JP2015076923A - スイッチングコンバータおよびその制御回路、制御方法、それを用いた照明装置、電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷の変動ばらつきの影響を低減し、負荷に安定した駆動電流を供給可能なスイッチングコンバータを提供する。
【解決手段】電流検出コンパレータ２０２は、検出抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下に応じた検出電圧Ｖ_ＣＳを基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、検出電圧Ｖ_ＣＳが基準電圧Ｖ_ＲＥＦに達するとアサートされるピーク電流検出信号Ｓ１を生成する。駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベルに遷移させる。基準電圧設定部２４０は、トランスＴ１の２次コイルＬ_Ｓに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期Ｔを測定し、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを、
Ｖ_ＲＥＦ＝Ｋ×Ｔ／Ｔ_ＲＥＣＴ
にしたがって設定する。Ｋは係数である。
【選択図】図３

Description

本発明は、スイッチングコンバータに関する。

直流電圧を昇圧もしくは降圧し、あるいは直流電圧と交流電圧を相互に変換するために、スイッチングコンバータが利用される。

スイッチングコンバータにはさまざまな形式が存在するが、そのなかに、負荷に流れる電流、および／または、スイッチングコンバータのスイッチング素子に流れる電流を検出し、検出した電流値が所定値に安定するようにフィードバックにより定電流制御を行うものがある。

図１は、本発明者らが検討したフライバック方式のスイッチングコンバータの回路図である。スイッチングコンバータ１００ｒは、図示しない電源から、入力電圧Ｖ_ＩＮを受け、それを降圧することにより負荷５０２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給するとともに、負荷５０２に流れる電流（負荷電流あるいは駆動電流という）Ｉ_ＬＥＤをその目標値Ｉ_ＲＥＦに安定化させる。たとえば負荷５０２は、発光ダイオード（ＬＥＤ）ストリングであり、スイッチングコンバータ１００ｒは、ＬＥＤストリングの目標輝度に応じて、負荷電流Ｉ_ＬＥＤの目標電流値Ｉ_ＲＥＦに設定する。

スイッチングコンバータ１００ｒは、出力回路１０２および制御回路２００ｒを備える。出力回路１０２は、平滑キャパシタＣ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、コイルＬ_Ｐ、補助コイルＬ_ＺＴ、および検出抵抗Ｒ_Ｃｓを備える。

スイッチングトランジスタＭ１のオン期間において、検出抵抗Ｒ_Ｃｓには、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流が流れる。制御回路２００ｒの電流検出（ＣＳ）端子には、検出抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下（検出電圧）Ｖ_ＣＳがフィードバックされる。

補助コイルＬ_ＺＴに生ずる電圧Ｖ_ＺＴは、抵抗分圧された後、制御回路２００ｒのＺＴ端子に入力される。

制御回路２００は、電流検出コンパレータ２０２、ゼロクロス検出回路２０４、駆動ロジック部２０６、ドライバ２０８を備える。

図２は、図１のスイッチングコンバータ１００ｒの動作波形図である。

スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間（オン期間）、トランスＴ１の１次コイルＬ_Ｐ、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗Ｒ_ＣＳを経由して電流（１次電流）Ｉ_Ｐが流れる。１次電流Ｉ_Ｐは時間とともに増大し、それに応じて検出電圧Ｖ_ＣＳが上昇する。電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧Ｖ_ＣＳを、目標電流値Ｉ_ＲＥＦに対応して設定された目標電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、検出電圧Ｖ_ＣＳが目標電圧Ｖ_ＲＥＦに達すると、つまり電流Ｉ_Ｐがピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫ（＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_ＣＳ）に達すると、ピーク電流検出信号Ｓ１をアサート（たとえばハイレベル）する。オン期間において、トランスＴ１に蓄えられるエネルギーが増大する。オン期間の間、トランスＴ２の２次コイルＬ_Ｓには電流が流れない。

駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベル（たとえばローレベル）に遷移させる。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２に応じて、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。

スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間Ｔ_ＯＦＦ、トランスＴ１の２次コイルＬ_Ｓに流れる電流（２次電流という）Ｉ_Ｓは時間ともに減少し、これにともない電圧Ｖ_ＺＴも低下していく。ゼロクロス検出回路２０４は、補助コイルＬｚの電圧Ｖ_ＺＴをゼロ付近に設定されたしきい値電圧Ｖ_ＺＲＯと比較することにより、２次電流Ｉ_Ｓがゼロになったこと（ゼロクロス）を検出し、ゼロクロス検出信号Ｓ３をアサートする。

駆動ロジック部２０６は、ゼロクロス検出信号Ｓ３がアサートされると、パルス信号Ｓ２を、スイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移させる。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２に応じて、スイッチングトランジスタＭ１をオンする。

制御回路２００ｒは、以上の動作を繰り返す。負荷電流Ｉ_ＬＥＤは、２次電流Ｉ_Ｓを平滑キャパシタＣ１により平滑化された電流となり、したがって以下の式（１）で与えられる。
Ｉ_ＬＥＤ＝１／２×Ｉ_ＰＥＡＫ’×Ｔ_ＯＦＦ／Ｔ …（１）
Ｉ_ＰＥＡＫ’は２次電流Ｉ_Ｓのピークであり、Ｔは、スイッチング周期Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦである。式（１）を書き換えると式（２）を得る。ただし整流ダイオードＤ１の順方向電圧は無視した。
Ｉ_ＬＥＤ＝Ｉ_ＰＥＡＫ ^２×Ｌ_Ｓ／Ｖ_ＯＵＴ …（２）

特開２００３−１５３５２９号公報 特開２００４−４７５３８号公報

式（２）から明らかなように、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴつまり負荷５０２の順方向電圧に依存する。つまり図１のスイッチングコンバータ１００ｒでは、ＬＥＤストリングの順方向電圧のばらつきによって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが変化するという問題がある。また駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、トランスＴ１の２次コイルＬ_Ｓのインダクタンスのばらつきの影響も受ける。

この問題を解決するために、負荷５０２と直列に、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの検出用の抵抗を設け、その抵抗の電圧降下を制御回路２００ｒにフィードバックし、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標値と一致するように制御を行う方法が考えられる。しかしながら、１次側と２次側の絶縁が要求されるアプリケーションでは、２次側の検出電圧を１次側にフィードバックするために、フォトカプラやシャントレギュレータなどが必要となり、コストが増大するという問題がある。

なおかかる問題は、ＬＥＤ以外の負荷においても生じうる。すなわち任意の負荷において、そのインピーダンスが変動し、あるいはばらつくと、同じ負荷電流が流れるときの負荷の両端間の電圧降下（出力電圧Ｖ_ＯＵＴ）が変化するため、負荷電流Ｉ_ＬＥＤが変化するという問題が生ずる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、負荷の変動、ばらつきの影響を低減し、負荷に安定した駆動電流を供給可能なスイッチングコンバータの提供にある。

本発明のある態様は、フライバック方式のスイッチングコンバータの制御回路に関する。スイッチングコンバータは、少なくとも、１次コイルおよび２次コイルを有するトランスと、１次コイルと接続されたスイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタがオンの期間に、スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、を備える。制御回路は、検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、検出電圧が基準電圧に達するとアサートされるピーク電流検出信号を生成する電流検出コンパレータと、スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成する駆動ロジック部であって、ピーク電流検出信号がアサートされると、パルス信号をスイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させる駆動ロジック部と、パルス信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔを測定し、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを、Ｖ_ＲＥＦ＝Ｋ×Ｔ／Ｔ_ＲＥＣＴ（ただしＫは実数の係数）にしたがって設定する基準電圧設定部と、を備える。

この態様によると、２次コイルの電流を監視、検出することなく、負荷に供給される駆動電流を安定化することができる。

制御回路は、スイッチングトランジスタがオフの期間に、トランスの２次コイルに流れる電流がゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出回路をさらに備えてもよい。駆動ロジック部は、ゼロクロス検出信号がアサートされると、パルス信号をスイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルに遷移させてもよい。

スイッチングコンバータは、トランスと結合された補助コイルをさらに備えてもよい。ゼロクロス検出回路は、補助コイルの電圧にもとづいて、ゼロクロス検出信号を生成してもよい。

