JP6417930B2

JP6417930B2 - 非絶縁型電源装置

Info

Publication number: JP6417930B2
Application number: JP2014261532A
Authority: JP
Inventors: 大久保　貴史; 貴史大久保; 村田　幸雄; 幸雄村田
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2014-12-25
Filing date: 2014-12-25
Publication date: 2018-11-07
Anticipated expiration: 2034-12-25
Also published as: CN107112896B; JP2016123195A; EP3240170A4; KR20170099843A; EP3240170A1; WO2016104345A1; US10069398B2; CN107112896A; US20170353100A1

Description

本発明は、非絶縁型の電源装置に関し、特にＬＥＤ（発光ダイオード）を用いた照明装置に電源を供給する照明用電源装置におけるスイッチング制御回路に利用して有効な技術に関する。

従来、ＬＥＤを用いた照明器具（以下、ＬＥＤランプと称する）の電源装置として、トランスを用いた絶縁型の電源装置と、トランスを使用しない非絶縁型の電源装置とがある。このうち、絶縁型の照明用電源装置に関する発明としては特許文献１に開示されているものが、また非絶縁型の照明用電源装置に関する発明としては特許文献２に開示されているものがあり、いずれもスイッチング制御方式の電源装置である。
なお、特許文献２に開示されている照明用電源装置においては、入力電圧を直列抵抗により分圧した電圧と、スイッチング・トランジスタと直列に接続されたセンス抵抗で電流−電圧変換した電圧と、に基づいて所定の出力電流を流す制御が行なわれている。また、調光制御は、位相制御式の調光器により行われている。

特開２０１２−１１５０７４号公報特開２０１２−２１２５４８号公報特開２００８−１９３８１８号公報

特許文献２に開示されている照明用電源装置における出力電流の制御は、変動し易い入力電圧に依存するという課題がある。
そこで、本発明者は、入力電圧に依存しない出力電流制御を実現するため、図８に示すように、スイッチング・トランジスタＱ１に流れる電流をセンス抵抗Ｒｓで電流−電圧変換した電圧の他に、ＬＥＤと直列に接続されたインダクタＬ０に流れる電流がゼロになるタイミングを検出してこのタイミングでスイッチング・トランジスタＱ１をオフからオンに切り替える制御方式について検討した。

このうち、図８（Ａ）に示す検出方式はインダクタの代わりにトランスＴＲを用いて二次側巻線の電流を電流−電圧変換して電流がゼロになるタイミングを検出する方式であり、図８（Ｂ）に示す方式はインダクタＬ０の両端子の電圧を比較して電流がゼロになるタイミングを検出する方式である。
しかし、図８（Ａ）に示す方式は、トランスＴＲが必要であるため、部品点数が多くなり実装面積が増大するとともに、コストアップを招くという課題がある。一方、図８（Ｂ）に示す方式は、制御回路（破線Ｃで囲まれた部分）を半導体集積回路化する場合、インダクタの両端子の電圧を入力するために２個の外部端子（ピン）Ｐ１，Ｐ２が必要となるため、多ピンのパッケージが必要となり、コストアップを招くという課題があることが明らかとなった。

なお、トランスを用いて電流がゼロになるタイミングを検出する方式に関しては、例えば特許文献３に開示されている発明があるが、この発明は、例えば照明用電源装置等に使用される非絶縁型電源装置（スイッチング電源）等の前段に設けて電源で発生する高調波電流を抑制するのに適した力率改善回路に関するものであり、非絶縁型電源装置そのものに関する発明ではない。

この発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、部品点数の増加や外部端子数の増加を招くことなく、インダクタの電流がゼロになるタイミングを検出して、最適なタイミングでスイッチング素子をオンさせて電力効率を高めることができる非絶縁型電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明は、
負荷と直列形態をなすように接続されるスイッチング素子と、前記負荷と直列もしくは並列形態をなすように接続されるインダクタと、前記スイッチング素子がオフ状態の間に前記インダクタの放電電流を前記負荷に流すことができるように接続される整流素子と、前記スイッチング素子と直列に接続された電流-電圧変換素子と、前記スイッチング素子
をオン、オフ制御する制御回路とを備え、前記スイッチング素子をオンさせて前記インダクタに電流を流した後、前記スイッチング素子をオフさせて前記インダクタの放電電流を前記整流素子および前記負荷に流すように構成された非絶縁型電源装置であって、
前記制御回路は、
前記電流-電圧変換素子により変換された電圧が入力される第１外部端子と、
前記インダクタの一方の端子の電圧または該電圧に比例した電圧が入力される第２外部端子と、
前記第２外部端子の入力電圧を平滑化する平滑化回路と、
前記平滑化回路により平滑化された電圧と前記第２外部端子の入力電圧とを比較する電圧比較回路と、
を備え、前記電圧比較回路の出力に基づいて前記インダクタの電流が減少してゼロになる近傍で前記スイッチング素子をオフからオンに切り替えるとともに、前記第１外部端子の入力電圧が所定の電圧に到達したことに応じて前記スイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行うようにしたものである。

