TWI619341B - 提供調節電流至電負載之裝置及方法 - Google Patents

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TWI619341B TW104104401A TW104104401A TWI619341B TW I619341 B TWI619341 B TW I619341B TW 104104401 A TW104104401 A TW 104104401A TW 104104401 A TW104104401 A TW 104104401A TW I619341 B TWI619341 B TW I619341B
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Abstract

揭示一種用以提供調節電流給一電氣負載之裝置包含一電流控制器可於預定間隔(時鐘週期)操作以接收：i.一期望的輸入參考電壓；及ii.得自一電子開關之一回授電壓；其中該電流控制器可操作以比較該回授電壓與該期望的輸入參考電壓，及基於該電子開關在各個時鐘週期之切換關閉時間之計算而提供已調節電流給該電氣負載；該切換關閉時間之該計算針對於正常操作條件下之該裝置可操作以達成一連續傳導模式(CCM)。

Description

提供調節電流至電負載之裝置及方法 發明領域
本發明係有關於一驅動器系統。更明確言之，本發明係有關於連續傳導模式可操作之切換模式電源供應器裝置及將於本情境中描述。
發明背景
後文有關發明背景之討論意圖只為了協助瞭解本發明。須瞭解該討論並非確認或承認本文描述材料中之任一者係在本發明之優先申請日期時在任何司法管轄權中為已公開、已知或屬於熟諳技藝人士之普通常識。
切換模式電源供應器常用以驅動一或多個應用。更明確言之，發光二極體(LED)燈常係藉控制器電路驅動。因LED對電流及電壓起伏波動為敏感，故LED控制器電路之最重要目標中之一者為提供適當電流以在供應電壓或負載變化之下驅動該等LED。
許多LED基於切換模式控制器涉及使用電子開關諸如MOSFET作為調節電流輸入該等LED之手段。如此，切換頻率及開關時間之控制係在考慮全部基於切換模式控 制器之一項重要參數。
仍然持續需要改良LED驅動器之切換控制以達成下列中之一或多者：i.總組件數目減少，諸如電容器；ii.各個組件之形狀因數縮小；及/或iii.適當過電壓/短路保護。
此外，當其對該變壓器或傳感元件上加諸非期望的負荷時，仍然需要自二次電壓回授型控制移開。
因此本發明之目的係克服或至少部分改良前述問題中之一或多者。
發明概要
依據本發明之一面向，提出一種用以提供調節電流給一電氣負載之裝置包含：一電流控制器可於預定間隔(時鐘週期)操作以接收一期望的輸入參考電壓；及得自一電子開關之一回授電壓；其中該電流控制器係可操作以比較該回授電壓與該期望的輸入參考電壓，及基於該電子開關在各個時鐘週期之切換關閉時間之計算提供已調節電流給該電氣負載；該切換關閉時間之該計算針對於正常操作條件下之該裝置可操作以達成一連續傳導模式(CCM)。
較佳地，該電子開關為一金氧半場效電晶體(MOSFET)。
較佳地，該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最大操作 電壓Vrefh作比較。
較佳地，該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最小操作電壓Vrefl作比較。
較佳地，該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一安全電壓值Vocp作比較。
較佳地，針對一單一階段返馳轉換器組態，該電流控制器基於該數學表示式決定該經調節之電流ILED
於該處T為各個時鐘週期之週期；TOFF為於各個時鐘週期之該關閉週期；R1為該MOSFET源極電阻器；Vfbh為於各個時鐘週期於該MOSFET之源極測得之最高回授電壓；及Vfbm係基於下示數學表示式決定：
於該處TON為於各個切換週期該MOSFET導通時間，及TW為於各個切換週期自該MOSFET導通信號至該MOSFET之源極測得的該最低回授電壓Vfbl之該時間。
較佳地，針對一單一階段進送結構、推挽組態或DC至DC滯後控制器，該電流控制器基於該數學表示式決定 該經調節之電流ILED