基準電圧設定部は、ピーク電流検出信号とゼロクロス検出信号にもとづき、２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔを測定してもよい。

基準電圧設定部は、パルス信号にもとづき、２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔを測定してもよい。

スイッチングコンバータの負荷は発光素子を含んでもよい。基準電圧設定部は、発光素子の輝度を指示する制御信号にもとづいて、係数Ｋを設定してもよい。

制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

本発明の別の態様は、スイッチングコンバータに関する。スイッチングコンバータは、上述の制御回路を含む。

本発明の別の態様は、照明装置に関する。照明装置は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含む発光部と、商用交流電圧を平滑整流する整流回路と、整流回路により平滑整流された直流電圧を入力電圧として受け、発光部を負荷とするスイッチングコンバータと、を備える。スイッチングコンバータは、叙述の制御回路を備えてもよい。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルを裏面から照射するバックライトである上述の照明装置と、を備える。

本発明の別の態様は、フライバック方式のスイッチングコンバータの制御方法に関する。スイッチングコンバータは、少なくとも、１次コイルおよび２次コイルを有するトランスと、１次コイルと接続されたスイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタがオンの期間に、スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、を備える。制御方法は、検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、検出電圧が基準電圧に達するとアサートされるピーク電流検出信号を生成するステップと、スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するステップであって、ピーク電流検出信号がアサートされると、パルス信号をスイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させるステップと、パルス信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するステップと、２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔの少なくとも一方を測定するステップと、測定されたスイッチングトランジスタのオフ時間Ｔ_ＯＦＦおよびスイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔの少なくとも一方を基準電圧Ｖ_ＲＥＦに反映させるステップと、を備える。

基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴに反比例してもよい。

基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、スイッチングトランジスタの周期Ｔに比例してもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、負荷電流を安定化できる。

本発明者らが検討したフライバック方式のスイッチングコンバータの回路図である。 図１のスイッチングコンバータの動作波形図である。 実施の形態に係るスイッチングコンバータの構成を示す回路図である。 図３のスイッチングコンバータの動作波形図である。 図３のスイッチングコンバータを用いた照明装置のブロック図である。 図６（ａ）〜（ｂ）は、照明装置の具体例を示す図である。 不連続モードで動作するスイッチングコンバータの動作波形図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続」された状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係るスイッチングコンバータ１００の構成を示す回路図である。スイッチングコンバータ１００は、出力回路１０２および制御回路２００を備える。図３のスイッチングコンバータ１００は、フライバックコンバータであり、負荷５０２の両端間に、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

負荷５０２は、定電流駆動すべきデバイスであり、スイッチングコンバータ１００は、負荷５０２に流れる電流を、目標量に安定化する。たとえば負荷５０２は、直列に接続された複数の発光素子（ＬＥＤ）を含むＬＥＤストリングであってもよい。スイッチングコンバータ１００は、負荷５０２に流れる電流Ｉ_ＬＥＤを、目標となる輝度に応じた目標電流Ｉ_ＲＥＦに安定化する。

出力回路１０２は、トランスＴ１、平滑キャパシタＣ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗Ｒ_ＣＳ、を備える。トランスＴ１の１次コイルＬ_Ｐ、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗Ｒ_ＣＳは、入力ライン１０４と接地ラインの間に直列に設けられる。トランスＴ１の２次コイルＬ_Ｓおよび整流ダイオードＤ１は、負荷５０２と直列に、閉ループを形成するように接続される。具体的には、整流ダイオードＤ１のアノードが２次コイルＬ_Ｓの一端と接続され、そのカソードが出力ライン１０６と接続される。平滑キャパシタＣ１の一端は、整流ダイオードＤ１のカソードおよび出力ライン１０６と接続され、その他端は、２次コイルＬ_Ｓの他端と接続される。

制御回路２００は、ひとつの半導体基板に一体集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）であり、出力（ＯＵＴ）端子、電流検出（ＣＳ）端子、補助（ＺＴ）端子、電源（ＶＣＣ）端子、調光端子ＤＩＭ、接地（ＧＮＤ）端子を有する。

