JP2015076922A - スイッチングコンバータおよびその制御回路、制御方法、それを用いた照明装置、電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】回路の高安定性と広い調光範囲を両立する。
【解決手段】検出抵抗Ｒ_ＣＳは、スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間に、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流の経路上に配置される。電流検出コンパレータ２０２は、検出抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下に応じた検出電圧Ｖ_ＣＳが基準電圧Ｖ_ＲＥＦに達するとアサートされるピーク電流検出信号Ｓ１を生成する。マスク回路２１０は、スイッチングトランジスタＭ１がオンしてからマスク時間Ｔ_ＭＳＫの間、電流検出コンパレータ２０２の比較結果を無効化する。駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベルに遷移させる。マスク回路２１０は、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間またはスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数に応じて、マスク時間Ｔ_ＭＳＫを変化させる。
【選択図】図３

Description

本発明は、スイッチングコンバータに関する。

直流電圧を昇圧もしくは降圧し、あるいは直流電圧と交流電圧を相互に変換するために、スイッチングコンバータが利用される。

スイッチングコンバータにはさまざまな形式が存在するが、そのなかに、負荷に流れる電流、および／または、スイッチングコンバータのスイッチング素子に流れる電流を検出し、検出した電流値が所定値に安定するようにフィードバックにより定電流制御を行うものがある。

図１は、本発明者らが検討した降圧型のスイッチングコンバータの回路図である。スイッチングコンバータ１００ｒは、図示しない電源から、入力電圧Ｖ_ＩＮを受け、それを降圧することにより負荷５０２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給するとともに、負荷５０２に流れる電流（負荷電流あるいは駆動電流という）Ｉ_ＬＥＤを目標値Ｉ_ＲＥＦに安定化させる。たとえば負荷５０２は、発光ダイオード（ＬＥＤ）ストリングであり、スイッチングコンバータ１００ｒは、ＬＥＤストリングの目標輝度に応じて、負荷電流Ｉ_ＬＥＤの目標電流値Ｉ_ＲＥＦに設定する。

スイッチングコンバータ１００ｒは、出力回路１０２および制御回路２００ｒを備える。出力回路１０２は、平滑キャパシタＣ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、コイルＬ_Ｐ、補助コイルＬ_ＺＴ、および検出抵抗Ｒ_Ｃｓを備える。

スイッチングトランジスタＭ１のオン期間において、検出抵抗Ｒ_Ｃｓには、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流が流れる。制御回路２００ｒの電流検出（ＣＳ）端子には、検出抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下（検出電圧）Ｖ_ＣＳがフィードバックされる。

制御回路２００は、電流検出コンパレータ２０２、ゼロクロス検出回路２０４、駆動ロジック部２０６、ドライバ２０８を備える。

図２は、図１のスイッチングコンバータ１００ｒの動作波形図である。

スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間（オン期間）、出力電流Ｉ_ＯＵＴはスイッチングトランジスタＭ１を流れる電流Ｉ_Ｍ１に相当し、負荷５０２、コイルＬ_Ｐ、スイッチングトランジスタＭ１および検出抵抗Ｒ_ＣＳを経由して流れる。出力電流Ｉ_ＯＵＴの増大にともない、検出電圧Ｖ_ＣＳが上昇する。電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧Ｖ_ＣＳを、目標電流値Ｉ_ＲＥＦに対応して設定された目標電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、検出電圧Ｖ_ＣＳが目標電圧Ｖ_ＲＥＦに達すると、つまり出力電流Ｉ_ＯＵＴがピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫ（＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_ＣＳ）に達すると、ピーク電流検出信号Ｓ１をアサート（たとえばハイレベル）する。オン期間において、トランスＴ１に蓄えられるエネルギーが増大する。

駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベル（たとえばローレベル）に遷移させる。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２に応じて、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。

スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、出力電流Ｉ_ＯＵＴは整流ダイオードＤ１に流れる電流Ｉ_Ｄ１に相当し、負荷５０２、トランスＴ１の１次コイルＬ_Ｐ、および整流ダイオードＤ１を経由して流れる。オフ時間の経過にともない、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが減少していき、出力電流Ｉ_ＯＵＴは減少していく。