於該處R1為該MOSFET源極電阻器；Vfbh為於各個時鐘週期於該MOSFET之源極測得之最高回授電壓；及Vfbm係基於下示數學表示式決定：
於該處TON為於各個切換週期該MOSFET導通時間，TW為自該MOSFET導通信號至於各個切換週期該MOSFET之源極測得的該最低回授電壓Vfbl之該時間。
較佳地，針對一單一階段返馳轉換器組態，橫跨該電氣負載之該電壓VLOAD係基於下示數學表示式決定
於該處NP為於該返馳轉換器組態中該傳感器(或變壓器)T1之一次繞組數目及NS為二次繞組數目。
較佳地，針對一單一階段進送結構、推挽組態或DC至DC滯後控制器，橫跨該電氣負載之該電壓VLOAD係基於下示數學表示式決定
於該處T為該時鐘週期之週期。
較佳地，該輸入電壓VIN係用以基於下示數學表 示式I IN =αV IN 整形該輸入電流IIN
於該處α為一乘數。
較佳地，該輸入電壓VIN係用以基於下示數學表示式整形該輸入電流IIN I IN =αV IN
於該處α為一乘數。
依據本發明之一面向，提出一種用以提供調節電流給一電氣負載之方法包含下列步驟：自一電流控制器接收一期望的輸入參考電壓及於預定間隔得自一電子開關之一回授電壓；其中該電流控制器係可操作以比較該回授電壓與該期望的輸入參考電壓，及基於在該預定間隔中之各者該電子開關之該關閉時間之計算，提供經調節電流給該電氣負載；該關閉時間之計算針對於正常操作條件下之該裝置可操作以達成一連續傳導模式(CCM)。
較佳地，該電子開關為一金氧半場效電晶體(MOSFET)。
較佳地，該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最大操作電壓Vrefh作比較。
較佳地，該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最小操作電壓Vrefl作比較。
較佳地，該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一安全電壓 值Vocp作比較。
較佳地，針對一單一階段返馳轉換器組態，該電流控制器基於該數學表示式決定該經調節之電流ILED
於該處T為各個時鐘週期之週期；TOFF為於各個時鐘週期之該關閉週期；R1為該MOSFET源極電阻器；Vfbh為於各個時鐘週期於該MOSFET之源極測得之最高回授電壓；及Vfbm係基於下示數學表示式決定：
於該處TON為於各個切換週期該MOSFET導通時間，TW為於各個切換週期自該MOSFET導通信號至該MOSFET之源極測得的該最低回授電壓Vfbl之該時間。
較佳地，針對一單一階段進送結構、推挽組態或DC至DC滯後控制器，該電流控制器基於該數學表示式決定該經調節之電流ILED
於該處R1為該MOSFET源極電阻器；Vfbh為於各個時鐘週期於該MOSFET之源極測得之最高回授電壓； 及Vfbm係基於下示數學表示式決定：
於該處TON為於各個切換週期該MOSFET導通時間，TW為於各個切換週期自該MOSFET導通信號至該MOSFET之源極測得的該最低回授電壓Vfbl之該時間。
較佳地，針對一單一階段返馳轉換器組態，橫跨該電氣負載之該電壓VLOAD係基於下示數學表示式決定
於該處NP為於該返馳轉換器組態中該傳感器(或變壓器)T1之一次繞組數目及NS為二次繞組數目。
較佳地，針對一單一階段進送結構、推挽組態或DC至DC滯後控制器，橫跨該電氣負載之該電壓VLOAD係基於下示數學表示式決定
於該處T為該時鐘週期之週期。
較佳地，該輸入電壓VIN係用以基於下示數學表示式I IN =αV IN 整形該輸入電流IIN
於該處α為一乘數。
較佳地，該輸入電壓VIN係用以基於下示數學表 示式整形該輸入電流IIN I IN =αV IN
於該處α為一乘數。
10、100‧‧‧發光二極體(LED)驅動器
20‧‧‧V.A.C總電源
30、300‧‧‧控制器電路
32、34‧‧‧類比至數位轉換器(ADC)
40、400‧‧‧電子開關、金氧半場效電晶體(MOSFET)
90、900‧‧‧LED負載
200‧‧‧DC輸入
DAC‧‧‧數位至類比轉換器
DIM‧‧‧微暗信號
GND‧‧‧地電位
R1‧‧‧MOSFET源極電阻器
T1‧‧‧傳感器、變壓器
TON‧‧‧導通時間
TW‧‧‧時間
TOFF‧‧‧關閉時間
VDIM‧‧‧微暗輸入
Vfbh‧‧‧最高回授電壓
Vfbl‧‧‧最低回授電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VOCP‧‧‧安全電壓