ＧＮＤ端子は接地され、ＶＣＣ端子には、電源電圧Ｖ_ＣＣが供給される。ＯＵＴ端子は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続され、ＣＳ端子には、検出抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下に応じた検出電圧Ｖ_ＣＳが入力される。ＤＩＭ端子には、負荷５０２の輝度を指示する制御信号Ｓ_ＤＩＭが入力される。ＺＴ端子には、補助コイルＬ_ＺＴの一端の電圧Ｖ_ＺＴが入力される。

制御回路２００は、電流検出コンパレータ２０２、ゼロクロス検出回路２０４、駆動ロジック部２０６、ドライバ２０８、および基準電圧設定部２４０を備える。

電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧Ｖ_ＣＳを基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、比較結果に応じたピーク電流検出信号Ｓ１を生成する。電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧Ｖ_ＣＳが基準電圧Ｖ_ＲＥＦに達すると、ピーク電流検出信号Ｓ１をアサート（たとえばハイレベル）する。ゼロクロス検出回路２０４の後段には、スイッチングトランジスタＭ１がオンしてからマスク時間Ｔ_ＭＳＫの間、電流検出コンパレータ２０２の比較結果、すなわちピーク電流検出信号Ｓ１を無効化するマスク回路が挿入されてもよい。マスク回路により、ノイズの影響を除去することができる。

ゼロクロス検出回路２０４は、スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間に、２次コイルＬ_Ｓに流れる電流Ｉ_Ｓがゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号Ｓ３を生成する。たとえばゼロクロス検出回路２０４は、ＺＴ端子の電圧Ｖ_ＺＴを、所定のしきい値電圧Ｖ_ＺＥＲＯと比較するコンパレータを含み、Ｖ_ＺＴがＶ_ＺＥＲＯより低くなると、ゼロクロス検出信号Ｓ３をアサートしてもよい。

駆動ロジック部２０６は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフを指示するパルス信号Ｓ２を生成する。駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベル（たとえばローレベル）に遷移させる。また駆動ロジック部２０６は、ゼロクロス検出信号Ｓ３がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移させる。

たとえば駆動ロジック部２０６は、セット端子にゼロクロス検出信号Ｓ３が、リセット端子にピーク電流検出信号Ｓ１が入力されたＲＳフリップフロップ２２０で構成してもよい。なお駆動ロジック部２０６の構成は特に限定されない。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

基準電圧設定部２４０は、制御信号Ｓ_ＤＩＭにもとづいて、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを生成する。基準電圧設定部２４０は、２次コイルＬ_Ｓに２次電流Ｉ_Ｓが流れる時間（以下、整流時間ともいう）Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期Ｔを測定し、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを、
Ｖ_ＲＥＦ＝Ｋ×Ｔ／Ｔ_ＲＥＣＴ
にしたがって設定する。 ただしＫは実数の係数である。たとえば、Ｋ＝Ｉ_ＲＥＦ／Ｒ_ＣＳであってもよい。Ｉ_ＲＥＦは、制御信号Ｓ_ＤＩＭに応じて定まる負荷電流Ｉ_ＬＥＤの目標値である。
Ｖ_ＲＥＦ＝Ｉ_ＲＥＦ／Ｒ_ＣＳ×Ｔ／Ｔ_ＲＥＣＴ …（３）

基準電圧設定部２４０は、測定部２４２、演算部２４４、Ｄ／Ａコンバータ２４６を備える。測定部２４２は、整流時間Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチング周期Ｔそれぞれを測定する。たとえば測定部２４２は、ピーク電流検出信号Ｓ１およびゼロクロス検出信号Ｓ３にもとづいて、整流時間Ｔ_ＲＥＣＴおよび周期Ｔを測定してもよい。たとえば、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされてから次にアサートされるまでの時間をスイッチング周期Ｔとして測定し、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされてから次にゼロクロス検出信号Ｓ３がアサートされるまでの時間を整流時間Ｔ_ＲＥＣＴとして測定してもよい。

演算部２４４は、式（３）にもとづいて、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを計算し、計算値Ｄ_ＲＥＦを出力する。Ｄ／Ａコンバータ２４６は、デジタルの計算値Ｄ_ＲＥＦをアナログの基準電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する。