補助コイルＬ_ＺＴは、メインコイルＬ_Ｐと結合されており、トランスＴ１が形成される。制御回路２００ｒのゼロクロス検出（ＺＴ）端子には、補助コイルＬ_ＺＴの電圧Ｖ_ＺＴが入力される。ゼロクロス検出回路２０４は、補助コイルＬｚの電圧Ｖ_ＺＴにもとづいて、トランスＴ１の１次コイルＬ_Ｐに流れる出力電流Ｉ_ＯＵＴがゼロになったこと（ゼロクロス）を検出し、ゼロクロス検出信号Ｓ３をアサートする。

駆動ロジック部２０６は、ゼロクロス検出信号Ｓ３がアサートされると、パルス信号Ｓ２を、スイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移させる。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２に応じて、スイッチングトランジスタＭ１をオンする。

制御回路２００ｒは、以上の動作を繰り返す。負荷電流Ｉ_ＬＥＤは、出力電流Ｉ_ＯＵＴを平滑キャパシタＣ１により平滑化された電流となり、そのときの目標電流値Ｉ_ＲＥＦは、Ｉ_ＰＥＡＫ／２となる。

特開２００３−１５３５２９号公報 特開２００４−４７５３８号公報

図２に示すように、ドライバ２０８の出力パルス信号Ｓ_ＯＵＴがオンレベルに遷移した直後、検出電圧Ｖ_ＣＳはサージノイズの影響で大きく跳ね上がる。このスパイクノイズにより、出力電流Ｉ_ＯＵＴがピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫに達していないにもかかわらず、電流検出コンパレータ２０２の出力（ピーク電流検出信号）Ｓ１がアサートされるのを防止するために、スイッチングトランジスタＭ１がオンした直後、所定の長さを有するマスク時間Ｔ_ＭＳＫが設定され、マスク時間Ｔ_ＭＳＫの間、電流検出コンパレータ２０２による比較結果が無効化される。これをリーディングエッジブランキングＬＥＢとも称する。

本発明は、図１のスイッチングコンバータ１００ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
スイッチングトランジスタＭ１がオンした直後に検出電圧Ｖ_ＣＳに発生するスパイクノイズの幅、あるいは振幅は、スイッチングトランジスタＭ１の寄生容量、トランスＴ１の１次コイルＬ_Ｐのインダクタンス、平滑キャパシタＣ１の容量、入力電圧Ｖ_ＩＮのレベルなどに応じて変化する。

マスク時間Ｔ_ＭＳＫを短くし過ぎた場合、ノイズによりピーク電流検出信号Ｓ１が誤ってアサートされる可能性が高まり、負荷電流Ｉ_ＬＥＤが設定した電流量から逸脱したり、スイッチングコンバータ１００ｒの動作が不安定になり、ちらつきが発生するという問題がある。

反対にマスク時間Ｔ_ＭＳＫをマージンを考慮して長く設定すると、誤検出のリスクは低減できるが、パルス信号Ｓ２のパルス幅（デューティ比）の最小値（最小オン時間）が長くなる。このことは、ピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫをあるレベルより低く設定できないことを意味し、負荷電流Ｉ_ＬＥＤの目標値Ｉ_ＲＥＦの下限値が制約を受ける。つまり調光範囲が狭くなる。

すなわち従来では、回路の安定性と調光範囲のトレードオフを考慮して、マスク時間Ｔ_ＭＳＫを設定する必要があり、プラットフォームに応じて、回路の安定性と調光範囲のいずれかが犠牲となっていた。

なおかかる課題は、ＬＥＤ以外の負荷においても生じうる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、回路の高安定性と広い調光範囲を両立可能なスイッチングコンバータの提供にある。

本発明のある態様は、スイッチングコンバータの制御回路に関する。スイッチングコンバータの出力回路は、少なくとも、スイッチングトランジスタと、コイルと、スイッチングトランジスタがオンの期間に、スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、を備える。制御回路は、検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、検出電圧が基準電圧に達するとアサートされるピーク電流検出信号を生成する電流検出コンパレータと、スイッチングトランジスタがオンしてからマスク時間の間、電流検出コンパレータの比較結果を無効化するマスク回路と、スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成する駆動ロジック部であって、ピーク電流検出信号がアサートされると、パルス信号をスイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させる駆動ロジック部と、パルス信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、スイッチングトランジスタのオン時間またはスイッチングトランジスタのスイッチング周波数に応じてマスク時間を変化させるマスク時間設定部と、を備える。