Vrefh‧‧‧最大操作電壓
Vrefl‧‧‧最小操作電壓
現在將藉舉例說明參考附圖描述本發明，附圖中：圖1為依據本發明之一實施例用於AC至DC單一階段返馳轉換器組態之一電路方塊圖；圖2為一線圖例示於該電子開關之該電壓與時間間之關係；及圖3為依據本發明之另一實施例用一DC至DC滯後控制器之一電路方塊圖。
本發明之其它配置係屬可能，結果，須瞭解附圖並非替代前文發明說明之通用性。
較佳實施例之詳細說明
於該詳細說明部分之上下文中，連續傳導模式(CCM)係指該操作模式於該處於該能量傳感器(或變壓器)中之電壓及電流在切換週期之間未曾到達零。此點係與中斷傳導模式(DCM)相對，於該處在部分切換週期期間電壓及電流到達零。
除非另行載明否則本說明書全文中，述及「電壓」及「電流」係指電氣電壓及電氣電流。
依據本發明之一實施例及參考圖1，有個LED驅 動器10具現為單一階段返馳轉換器組態。該LED驅動器10具現為有一一次側包含V.A.C總電源20、一控制器電路30、一電子開關40，及一二次側包含該LED負載90。
V.A.C總電源20包含整流電路，諸如將AC電壓及電流轉換成DC電壓及電流所需橋式整流器。自該V.A.C總電源20之已整流AC輸入係饋入該控制器電路30用於處理。
控制器電路30係可操作以規則間隔(各個間隔可相對應於一預先界定的切換週期)控制電子開關40之切換時間用以調節供應給該LED負載90之電壓及/或電流。控制器電路30典型地為一積體電路(IC)，及更佳地，一特定應用積體電路(ASIC)其可使用下列硬體描述語言(HDL)諸如硬體描述語言(Verilog)、VHDL、或其它如熟諳技藝人士已知之硬體描述語言中之一或多者程式規劃。
該電子開關40典型地為一金氧半場效電晶體 (MOSFET)。該電子開關40之源極係串聯一電阻器R1之一端，而該電阻器R1之另一端係連結至電氣地電位。該電阻器R1之值要緊用於決定針對該LED選用的輸出電流ILED，將以數學方式表示於如下方程式(1)。
該控制器電路30係經規劃及組配以接收五個輸入；亦即(a)輸入電壓VIN；(b)於各個切換週期於該MOSFET 40之源極測得之Vfbh電壓值且透過一電壓比較器與該最大容許操作電壓Vrefh比較； (c)於各個切換週期於該MOSFET 40之源極測得之Vfbl電壓值且透過一電壓比較器與該最小容許操作電壓Vrefl比較；(d)於各個切換週期於該MOSFET 40之源極測得之Vocp電壓值且透過一電壓比較器與一安全電壓值Vocp比較；及(e)用以決定該MOSFET 40之時鐘週期及切換時間週期之一或多個定時計數器。
使用該經描述之五個輸入，控制器電路30包含一數位演算法(使用ASIC可規劃)以具現如下方程式(1)因而決定欲提供給該LED負載90之該電流ILED：
於該處T為該切換週期之週期及TOFF為於各個時鐘週期之關閉週期。
該電壓值Vfbm係使用如下方程式(2)數學表示為：
於該處TON為該MOSFET 40電晶體在各個切換週期之導通時間，TW為自該MOSFET 40導通信號至該Vfbl觸發點之該時間；及TW係取決於使用的該MOSFET 40硬體。需要該TW，原因在於該系統容易出現在該MOSFET 40之導通與關閉間切換雜訊。將TW值插入該演算法係類似加上一延遲 因素，於該處該LED驅動器系統達到穩定操作條件，因而可做更精確度量。
橫跨該LED負載90之電壓係基於如下方程式(3)計算，數學表示為：
於該處NP為該傳感器(或變壓器)T1之一次繞組數目及NS為二次繞組數目。
可增加一類比至數位轉換器(ADC)32以將該已整流AC輸出轉換成一數位輸入電壓信號VIN。除了接收VIN之外，控制器電路30也可操作以自另一ADC34接收微暗輸入VDIM。針對該控制器電路30之一無法調暗版本，VDIM之該輸出將使用硬體描述語言碼內部接線。
該控制器電路30之操作係參考方程式(1)及(2)以及圖2說明如下。
於方程式(2)，該MOSFET 40之導通時間TON係基於自該MOSFET 40於Vfbl被觸發之時間至於該處該電壓到達正確值(亦即該Vrefl，基於與Vfbh比較)及電流係在Vfbl/R1之時間獲得。該比較器撥鈕切換，及該MOSFET源極電壓自Vfbl至Vfbh間所耗時間被儲存入一內容暫存器作為TON。