以上がスイッチングコンバータ１００の構成である。続いてその動作を説明する。図４は、図３のスイッチングコンバータ１００の動作波形図である。

ドライバ２０８の出力Ｓ_ＯＵＴがハイレベルの区間、スイッチングトランジスタＭ１がオンし、時間とともにコイルＬ_Ｐの電流Ｉ_Ｐ、すなわち検出電圧Ｖ_ＣＳが増大する。そして、検出電圧Ｖ_ＣＳが基準電圧設定部２４０により生成された基準電圧Ｖ_ＲＥＦに達するとピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされ、パルス信号Ｓ２がローレベルに遷移する。

パルス信号Ｓ２がローレベルとなりスイッチングトランジスタＭ１がオフすると、２次側の２次コイルＬ_Ｓに電流Ｉ_Ｓが流れ始める。２次電流Ｉ_Ｓは、スイッチングトランジスタＭ１がオフした直後が最大でありその後、時間とともに減少していき、それに追従して補助電圧Ｖ_ＺＴも低下していく。そして２次電流Ｉ_Ｓが実質的にゼロとなると、ゼロクロス検出信号Ｓ３がアサートされ、パルス信号Ｓ２がハイレベルに遷移する。

制御回路２００は以上の動作を繰り返し、負荷５０２に駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給する。このスイッチング動作の間、基準電圧設定部２４０によりスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期Ｔおよび整流時間Ｔ_ＲＥＣＴが測定され、測定された周期Ｔおよび整流時間Ｔ_ＲＥＣＴが、式（３）にもとづいて基準電圧Ｖ_ＲＥＦに反映される。

図４に示すように、スイッチングコンバータ１００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ、つまり負荷５０２の順方向電圧が大きいほど、スイッチングトランジスタＭ１のオフ期間における２次電流Ｉ_Ｓの傾きが大きくなり、したがってスイッチング周期Ｔと整流時間Ｔ_ＲＥＣＴの比（Ｔ／Ｔ_ＲＥＣＴ）が大きくなる。そこで式（３）にしたがって、（Ｔ／Ｔ_ＲＥＣＴ）が大きいほど基準電圧Ｖ_ＲＥＦを増大させ、１次電流Ｉ_Ｐのピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫを大きく設定することにより、２次電流Ｉ_Ｓを平滑化して得られる負荷電流Ｉ_ＬＥＤを一定レベルに保つことができる。

このスイッチングコンバータ１００によれば、トランスＴ１の２次電流Ｉ_Ｓをモニタすることなく、負荷電流Ｉ_ＬＥＤを制御信号Ｓ_ＤＩＭに応じた電流量に安定化することができる。さらにフォトカプラやシャントレギュレータなどの高価な部品が不要となり、コストの増大を抑制することができる。

続いて、スイッチングコンバータ１００の用途を説明する。図５は、図３のスイッチングコンバータ１００を用いた照明装置５００のブロック図である。照明装置５００は、負荷５０２である発光部、スイッチングコンバータ１００に加えて、整流回路５０４、平滑コンデンサ５０６、マイコン５０８を備える。整流回路５０４および平滑コンデンサ５０６は、商用交流電圧Ｖ_ＡＣを整流平滑化し、直流電圧Ｖ_ＤＣに変換する。マイコン５０８は、負荷５０２の輝度を指示する制御信号Ｓ_ＤＩＭを生成する。スイッチングコンバータ１００は、直流電圧Ｖ_ＤＣを入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、制御信号Ｓ_ＤＩＭに応じた駆動電流Ｉ_ＬＥＤを負荷５０２に供給する。

図６（ａ）〜（ｂ）は、照明装置５００の具体例を示す図である。図６（ａ）〜（ｃ）にはすべての構成要素が示されているわけではなく、一部は省略されている。図６（ａ）の照明装置５００ａは、直管型ＬＥＤ照明である。負荷５０２であるＬＥＤストリングを構成する複数のＬＥＤ素子は、基板５１０上にレイアウトされる。基板５１０には、整流回路５０４や制御回路２００、出力回路１０２などが実装される。