スイッチングトランジスタＭ１がオンした直後に検出電圧Ｖ_ＣＳに発生するスパイクノイズの幅、あるいは振幅は、スイッチングトランジスタＭ１の寄生容量、トランスＴ１の１次コイルＬ_Ｐのインダクタンス、平滑キャパシタＣ１の容量、入力電圧Ｖ_ＩＮのレベルなどのパラメータに依存するが、それと同時に、スイッチングトランジスタのオン時間、あるいはそのスイッチング周波数も、それらのパラメータに依存する。この態様によれば、それらのパラメータに応じた適切なマスク時間を設定できるため、回路の高安定性と広い調光範囲を両立できる。

マスク時間設定部は、パルス信号が、スイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルをとるオン時間を測定するタイマー回路と、測定されたオン時間に、所定の係数α（０＜α＜１）を乗算し、マスク時間を計算する演算部と、を含んでもよい。

制御回路は、スイッチングトランジスタがオフの期間に、コイルに流れる電流がゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出回路をさらに備えてもよい。駆動ロジック部は、ゼロクロス検出信号がアサートされると、パルス信号をスイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルに遷移させてもよい。

スイッチングコンバータは、コイルと結合された補助コイルをさらに備えてもよい。ゼロクロス検出回路は、補助コイルの電圧にもとづいて、ゼロクロス検出信号を生成してもよい。

スイッチングコンバータは、補助コイルとともにコンバータを形成する補助キャパシタおよび補助ダイオードをさらに備えてもよい。制御回路の電源端子には、補助キャパシタの電圧が供給されてもよい。

スイッチングコンバータの負荷は発光素子を含んでもよい。制御回路は、発光素子の輝度を指示する制御信号にもとづいて、基準電圧を設定するピーク電流設定部をさらに備えてもよい。

スイッチングコンバータは、バックコンバータであってもよい。

スイッチングコンバータの負荷の一端には入力電圧が印加され、負荷の他端にはスイッチングコンバータの出力電圧が印加されてもよい。

スイッチングコンバータの負荷の一端には接地電圧が印加され、負荷の他端にはスイッチングコンバータの出力電圧が印加されてもよい。

スイッチングコンバータは、フライバックコンバータであってもよい。

スイッチングコンバータは、フォワードコンバータであってもよい。

制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

本発明の別の態様は、スイッチングコンバータに関する。スイッチングコンバータは、上述の制御回路を含む。

本発明の別の態様は、照明装置に関する。照明装置は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含む発光部と、商用交流電圧を平滑整流する整流回路と、整流回路により平滑整流された直流電圧を入力電圧として受け、発光部を負荷とするスイッチングコンバータと、を備える。スイッチングコンバータは、上述の制御回路と、を備える。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルを裏面から照射するバックライトである上述の照明装置と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、回路の高安定性と広い調光範囲を両立できる。

本発明者らが検討した降圧型のスイッチングコンバータの回路図である。 図１のスイッチングコンバータの動作波形図である。 実施の形態に係るスイッチングコンバータの構成を示す回路図である。 図３のマスク時間設定部の構成例を示すブロック図である。 図３のスイッチングコンバータの動作波形図である。 図３のスイッチングコンバータを用いた照明装置のブロック図である。 図７（ａ）〜（ｂ）は、照明装置の具体例を示す図である。 図８（ａ）、（ｂ）は、スイッチングコンバータの別の構成例を示す回路図である。 図９（ａ）、（ｂ）は、スイッチングコンバータのさらに別の構成例を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続」された状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係るスイッチングコンバータ１００の構成を示す回路図である。スイッチングコンバータ１００は、出力回路１０２および制御回路２００を備える。図３のスイッチングコンバータ１００は、降圧型のバックコンバータである。負荷５０２の一端には入力電圧Ｖ_ＯＵＴが印加されており、スイッチングコンバータ１００は、入力電圧Ｖ_ＩＮを降圧して出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成し、負荷５０２の他端に供給する。負荷５０２の両端間には、駆動電圧Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴが供給される。

負荷５０２は、定電流駆動すべきデバイスであり、スイッチングコンバータ１００は、負荷５０２に流れる電流を、目標量に安定化する。たとえば負荷５０２は、直列に接続された複数の発光素子（ＬＥＤ）を含むＬＥＤストリングであってもよい。スイッチングコンバータ１００は、負荷５０２に流れる電流Ｉ_ＬＥＤを、目標となる輝度に応じた目標電流Ｉ_ＲＥＦに安定化する。