該MOSFET 40之關閉時間TOFF係在各個時鐘週期由該控制器30透過該ASIC數位演算法設定或預定。該預定TOFF時間確保該LED驅動器10以連續模式操作。該TOFF時間係基於下列規則(虛擬碼)調整：
(i)若在TW時間之後，Vfbh與Vrefl之該比較器輸出係在低態，則該TOFF時間減少。
(ii)若在TW時間之後，Vfbh與Vrefl之該比較器輸出係在高態，則該TOFF時間增加。
須瞭解針對在連續傳導模式(CCM)下的一操作TW理想上須近似0。但實際上，TW值未曾為0，原因在於該電子開關40之初次導週期間由該電子開關40所產生的雜訊故，因此方程式(2)用以考慮在該切換週期起點之TW值及該相對應電壓Vfbm。
在各個時鐘週期，在MOSFET被關閉之後，TOFF之值增加或減少以維持該整體系統於連續模式。須瞭解基於方程式(3)，TOFF時間之調整係取決於該傳感器(或變壓器)T1之該LED負載、輸入電壓VIN、TON時間及Ns/Np比。
為了避免電流度量之錯誤，如所述，該Vfbm點須使用方程式(1)及(2)計算。
根據另一實施例及參考圖3，有一LED驅動器100具現為單一階段DC至DC滯後控制器。該LED驅動器100包含DC輸入200、控制器電路300、一電子開關400、及一二次側包含該LED負載900。
該DC輸入200係饋入該控制器電路300用於處理。
控制器電路300係可操作以規則間隔(各個間隔可相對應於一預先界定的切換週期)控制電子開關400之切換時間用以調節供應給該LED負載900之電壓及/或電流。控 制器電路300典型地為一積體電路(IC)，及更佳地，一特定應用積體電路(ASIC)其可使用下列硬體描述語言(HDL)諸如硬體描述語言(Verilog)、VHDL、或其它如熟諳技藝人士已知之硬體描述語言中之一或多者程式規劃。
該電子開關400典型地為一金氧半場效電晶體(MOSFET)。該電子開關400之源極係串聯一電阻器R1之一端，而該電阻器R1之另一端係連結至電氣地電位。該電阻器R1之值要緊用於決定針對該LED選用的輸出電流ILED，將以數學方式表示於如下方程式(1)。
該控制器電路300係經規劃及組配以接收五個輸入；亦即(a)輸入電壓VIN；(b)於各個切換週期於該MOSFET 400之源極測得之Vfbh電壓值且透過一電壓比較器與該最大容許操作電壓Vrefh比較；(c)於各個切換週期於該MOSFET 400之源極測得之Vfbl電壓值且透過一電壓比較器與該最小容許操作電壓Vrefl比較；(d)於各個切換週期於該MOSFET 400之源極測得之Vocp電壓值且透過一電壓比較器與一安全電壓值Vocp比較；及(e)用以決定該MOSFET 400之時鐘週期及切換時間週期之一或多個定時計數器。
使用該經描述之五個輸入，控制器電路300包含 一數位演算法(使用ASIC可規劃)以具現如下方程式(4)因而決定欲提供給該LED負載900之該電流ILED：
於該處Vfbm係基於方程式(2)計算。須瞭解該方法可應用至進送結構及推挽組態。
橫跨該LED負載900之電壓係基於VLED使用方程式(3)計算。
須瞭解方程式(3)之優點在於其許可電壓於一返馳結構計算而無需在該第二側自LED負載90、900之任何回授。此種配置或組態避免當使用隔離組態時光耦合器的使用。
於該等所描述實施例中之任一者或全部，輸入電壓VIN值可用以整形該輸入電流IIN。此點係使用VIN乘以一乘數變量α完成。乘數變量α可於各個時鐘週期藉該數位演算法調整。此點係基於下述事實，針對不同輸出功率，該電壓係乘以不同因數以獲得所需ILED。
該乘數變量α可儲存於ASIC用於電流IIN之調整。該乘數α值愈高，則電流IIN愈高。該乘數α也可用以固定比較器電壓Vrefl及Vrefh。
舉例言之，若乘數值α設定為1值，則電壓Vrefh及Vrefl設定以追蹤輸入電壓VIN及因而與來自AC總電源之該輸入信號同相位。此點為有用原因在於功率因數校正補償係由該ASIC控制器的系統演算法直接考慮。於一返馳結 構中該輸入電流被施加脈衝，該脈衝相對應於MOSFET 40、400導通時間。此等脈衝積分許可熟諳技藝人士計算輸入電流IIN。若此輸入電流IIN係與輸入A.C.信號同相位，則可達成高PFC值，例如0.98。
於另一個實施例中，替代VIN與IIN間之一線性關係，補償曲線可於α參數具現。二次項關係以數學式表示於方程式(5)。
VIN與IIN間之更高次冪關係亦屬可能。