図６（ｂ）の照明装置５００ｂは、電球型ＬＥＤ照明である。負荷５０２であるＬＥＤモジュールは、基板５１０上に実装される。制御回路２００や整流回路５０４は、照明装置５００ｂの筐体の内部に実装される。

図６（ｃ）の照明装置５００ｃは、液晶ディスプレイ装置６００に内蔵されるバックライトである。照明装置５００ｃは、液晶パネル６０２の背面を照射する。

あるいは照明装置５００は、シーリングライトに利用することも可能である。このように、図５の照明装置５００はさまざまな用途に利用可能である。

実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。

（変形例１）
実施の形態では、ピーク電流検出信号Ｓ１およびゼロクロス検出信号Ｓ３にもとづいて、整流時間Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチング周期Ｔを測定し、それらの測定値にもとづいて基準電圧Ｖ_ＲＥＦを調節する場合を説明したが、本発明はそれには限定されない。これに代えて以下の処理を行ってもよい。

実施の形態で説明したように、２次電流Ｉ_Ｓのゼロクロスを検出する変調形式では、２次電流Ｉ_Ｓの波形は、下りスロープのボトムがゼロとなると、直ちにパルス信号Ｓ２がオンレベルに遷移し、スイッチングトランジスタＭ１がオンする。したがって、パルス信号Ｓ２のローレベルの時間、つまりスイッチングトランジスタＭ１のオフ時間と、２次電流が流れる整流時間Ｔ_ＲＥＣＴの長さは一致する（臨界モードという）。そこで測定部２４２は、パルス信号Ｓ２あるいはスイッチングパルスＳ_ＯＵＴにもとづいて、整流時間Ｔ_ＲＥＣＴおよびスイッチング周期Ｔを測定してもよい。

（変形例２）
スイッチングコンバータ１００は、臨界モードではなく、不連続モードで動作してもよい。図７は、不連続モードで動作するスイッチングコンバータ１００の動作波形図である。たとえば駆動ロジック部２０６のＲＳフリップフロップのセット端子に、ゼロクロス検出信号Ｓ３に代えて所定の周期Ｔのクロック信号ＣＬＫを入力することで、不連続モードが実現できる。

不連続モードでは、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間Ｔ_ＯＦＦと整流時間Ｔ_ＲＥＣＴは一致しない。この場合でも、ゼロクロス検出回路２０４によりゼロクロス検出信号Ｓ３を生成することにより、整流時間Ｔ_ＲＥＣＴを測定できる。

（変形例３）
実施の形態では、スイッチング周期Ｔと整流時間Ｔ_ＲＥＣＴの両方を測定する場合を説明したが本発明はそれに限定されない。たとえば、いずれか一方が一定とみなせる状況においては、他方のみを測定して、基準電圧Ｖ_ＲＥＦに反映させてもよい。具体的には、図７に示すような、オシレータからのクロックＣＬＫを利用した不連続モードでは、スイッチング周期Ｔは既知であるから、整流時間Ｔ_ＲＥＣＴのみを測定すればよい。

（変形例４）
制御回路２００の変調方式も、実施の形態で説明したそれには限定されない。
たとえば実施の形態では、スイッチングコンバータを連続モードと不連続モードの境界、すなわちコイル電流のボトムがゼロとなる臨界モードで動作させる場合を説明した。そのために、出力回路１０２の２次コイルＬ_Ｓに蓄えられるエネルギーがゼロとなったことを検出するために、補助コイルＬ_ＺＴのゼロクロスを検出する方式を説明したが、その他の方式を採用してもよい。
あるいは、臨界モードではなく、連続モード、あるいは不連続モードで動作させる変調器を採用してもよい。たとえば、所定の周期ごとにスイッチングトランジスタＭ１をオンする方式を採用してもよし、出力電圧あるいは出力電流と、その目標値との誤差を増幅する誤差増幅器を用いる形式などを採用してもよい。

（変形例５）
実施の形態では、負荷５０２がＬＥＤストリングである場合を説明したが、負荷の種類は特に限定されない。
（変形例６）
本実施の形態において、ロジック回路のハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎないことはいうまでもなく、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められることはいうまでもない。