出力回路１０２は、平滑キャパシタＣ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗Ｒ_ＣＳ、コイル_ＬＰ、を備える。平滑キャパシタＣ１の一端は入力ライン１０４と接続され、その他端は出力ライン１０６と接続される。

コイルＬ_Ｐの一端は出力ライン１０６と接続され、その他端はスイッチングトランジスタＭ１と接続される。検出抵抗Ｒ_ＣＳは、スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間に、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_Ｍ１の経路上に配置される。整流ダイオードＤ１のカソードは入力ライン１０４と接続され、そのアノードはコイルＬ_ＰとスイッチングトランジスタＭ１の接続点と接続される。

補助コイルＬ_ＺＴは、コイルＬ_Ｐと結合され、トランスＴ１を構成する。補助コイルＬ_ＺＴ、補助ダイオードＤ２、補助キャパシタＣ２は、第２のコンバータを形成しており、制御回路２００に対する電源電圧Ｖ_ＣＣを生成する。

制御回路２００は、ひとつの半導体基板に一体集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）であり、出力（ＯＵＴ）端子、電流検出（ＣＳ）端子、補助（ＺＴ）端子、電源（ＶＣＣ）端子、調光端子ＤＩＭ、接地（ＧＮＤ）端子を有する。

ＧＮＤ端子は接地され、ＶＣＣ端子には、電源電圧Ｖ_ＣＣが供給される。ＯＵＴ端子は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続され、ＣＳ端子には、検出抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下に応じた検出電圧Ｖ_ＣＳが入力される。ＤＩＭ端子には、負荷５０２の輝度を指示する制御信号Ｓ_ＤＩＭが入力される。ＺＴ端子には、補助コイルＬ_ＺＴの一端の電圧Ｖ_ＺＴが入力される。

制御回路２００は、電流検出コンパレータ２０２、ゼロクロス検出回路２０４、駆動ロジック部２０６、ドライバ２０８、マスク回路２１０、マスク時間設定部２１２、ピーク電流設定部２１４、Ｄ／Ａコンバータ２１６を備える。

電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧Ｖ_ＣＳを基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、比較結果に応じたピーク電流検出信号Ｓ１を生成する。電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧Ｖ_ＣＳが基準電圧Ｖ_ＲＥＦに達すると、ピーク電流検出信号Ｓ１をアサート（たとえばハイレベル）する。マスク回路２１０は、リーディングエッジブランキングのために設けられ、スイッチングトランジスタＭ１がオンしてからマスク時間Ｔ_ＭＳＫの間、電流検出コンパレータ２０２の比較結果、すなわちピーク電流検出信号Ｓ１を無効化する。

ゼロクロス検出回路２０４は、スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間に、コイルＬ_Ｐに流れる電流Ｉ_Ｐがゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号Ｓ３を生成する。たとえばゼロクロス検出回路２０４は、ＺＴ端子の電圧Ｖ_ＺＴを、所定のしきい値電圧Ｖ_ＺＥＲＯと比較するコンパレータを含み、Ｖ_ＺＴがＶ_ＺＥＲＯより低くなると、ゼロクロス検出信号Ｓ３をアサートしてもよい。

駆動ロジック部２０６は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフを指示するパルス信号Ｓ２を生成する。駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベル（たとえばローレベル）に遷移させる。また駆動ロジック部２０６は、ゼロクロス検出信号Ｓ３がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移させる。

駆動ロジック部２０６は、セット端子にゼロクロス検出信号Ｓ３が、リセット端子にピーク電流検出信号Ｓ１が入力されたＲＳフリップフロップ２２０で構成してもよい。なお駆動ロジック部２０６の構成は特に限定されない。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

マスク時間設定部２１２は、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮまたはスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数ｆに応じて、マスク時間Ｔ_ＭＳＫを変化させる。

図４は、図３のマスク時間設定部２１２の構成例を示すブロック図である。マスク時間設定部２１２は、タイマー回路２３０および演算部２３２を備える。タイマー回路２３０には、パルス信号Ｓ２あるいはドライバ２０８の出力信号が入力される。タイマー回路２３０は、パルス信号Ｓ２が、スイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベルをとるオン時間Ｔ_ＯＮを測定する。演算部２３２は、測定されたオン時間Ｔ_ＯＮに、所定の係数α（０＜α＜１）を乗算し、マスク時間Ｔ_ＭＳＫを計算する。たとえばα＝０．５程度に設定してもよい。タイマー回路２３０は、パルス信号Ｓ２のオン時間を、オシレータ２３４が生成するクロックＣＬＫを用いてカウントするカウンタであってもよい。
Ｔ_ＭＳＫ＝Ｔ_ＯＮ×α