此種補償曲線可儲存於該控制器30、300之一內部ROM。於若干組態中，該電流IIN係在該輸入AC主電壓之中心，於該處該電壓較高以獲得較佳功率因數，或依從其它電氣規格(例如，失真位準、電流之可接受漣波位準)，其在各個時鐘週期可由該數位演算法調整。
該乘數變量α之值可根據方程式(3隨該輸出電壓之改變而增減。
一個實施例為若α=2，則基於方程式(5)描繪之關係達成輸出電流之加倍。如此允許發明人補償輸入電壓變動，輸出負載及允許發明人具有調暗能力。
進一步須瞭解以升壓結構為例，方程式(3)可修改為：
於本發明之另一實施例中，該控制器30可用以具現以電壓為基礎之控制而非以電流為基礎之控制。更明確言之，方程式(3)及方程式(3a)可為電壓控制之主題。
所描述之實施例之非排它實施例應用中之部分可為如下：
i.用於電壓調節之隔離切換模式電源供應器(SMPS)。例如用於連結至總電源之標準隔離5V電源供應器；
ii.隔離電池充電器。因電壓及電流為已知值，驅動器可以隔離組態及無光耦合器用作為良好電池充電器。
iii.類比信號傳輸；及
iv.用於功率放大器之音訊信號傳輸。
熟諳技藝人士將瞭解前述發明並不限於所描述之實施例。更明確言之，不背離本發明之範圍可做出下列修改及改良：
●雖然實施例係參考LED負載90、900描述，但須瞭解該裝置可用以提供調節電流給其它型別之電氣負載包括膝上型電腦、電腦裝置等。
●該ASIC控制器電路30、300可具現具有一12-位元解。
熟諳技藝人士進一步須瞭解於前述各個實施例中討論的特徵及修改，除非另行明白表示否則並非替代例或取代例，可經組合以形成落入於所描述之發明之範圍內的又其它實施例。
10‧‧‧LED驅動器
20‧‧‧V.A.C總電源
30‧‧‧控制器電路
32、34‧‧‧ADC
40‧‧‧電子開關、MOSFET
90‧‧‧LED負載
ADC‧‧‧類比至數位轉換器
DAC‧‧‧數位至類比轉換器
DIM‧‧‧微暗
GND‧‧‧地電位
R1‧‧‧MOSFET源極電阻器
T1‧‧‧傳感器、變壓器
Vocp‧‧‧安全電壓
Vrefh‧‧‧最大操作電壓
Vrefl‧‧‧最小操作電壓

Claims (22)

  1. 一種用以提供調節電流給一電氣負載之裝置，該裝置包含：一電流控制器可於預定間隔(時鐘週期)操作以接收：i.一期望的輸入參考電壓；及ii.得自一電子開關之一回授電壓；其中該電流控制器係可操作以比較該回授電壓與該期望的輸入參考電壓，基於該電子開關在各個該等時鐘週期之切換關閉時間之計算提供已調節電流給該電氣負載，及在各個該等時鐘週期利用該回授電壓、該切換關閉時間、一導通時間及介於該導通時間至在該電子開關測得一最低回授電壓之間的一段期間，來決定該已調節電流；其中該切換關閉時間之該計算針對於正常操作條件下之該裝置係為可操作以達成一連續傳導模式(CCM)。
  2. 如請求項1之裝置，其中該電子開關為一金氧半場效電晶體(MOSFET)。
  3. 如請求項2之裝置，其中該回授電壓係在各個該等時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最大操作電壓Vrefh作比較。
  4. 如請求項2之裝置，其中該回授電壓係在各個該等時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器 與一最小操作電壓Vrefl作比較。
  5. 如請求項3之裝置，其中該回授電壓係在各個該等時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最小操作電壓Vrefl作比較。
  6. 如請求項2至5中任一項之裝置，其中該回授電壓係在各個該等時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一安全電壓值Vocp作比較。
  7. 如請求項5之裝置，其中針對一單一階段返馳轉換器組態，該電流控制器基於下列數學表示式決定該經調節之電流ILED 於該處T為各個該等時鐘週期之週期；TOFF為於各個該等時鐘週期之該關閉期間；R1為該MOSFET源極電阻器；Vfbh為於各個該等時鐘週期於該MOSFET之該源極測得之最高回授電壓；及Vfbm係基於下示數學表示式決定： 於該處TON為於各個切換週期該MOSFET導通時間，及TW為於各個切換週期自該MOSFET導通信號至該MOSFET之該源極測得的該最低回授電壓Vfbl之該時 間。