上記のような手段によれば、平滑化回路の出力はインダクタの制御回路に入力していない側の端子の電圧に比例した電圧となるため、インダクタの一方の端子の電圧もしくはそれに比例した電圧を入力する外部端子を制御回路に１つ設けるだけで、インダクタの放電電流がゼロになるタイミングを検出することができ、それによって、部品点数の増加や外部端子数の増加を招くことなく最適なタイミングでスイッチング素子をオンさせて電力効率を高めることができる。また、入力電圧が変動したとしてもインダクタの電流がゼロになるタイミングを正確に検出することができるため、入力電圧の変動に追従したスイッチング制御を行うことができる。

ここで、望ましくは、前記制御回路は、前記第２外部端子と前記平滑化回路との間に設けられ前記第２外部端子の電圧を入力とするバッファを備え、前記平滑化回路は前記バッファの出力電圧を平滑化するように構成する。
第２外部端子としてのゼロ電流検出端子の電圧を入力とするバッファを設けることで、該バッファの出力側に接続された平滑化回路が、インダクタと整流素子との接続ノードの電位に影響を与えることがないようにすることができ、これによって新たな構成の追加で電源回路の本来の特性が低下するのを回避することができる。

また、望ましくは、前記インダクタの一方の端子と前記第２外部端子との間に、前記一方の端子の電圧を分圧する分圧手段を設けるようにする。
これにより、制御回路に耐圧以上の電圧が印加されて内部素子がダメージを受けるのを回避することができる。

さらに、望ましくは、前記第２外部端子には容量素子が接続されているように構成する。
かかる構成によれば、第２外部端子としてのゼロ電流検出端子へ入力される電圧の立下りを鈍らせることができ、それによって電流ゼロ到達以降に発生する共振のボトムを検出してスイッチング素子をオンさせることができる。その結果、スイッチング素子がオンされるタイミングを遅らせることができ、スイッチングノイズを低減することができるとともに、電力効率をさらに向上させることができる。

以上説明したように、本発明に従うと、部品点数の増加や外部端子数の増加を招くことなく、インダクタの電流がゼロになるタイミングを検出して、最適なタイミングでスイッチング素子をオンさせて電力効率を高めることができる非絶縁型電源装置を実現できるという効果がある。

本発明を適用して有効な照明用電源装置およびそれを用いたＬＥＤ照明システムの概略構成を示すブロック図である。実施形態の照明システムを構成する電源装置の制御用ＩＣにおける各部の信号や電圧の変化の様子を示すタイミングチャートである。実施形態のＬＥＤ電源装置の第１の変形例を示す回路構成図である。変形例の電源装置の制御用ＩＣにおける各部の信号や電圧の変化の様子を示すタイミングチャートである。実施形態のＬＥＤ電源装置の第２の変形例を示す回路構成図である。実施形態のＬＥＤ電源装置の第３の変形例を示す回路構成図である。実施形態のＬＥＤ電源装置の第４変形例を示す回路構成図である。本発明に先立って検討した照明用電源装置の構成例を示す回路構成図である。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用して有効なＬＥＤ電源装置およびそれを用いたＬＥＤ照明システムの概略構成を示す。

図１に示すように、本実施形態のＬＥＤ照明システムは、商用交流電源からの交流電源電圧ＡＣを入力とし、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、入力された交流を全波整流して直流に変換するダイオードブリッジなどからなる整流回路１２と、整流回路１２により変換された電圧・電流に基づいて所望の電力を負荷としてのＬＥＤランプ１３へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータ（直流電圧変換回路）からなるＬＥＤ電源回路１４などから構成されている。なお、ＬＥＤランプ１３は、複数個のＬＥＤが直列に接続されたＬＥＤ列により構成されている。