１００…スイッチングコンバータ、１０２…出力回路、１０４…入力ライン、１０６…出力ライン、Ｃ１…平滑キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｔ１…トランス、Ｌ_Ｐ…コイル、Ｌ_ＺＴ…補助コイル、Ｒ_ＣＳ…検出抵抗、２００…制御回路、２０２…電流検出コンパレータ、２０４…ゼロクロス検出回路、２０６…駆動ロジック部、２０８…ドライバ、２４０…基準電圧設定部、２４２…測定部、２４４…演算部、２４６…Ｄ／Ａコンバータ、Ｓ１…ピーク電流検出信号、Ｓ２…パルス信号、Ｓ３…ゼロクロス検出信号、５００…照明装置、５０２…負荷、５０４…整流回路、５０６…平滑コンデンサ、５０８…マイコン、５１０…基板。

Claims (13)

1. フライバック方式のスイッチングコンバータの制御回路であって、
   前記スイッチングコンバータは、少なくとも、
   １次コイルおよび２次コイルを有するトランスと、
   前記１次コイルと接続されたスイッチングトランジスタと、
   前記スイッチングトランジスタがオンの期間に、前記スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   前記検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧が前記基準電圧に達するとアサートされるピーク電流検出信号を生成する電流検出コンパレータと、
   前記スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成する駆動ロジック部であって、前記ピーク電流検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させる駆動ロジック部と、
   前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
   前記２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよび前記スイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔを測定し、前記基準電圧Ｖ_ＲＥＦを、
   Ｖ_ＲＥＦ＝Ｋ×Ｔ／Ｔ_ＲＥＣＴ
   ただしＫは係数
   にしたがって設定する基準電圧設定部と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタがオフの期間に、前記トランスの２次コイルに流れる電流がゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出回路をさらに備え、
   前記駆動ロジック部は、前記ゼロクロス検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルに遷移させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記スイッチングコンバータは、前記トランスと結合された補助コイルをさらに備え、
   前記ゼロクロス検出回路は、前記補助コイルの電圧にもとづいて、前記ゼロクロス検出信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
4. 前記基準電圧設定部は、前記ピーク電流検出信号と前記ゼロクロス検出信号にもとづき、前記２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよび前記スイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔを測定することを特徴とする請求項２または３に記載の制御回路。
5. 前記基準電圧設定部は、前記パルス信号にもとづき、前記２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよび前記スイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔを測定することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の制御回路。
6. 前記スイッチングコンバータの負荷は発光素子を含み、
   前記基準電圧設定部は、前記発光素子の輝度を指示する制御信号にもとづいて、前記係数Ｋを設定することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
7. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
8. 請求項１から７のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
9. 直列に接続された複数の発光ダイオードを含む発光部と、
   商用交流電圧を平滑整流する整流回路と、
   前記整流回路により平滑整流された直流電圧を入力電圧として受け、前記発光部を負荷とするスイッチングコンバータと、
   を備え、
   前記スイッチングコンバータは、請求項１から７のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とする照明装置。
10. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルを裏面から照射するバックライトである請求項９に記載の照明装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
11. フライバック方式のスイッチングコンバータの制御方法であって、
    前記スイッチングコンバータは、少なくとも、
    １次コイルおよび２次コイルを有するトランスと、
    前記１次コイルと接続されたスイッチングトランジスタと、
    前記スイッチングトランジスタがオンの期間に、前記スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、
    を備え、
    前記制御方法は、
    前記検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧が前記基準電圧に達するとアサートされるピーク電流検出信号を生成するステップと、
    前記スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するステップであって、前記ピーク電流検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させるステップと、
    前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するステップと、
    前記２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよび前記スイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔの少なくとも一方を測定するステップと、
    測定された前記２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴおよび前記スイッチングトランジスタのスイッチング周期Ｔの少なくとも一方を前記基準電圧Ｖ_ＲＥＦに反映させるステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。
12. 前記基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、前記２次コイルに電流が流れる時間Ｔ_ＲＥＣＴに反比例することを特徴とする請求項１１に記載の制御方法。
13. 前記基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、前記スイッチングトランジスタの周期Ｔに比例することを特徴とする請求項１１または１２に記載の制御方法。

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