理解的是，以上发明不限于所描述的实施例。更具体而言，在不背离本发明的范围的情况下可以做出以下修改和改进：
·尽管参考LED负载90、LED负载900对实施例进行了描述，但是应当理解的是，该设备可以用于向其它类型的电气负载(包括膝上型计算机、计算机设备等)提供调节电流。
·ASIC控制器电路30、ASIC控制器电路300可以被实施为具有12位的分辨率。
本领域技术人员应当进一步理解的是，可以组合如以上每个实施例所论述的特征和修改(而非变更或替换，除非另作说明)，以形成落入所描述的发明的范围内的其它实施例。

Claims (22)

1.一种用于向电气负载提供调节电流的设备，包括：
电流控制器，所述电流控制器能够以时钟周期进行操作，以接收：
i.期望的输入参考电压；以及
ii.从电子开关获得的反馈电压；
其中，所述电流控制器将所述反馈电压与所述期望的输入参考电压进行比较，在所述时钟周期中的每个时钟周期内基于所述电子开关的关断时间的计算结果来向所述电气负载提供调节电流ILED，并且利用所述反馈电压、所述关断时间、所述电子开关的接通时间以及在所述时钟周期中的每个时钟周期内所述接通时间到在所述电子开关处测量到最低反馈电压之间的持续时间来确定所述调节电流；其中，所述关断时间的计算结果在正常操作条件下实现所述设备的连续导电模式(CCM)。
2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述电子开关是MOSFET。
3.根据权利要求2所述的设备，其中，所述反馈电压是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的源极处测量的，并且经由电压比较器将所述反馈电压与最大工作电压Vrefh进行比较。
4.根据权利要求2所述的设备，其中，所述反馈电压是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的源极处测量的，并且经由电压比较器将所述反馈电压与最小工作电压Vrefl进行比较。
5.根据权利要求2所述的设备，其中，所述反馈电压是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的源极处测量的，并且经由电压比较器将所述反馈电压与安全电压值Vocp进行比较。
6.根据权利要求2所述的设备，其中，对于单级回扫转换器构造，所述电流控制器基于以下数学表达式来确定所述调节电流ILED：
其中，T是所述时钟周期中的每个时钟周期的时段；TOFF是所述时钟周期中的每个时钟周期内的关断时段；R1是所述MOSFET的源极的电阻器的电阻；Vfbh是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的所述源极处所测量的最高反馈电压；并且基于以下数学表达式来确定Vfbm：
其中，TON是在所述时钟周期中的每个时钟周期内所述MOSFET的所述接通时间；并且TW是在所述时钟周期中的每个时钟周期内从接通所述MOSFET开关到在所述MOSFET的所述源极处所测量的最低反馈电压Vfbl的出现的时间。
7.根据权利要求2所述的设备，其中，对于单级正向结构、推挽式构造或DC到DC滞后控制器，所述电流控制器基于以下数学表达式来确定所述调节电流ILED：
其中，R1是所述MOSFET的源极的电阻器的电阻；Vfbh是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的所述源极处所测量的最高反馈电压；并且基于以下数学表达式来确定Vfbm：
其中，TON是在所述时钟周期中的每个时钟周期内所述MOSFET的所述接通时间；并且TW是在所述时钟周期中的每个时钟周期内从接通所述MOSFET开关到所述MOSFET的所述源极处所测量的最低反馈电压Vfbl的出现的时间。
8.根据权利要求6所述的设备，其中，基于以下数学表达式来确定所述电气负载两端的电压VLOAD：
其中，NP是所述单级回扫转换器构造中的变压器的初级绕组数，并且NS是所述单级回扫转换器构造中的所述变压器的次级绕组数。
9.根据权利要求7所述的设备，其中，基于以下数学表达式来确定所述电气负载两端的电压VLOAD：
其中，T是所述时钟周期中的每个时钟周期的时段；TOFF是所述时钟周期中的每个时钟周期内的关断时段；并且VIN是经整流的AC输出的数字输入电压。
10.根据权利要求1所述的设备，其中，在所述电流控制器的输入处接收的输入电压VIN用于基于以下数学表达式来导出输入电流IIN：