たとえばマスク時間Ｔ_ＭＳＫは、直前に測定されたオン時間Ｔ_ＯＮにもとづいて計算してもよいし、過去数回分のオン時間Ｔ_ＯＮを平均した値にもとづいて計算してもよい。

図３に戻る。ピーク電流設定部２１４は、制御信号Ｓ_ＤＩＭにもとづいて、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを設定する。たとえばピーク電流設定部２１４は、制御信号Ｓ_ＤＩＭに比例するデジタルデータＤ_ＲＥＦを生成する。Ｄ／Ａコンバータ２１６は、デジタルデータＤ_ＲＥＦをアナログの基準電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する。

以上がスイッチングコンバータ１００の構成である。続いてその動作を説明する。
図５は、図３のスイッチングコンバータ１００の動作波形図である。図５において、３つの期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３ではそれぞれ、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数（スイッチング周期）およびオン時間Ｔ_ＯＮが異なっている。各期間において、マスク時間Ｔ_ＭＳＫは、対応するオン時間Ｔ_ＯＮにもとづいて調節されている。

マスク時間Ｔ_ＭＳＫ内にノイズの影響でピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされても、マスク回路２１０によって除去され、正しいピーク電流検出信号Ｓ１’が生成される。

図３のスイッチングコンバータ１００の利点は、図１のスイッチングコンバータ１００ｒとの対比によって明確となる。

上述のように、図１のスイッチングコンバータ１００ｒではマスク時間Ｔ_ＭＳＫが固定されており、それを短くすれば輝度や回路動作が不安定となり、それを長くすると、最小デューティ比が大きくなり、調光範囲が狭められる。

スイッチングトランジスタＭ１がオンした直後に検出電圧Ｖ_ＣＳに発生するスパイクノイズの波形、つまり幅や振幅は、スイッチングトランジスタＭ１の寄生容量、トランスＴ１の１次コイルＬ_Ｐのインダクタンス、平滑キャパシタＣ１の容量、入力電圧Ｖ_ＩＮのレベルなどのパラメータに依存するが、それと同時に、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮ、あるいはそのスイッチング周波数ｆも、それらのパラメータに依存する。したがって、図３のスイッチングコンバータ１００によれば、マスク時間Ｔ_ＭＳＫをスイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮに追従させることにより、それらのパラメータに最適なマスク時間Ｔ_ＭＳＫを実現できる。これにより、回路の高い安定性と、幅広い調光範囲を実現することができる。

続いて、スイッチングコンバータ１００の用途を説明する。図６は、図３のスイッチングコンバータ１００を用いた照明装置５００のブロック図である。照明装置５００は、負荷５０２である発光部、スイッチングコンバータ１００に加えて、整流回路５０４、平滑コンデンサ５０６、マイコン５０８を備える。整流回路５０４および平滑コンデンサ５０６は、商用交流電圧Ｖ_ＡＣを整流平滑化し、直流電圧Ｖ_ＤＣに変換する。マイコン５０８は、負荷５０２の輝度を指示する制御信号Ｓ_ＤＩＭを生成する。スイッチングコンバータ１００は、直流電圧Ｖ_ＤＣを入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、制御信号Ｓ_ＤＩＭに応じた駆動電流Ｉ_ＬＥＤを負荷５０２に供給する。

図７（ａ）〜（ｂ）は、照明装置５００の具体例を示す図である。図７（ａ）〜（ｃ）にはすべての構成要素が示されているわけではなく、一部は省略されている。図７（ａ）の照明装置５００ａは、直管型ＬＥＤ照明である。負荷５０２であるＬＥＤストリングを構成する複数のＬＥＤ素子は、基板５１０上にレイアウトされる。基板５１０には、整流回路５０４や制御回路２００、出力回路１０２などが実装される。

図７（ｂ）の照明装置５００ｂは、電球型ＬＥＤ照明である。負荷５０２であるＬＥＤモジュールは、基板５１０上に実装される。制御回路２００や整流回路５０４は、照明装置５００ｂの筐体の内部に実装される。