  8. 如請求項5之裝置，其中針對一單一階段進送結構、推挽組態或DC至DC滯後控制器，該電流控制器基於下列數學表示式決定該經調節之電流ILED 於該處R1為該MOSFET源極電阻器；Vfbh為於各個該等時鐘週期於該MOSFET之該源極測得之最高回授電壓；及Vfbm係基於下示數學表示式決定： 於該處TON為於各個切換週期該MOSFET導通時間，及TW為於各個切換週期自該MOSFET導通信號至該MOSFET之該源極測得的該最低回授電壓Vfbl之該時間。
  9. 如請求項7之裝置，其中橫跨該電氣負載之該電壓VLOAD係基於下示數學表示式決定 於該處NP為於該返馳轉換器組態中該傳感器(或變壓器)之一次繞組數目及NS為二次繞組數目。
  10. 如請求項8之裝置，其中橫跨該電氣負載之該電壓VLOAD 係基於下示數學表示式決定 於該處T為該時鐘週期之週期。
  11. 如請求項1至5及7至10中任一項之裝置，其中該輸入電壓VIN係用以基於下示數學表示式整形該輸入電流IIN I IN =αV IN 於該處α為一乘數。
  12. 一種用以提供經調節電流給一電氣負載之方法，該方法包含下列步驟：自一電流控制器接收一期望的輸入參考電壓；於預定間隔自一電子開關獲得一回授電壓；其中該電流控制器係可操作以比較該回授電壓與該期望的輸入參考電壓，基於在該預定間隔中之各者該電子開關之該關閉時間之計算，提供經調節電流給該電氣負載，並且在各個時鐘週期利用該回授電壓、該切換關閉時間、一導通時間及介於該導通時間至在該電子開關測得一最低回授電壓之間的一段期間，來決定該已調節電流；其中該關閉時間之計算針對於正常操作條件下之該裝置係為可操作以達成一連續傳導模式(CCM)。
  13. 如請求項12之方法，其中該電子開關為一MOSFET。
  14. 如請求項13之方法，其中該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最大操作電壓Vrefh作比較。
  15. 如請求項13之方法，其中該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最小操作電壓Vrefl作比較。
  16. 如請求項14之方法，其中該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一最小操作電壓Vrefl作比較。
  17. 如請求項13至16中任一項之方法，其中該回授電壓係在各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測量及透過一電壓比較器與一安全電壓值Vocp作比較。
  18. 如請求項16之方法，其中針對一單一階段返馳轉換器組態，該電流控制器基於下列數學表示式決定該經調節之電流I LED 於該處T為各個時鐘週期之週期；TOFF為於各個時鐘週期之該關閉期間；R1為該MOSFET源極電阻器；Vfbh為於各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測得之最高回授電壓；及Vfbm係基於下示數學表示式決定： 於該處TON為於各個切換週期該MOSFET導通時 間，及TW為於各個切換週期自該MOSFET導通信號至該MOSFET之該源極測得的該最低回授電壓Vfbl之該時間。
  19. 如請求項16之方法，其中針對一單一階段進送結構、推挽組態或DC至DC滯後控制器，該電流控制器基於下列數學表示式決定該經調節之電流ILED 於該處R1為該MOSFET源極電阻器；Vfbh為於各個時鐘週期於該MOSFET之該源極測得之最高回授電壓；及Vfbm係基於下示數學表示式決定： 於該處TON為於各個切換週期該MOSFET導通時間，及TW為於各個切換週期自該MOSFET導通信號至該MOSFET之該源極測得的該最低回授電壓Vfbl之該時間。
  20. 如請求項18之方法，其中橫跨該電氣負載之該電壓VLOAD係基於下示數學表示式決定 於該處NP為於該返馳轉換器組態中該傳感器(或變壓器)之一次繞組數目及NS為二次繞組數目。
  21. 如請求項19之方法，其中橫跨該電氣負載之該電壓VLOAD係基於下示數學表示式決定 於該處T為該時鐘週期之週期。
  22. 如請求項12至16及18至21中任一項之方法，其中該輸入電壓VIN係用以基於下示數學表示式整形該輸入電流IIN I IN =αV IN 於該處α為一乘數。
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