本実施形態におけるＬＥＤ電源回路１４は、ＬＥＤランプ１３が接続される出力端子ＯＵＴと接地点との間に、ＬＥＤランプ１３と直列をなすように接続されたインダクタＬ０、スイッチング・トランジスタＱ１および電流検出用のセンス抵抗Ｒｓと、インダクタＬ０とスイッチング・トランジスタＱ１との接続ノードＮ１と出力端子ＯＵＴとの間に接続された整流用ダイオードＤ０と、ＬＥＤランプ１３と並列に接続されたコンデンサＣ０と、スイッチング・トランジスタＱ１をオン／オフ制御するスイッチング制御用半導体集積回路（制御用ＩＣ）２０と、該制御用ＩＣ２０の動作に必要な電源電圧を生成するレギュレータ１５を備え、いわゆるスイッチング・レギュレータとして構成されている。

スイッチング・トランジスタＱ１がオン状態にされると、整流回路１２からＬＥＤランプ１３−インダクタＬ０を通してトランジスタＱ１に電流が流され、ＬＥＤランプ１３が点灯するとともに、インダクタＬ０にエネルギーが蓄積される。次に、スイッチング・トランジスタＱ１がオフ状態にされると、インダクタＬ０に蓄積されていたエネルギーが放出され、インダクタＬ０からダイオードＤ０を通して出力端子ＯＵＴへ向かう電流が流され、ＬＥＤランプ１３はこの電流によって点灯される。

本実施形態のＬＥＤ電源回路１４においては、上記センス抵抗Ｒｓで電流−電圧変換された接続ノードＮ２の電位が制御用ＩＣ２０の電流検出端子ＶＳに入力されている。また、インダクタＬ０とダイオードＤ０との接続ノードＮ１と接地点との間に、抵抗Ｒ１とＲ２が直列に接続されているとともに、該抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ３の電位が制御用ＩＣ２０のゼロ電流検出端子ＶZCDに入力されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、制御用ＩＣ２０に耐圧以上の電圧が印加されないようにするための分圧用の抵抗であり、制御用ＩＣ２０の耐圧やシステムによっては省略することが可能なこともある。

また、本実施形態における制御用ＩＣ２０は、電流検出端子ＶＳの入力電圧と基準電圧Ｖref1とを比較して大小に応じた電圧を出力するコンパレータ２１と、ゼロ電流検出端子ＶZCDの電圧を入力としバッファとして機能するボルテージフォロワ２２と、該ボルテージフォロワ２２の出力端子に接続された平滑化フィルタ２３と、上記ゼロ電流検出端子ＶZCDの電圧と平滑化フィルタ２３により平滑化された電圧とを比較して大小に応じた電圧を出力するコンパレータ２４とを備える。ボルテージフォロワ２２を設けているのは、平滑化フィルタ２３がノードＮ３の電位に影響を与えないようにするためである。

さらに、制御用ＩＣ２０は、上記コンパレータ２１の出力電圧がリセット端子に入力されるとともに上記コンパレータ２４の出力電圧がセット端子に入力されたＲＳフリップフロップ２５と、該フリップフロップ２５の出力に応じてスイッチング・トランジスタＱ１をオン／オフ制御する信号ＤＲＶを生成し出力する駆動回路２６を備える。そして、インダクタＬ０に流れる電流がゼロになるとコンパレータ２４の出力電圧がハイレベルに変化してフリップフロップ２５がセットされ、その出力信号さらには駆動回路２６から出力される駆動信号ＤＲＶがハイレベルに変化してスイッチング・トランジスタＱ１をオンさせる。

また、スイッチング・トランジスタＱ１に流れる電流Ｉｄが所定の電流値（Ｖref1に対応する電流）になると、コンパレータ２１の出力電圧がハイレベルに変化してフリップフロップ２５がリセットされ、駆動信号ＤＲＶがローレベルに変化して、スイッチング・トランジスタＱ１をオフさせるような制御（ピーク電流制御）を行うように構成されている。
なお、フリップフロップ２５と駆動回路２６との間に、フリップフロップ２５の出力と制御用ＩＣ２０の動作や保護機能を制御する信号との論理をとって駆動回路２６の動作を制御するロジック回路２７を設けるようにしても良い。