IIN＝αVIN
其中，α是乘数。
11.根据权利要求9所述的设备，其中，所述输入电压VIN用于基于以下数学表达式来塑造输入电流IIN的形状：
IIN＝αVIN
其中，α是乘数。
12.一种用于使用电源设备向电气负载提供调节电流的方法，包括：
从电流控制器接收期望的输入参考电压；
以时钟周期从电子开关获得反馈电压；
将所述反馈电压与所述期望的输入参考电压进行比较；
在所述时钟周期中的每个时钟周期内基于所述电子开关的关断时间的计算结果来向所述电气负载提供调节电流ILED；以及
利用所述反馈电压、所述关断时间、所述电子开关的接通时间以及在所述时钟周期中的每个时钟周期内所述接通时间到在所述电子开关处测量到最低反馈电压之间的持续时间来确定所述调节电流；其中，所述关断时间的计算结果在正常操作条件下实现所述电源设备的连续导电模式(CCM)。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述电子开关是MOSFET。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述反馈电压是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的源极处测量的，并且经由电压比较器将所述反馈电压与最大工作电压Vrefh进行比较。
15.根据权利要求13所述的方法，其中，所述反馈电压是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的源极处测量的，并且经由电压比较器将所述反馈电压与最小工作电压Vrefl进行比较。
16.根据权利要求13所述的方法，其中，所述反馈电压是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的源极处测量的，并且经由电压比较器将所述反馈电压与安全电压值Vocp进行比较。
17.根据权利要求13所述的方法，其中，对于单级回扫转换器构造，所述方法还包括基于以下数学表达式来确定所述调节电流ILED：
其中，T是所述时钟周期中的每个时钟周期的时段；TOFF是所述时钟周期中的每个时钟周期内的关断时段；R1是所述MOSFET的源极的电阻器的电阻；Vfbh是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的所述源极处测量的最高反馈电压；并且基于以下数学表达式来确定Vfbm：
其中，TON是在所述时钟周期中的每个开关时段内所述MOSFET的所述接通时间；并且TW是在所述时钟周期中的每个时钟周期内从接通所述MOSFET开关到所述MOSFET的所述源极处所测量的最低反馈电压Vfbl的出现的时间。
18.根据权利要求13所述的方法，其中，对于单级正向结构、推挽式构造或DC到DC滞后控制器，所述方法还包括基于以下数学表达式来确定所述调节电流ILED：
其中，R1是所述MOSFET的源极的电阻器的电阻；Vfbh是在所述时钟周期中的每个时钟周期内在所述MOSFET的所述源极处测量的最高反馈电压；并且基于以下数学表达式来确定Vfbm：
其中，TON是在所述时钟周期中的每个开关时段内所述MOSFET的所述接通时间；并且TW是在所述时钟周期中的每个时钟周期内从接通所述MOSFET开关到所述MOSFET的所述源极处所测量的最低反馈电压Vfbl的出现的时间。
19.根据权利要求17所述的方法，还包括基于以下数学表达式来确定所述电气负载两端的电压VLOAD：
其中，NP是所述单级回扫转换器构造中的变压器的初级绕组数，并且NS是所述单级回扫转换器构造中的所述变压器的次级绕组数。
20.根据权利要求18所述的方法，还包括基于以下数学表达式来确定所述电气负载两端的电压VLOAD：
其中，T是所述时钟周期中的每个时钟周期的时段；TOFF是所述时钟周期中的每个时钟周期内的关断时段；并且VIN是经整流的AC输出的数字输入电压。
21.根据权利要求12所述的方法，还包括使用在所述电流控制器的输入处接收的输入电压VIN来基于以下数学表达式导出输入电流IIN：
IIN＝αVIN
其中，α是乘数。
22.根据权利要求20所述的方法，还包括使用在所述电流控制器的输入处接收的所述输入电压VIN来基于以下数学表达式导出输入电流IIN：
IIN＝αVIN
其中，α是乘数。
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