図７（ｃ）の照明装置５００ｃは、液晶ディスプレイ装置６００に内蔵されるバックライトである。照明装置５００ｃは、液晶パネル６０２の背面を照射する。

あるいは照明装置５００は、シーリングライトに利用することも可能である。このように、図６の照明装置５００はさまざまな用途に利用可能である。

実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。

（変形例１）
実施の形態では、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮを測定し、マスク時間Ｔ_ＭＳＫに反映させる場合を説明したが、本発明はそれには限定されない。オン時間Ｔ_ＯＮに代えて、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数ｆ、言い換えればスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期を測定し、マスク時間Ｔ_ＯＮに反映させてもよい。あるいはスイッチングトランジスタＭ１のオフ時間Ｔ_ＯＦＦを測定し、マスク時間Ｔ_ＭＳＫに反映させてもよい。

（変形例２）
実施の形態では、オン時間Ｔ_ＯＮに、マスク時間Ｔ_ＭＳＫを比例させる場合を説明したが本発明はそれには限定されない。たとえば測定されたオン時間Ｔ_ＯＮから、所定時間を減じてマスク時間Ｔ_ＭＳＫを設定してもよい。

（変形例３）
スイッチングコンバータ１００のトポロジーは、図３のそれには限定されない。図８（ａ）、（ｂ）は、スイッチングコンバータ１００の別の構成例を示す回路図である。図８（ａ）のスイッチングコンバータ１００ａは、フライバックコンバータである。トランスＴ２は、１次コイルＬ_Ｐおよび２次コイルＬ_Ｓを有する。整流ダイオードＤ１および負荷５０２は、２次側に配置される。

図８（ｂ）のスイッチングコンバータ１００ｂは、図３と同様にバックであるが、負荷５０２の一端には接地電圧が印加され、負荷５０２の他端にはスイッチングコンバータ１００ｂの出力電圧Ｖ^ＯＵＴが印加される。制御回路２００のＧＮＤ端子は、検出抵抗Ｒ_ＣＳとトランスＴ_Ｐの１次コイルＬ_Ｐの接続点と接続され、制御回路２００のＣＳ端子は、検出抵抗Ｒ_ＣＳとスイッチングトランジスタＭ１の接続点と接続される。この構成では、制御回路２００の接地電圧は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングにともなって変動する。

図９（ａ）、（ｂ）は、スイッチングコンバータ１００のさらに別の構成例を示す回路図である。図９（ａ）のスイッチングコンバータ１００ｃは、フォワードコンバータである。出力回路１０２ｃは、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗Ｒ_ＣＳ、トランスＴ４、整流ダイオードＤ１、Ｄ３、インダクタＬ２、平滑キャパシタＣ１を含む。

図９（ｂ）のスイッチングコンバータ１００ｄは、昇圧型のバックコンバータである。

このように、スイッチングコンバータの形式は特に限定されず、その他のさまざまなトポロジーを採用しうる。たとえばパルストランスを介してスイッチングトランジスタＭ１を駆動する形式、ハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路を用いてコイルＬ_Ｐもしくはトランスを駆動する形式などが採用しうる。

（変形例４）
制御回路２００の変調方式も、実施の形態で説明したそれには限定されない。
たとえば実施の形態では、スイッチングコンバータを連続モードと不連続モードの境界、すなわちコイル電流のボトムがゼロとなる臨界モードで動作させる場合を説明した。そのために、出力回路１０２のコイルＬ_Ｐ（あるいはトランス）に蓄えられるエネルギーがゼロとなったことを検出するために、補助コイルＬ_ＺＴのゼロクロスを検出する方式を説明したが、その他の方式を採用してもよい。
あるいは、臨界モードではなく、連続モード、あるいは不連続モードで動作させる変調器を採用してもよい。たとえば、所定の周期ごとにスイッチングトランジスタＭ１をオンする方式を採用してもよし、出力電圧あるいは出力電流と、その目標値との誤差を増幅する誤差増幅器を用いる形式などを採用してもよい。

（変形例５）
実施の形態では、負荷５０２がＬＥＤストリングである場合を説明したが、負荷の種類は特に限定されない。
（変形例６）
本実施の形態において、ロジック回路のハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎないことはいうまでもなく、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められることはいうまでもない。

１００…スイッチングコンバータ、１０２…出力回路、１０４…入力ライン、１０６…出力ライン、Ｃ１…平滑キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｔ１…トランス、Ｌ_Ｐ…コイル、Ｌ_ＺＴ…補助コイル、Ｒ_ＣＳ…検出抵抗、２００…制御回路、２０２…電流検出コンパレータ、２０４…ゼロクロス検出回路、２０６…駆動ロジック部、２０８…ドライバ、２１０…マスク回路、２１２…マスク時間設定部、２１４…ピーク電流設定部、２１６…Ｄ／Ａコンバータ、２３０…タイマー回路、２３２…演算部、Ｓ１…ピーク電流検出信号、Ｓ２…パルス信号、Ｓ３…ゼロクロス検出信号、５００…照明装置、５０２…負荷、５０４…整流回路、５０６…平滑コンデンサ、５０８…マイコン、５１０…基板。

Claims (16)

1. スイッチングコンバータの制御回路であって、
   前記スイッチングコンバータは、少なくとも、
   スイッチングトランジスタと、
   コイルと、
   前記スイッチングトランジスタがオンの期間に、前記スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   前記検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧が前記基準電圧に達するとアサートされるピーク電流検出信号を生成する電流検出コンパレータと、
   前記スイッチングトランジスタがオンしてからマスク時間の間、前記電流検出コンパレータの比較結果を無効化するマスク回路と、
   前記スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成する駆動ロジック部であって、前記ピーク電流検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させる駆動ロジック部と、
   前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
   前記スイッチングトランジスタのオン時間または前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数に応じて前記マスク時間を変化させるマスク時間設定部と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記マスク時間設定部は、
   前記パルス信号が、前記スイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルをとるオン時間を測定するタイマー回路と、
   測定された前記オン時間に、所定の係数α（０＜α＜１）を乗算し、前記マスク時間を計算する演算部と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタがオフの期間に、前記コイルに流れる電流がゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出回路をさらに備え、
   前記駆動ロジック部は、前記ゼロクロス検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルに遷移させることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
4. 前記スイッチングコンバータは、前記コイルと結合された補助コイルをさらに備え、
   前記ゼロクロス検出回路は、前記補助コイルの電圧にもとづいて、前記ゼロクロス検出信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
5. 前記スイッチングコンバータは、前記補助コイルとともにコンバータを構成する補助キャパシタおよび補助ダイオードをさらに備え、
   前記制御回路の電源端子には、前記補助キャパシタの電圧が供給されることを特徴とする請求項４に記載の制御回路。
6. 前記スイッチングコンバータの負荷は発光素子を含み、
   前記制御回路は、前記発光素子の輝度を指示する制御信号にもとづいて、前記基準電圧を設定するピーク電流設定部をさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
7. 前記スイッチングコンバータは、バックコンバータであることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
8. 前記スイッチングコンバータの負荷の一端には入力電圧が印加され、前記負荷の他端には前記スイッチングコンバータの出力電圧が印加されることを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
9. 前記スイッチングコンバータの負荷の一端には接地電圧が印加され、前記負荷の他端には前記スイッチングコンバータの出力電圧が印加されることを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
10. 前記スイッチングコンバータは、フライバックコンバータであることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
11. 前記スイッチングコンバータは、フォワードコンバータであることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
12. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載の制御回路。
13. 請求項１から１２のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
14. 直列に接続された複数の発光ダイオードを含む発光部と、
    商用交流電圧を平滑整流する整流回路と、
    前記整流回路により平滑整流された直流電圧を入力電圧として受け、前記発光部を負荷とするスイッチングコンバータと、
    を備え、
    前記スイッチングコンバータは、請求項１から１２のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とする照明装置。
15. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルを裏面から照射するバックライトである請求項１４に記載の照明装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
16. スイッチングコンバータの制御方法であって、
    前記スイッチングコンバータは、少なくとも、
    スイッチングトランジスタと、
    コイルと、
    前記スイッチングトランジスタがオンの期間に、前記スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、
    を備え、
    前記制御方法は、
    前記検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧が前記基準電圧に達するとピーク電流検出信号をアサートするステップと、
    前記スイッチングトランジスタがオンしてからマスク時間の間、前記ピーク電流検出信号のアサートを無効化するステップと、
    前記スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するステップであって、前記ピーク電流検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させるステップと、
    前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するステップと、
    前記スイッチングトランジスタのオン時間または前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数に応じて前記マスク時間を変化させるステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。

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