また、図１の制御用ＩＣ２０には調光制御系が示されていないが、調光制御は、例えば、コンパレータ２１の反転入力端子側接続されている基準電圧源（Ｖref1）として可変電圧源を設け、該可変電圧源が発生する電圧を外部から供給される調光制御信号によって変化させるように構成することにより実現することができる。センス抵抗Ｒｓとして可変抵抗（ボリューム）を使用し、その抵抗値を変化させることで調光制御を行うように構成することも可能である。また、本発明のゼロ電流検出方式は、ＤＣ調光、ＰＷＭ調光、位相調光などの調光方式によらず適用が可能である。

次に、上記制御用ＩＣ２０によるスイッチング・トランジスタＱ１のオン／オフ制御動作について、図２のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２において、（Ａ）は駆動回路２６から出力されるスイッチング・トランジスタＱ１をオン／オフ制御する駆動信号ＤＲＶの波形、（Ｂ）はスイッチング・トランジスタＱ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの波形、（Ｃ）はスイッチング・トランジスタＱ１のドレイン電流Ｉｄの波形、（Ｄ）は整流用ダイオードＤ０の電流Ｉｆの波形、（Ｅ）はＬＥＤランプ１３に流れる電流ＩLED（＝Ｉd+ＩF）の波形、（Ｆ）はゼロ電流検出端子ＶZCDの電圧の波形である。

本実施形態における制御用ＩＣ２０は、図２に示すように、Ｑ１のオン／オフ駆動信号ＤＲＶがローレベルにされてＱ１がオフされている期間Ｔ１中は、図２（Ｃ）のようにＱ１のドレイン電流Ｉｄはゼロであり、信号ＤＲＶがハイレベルに変化してＱ１がオンしたタイミングt１から徐々に増加する（期間Ｔ２）。そして、ドレイン電流Ｉｄが所定値Ｉｐに達するとＱ１がオフされる（タイミングｔ２）。すると、整流用ダイオードＤ０の電流ＩFが、図２（Ｄ）のように、急激に立上りその後徐々に減少する（期間Ｔ１）。そして、電流ＩFがゼロになるタイミングt３で、Ｑ１がオンされなかったとすると共振が発生するが、本実施形態の制御用ＩＣ２０は、電流ＩFがゼロになるタイミングt３をコンパレータ２４によって検出することができ、その検出タイミングでフリップフロップ２５をセットしてＱ１をオンさせる。

そのため、Ｑ１がオンされている期間Ｔ２中は、図２（Ｄ）のように整流用ダイオードＤ０の電流ＩFがゼロのまま、図２（Ｃ）のようにＱ１のドレイン電流Ｉｄが徐々に増加していく。この電流は、センス抵抗Ｒｓで電流−電圧変換されて電流検出端子ＶＳに入力され、コンパレータ２１により基準電圧Ｖref1と比較されて、端子ＶＳの電圧が基準電圧Ｖref1まで到達すると、コンパレータ２１の出力が変化してフリップフロップ２５をリセットすることでＱ１をオフさせる。上記動作を繰り返すことで、負荷としてのＬＥＤランプ１３に電流が流され続けて発光を維持することとなる。

しかも、本実施形態の制御用ＩＣ２０においては、ゼロ電流検出端子ＶZCDに該端子の入力電圧を平滑化する平滑化フィルタ２３が設けられ、平滑化された電圧ＶZCDREFとゼロ電流検出端子ＶZCDの入力電圧とをコンパレータ２４によって比較してＱ１をオンさせるタイミングを決定するようにしている。
ここで、インダクタＬ０のノードＮ１と反対側の端子Ｎ０の電圧（以下、片側電圧）をＶIND、入力電圧をＶIN、ＬＥＤランプ１３に印加される電圧をＶLEDとすると、インダクタＬ０の片側電圧ＶINDは、次式

で表される。

また、Ｑ１のオン時間をＴon、Ｑ１のオフ時間をＴoffとすると、ＬＥＤランプ１３の印加電圧ＶLEDは、次式

で表される。上記式（２）を式（１）に代入することにより、次式

が得られる。

上記式（３）より、インダクタＬ０の片側電圧ＶINDは、入力電圧をＶINにオフデューティを掛けた値となることが分かる。一方、図２（Ｆ）の波形より、ゼロ電流検出端子ＶZCDの平均電圧ＶZCDREFは、オフ期間Ｔ１中の端子ＶZCDの電圧を平均化したものであることが分かる。つまり、本実施形態の制御用ＩＣ２０における平滑化フィルタ２３は、インダクタＬ０の制御用ＩＣ２０に入力していない側の端子の電圧に比例した電圧を疑似的に発生していることと等価である。

以上のことから、本実施形態のように構成することにより、制御用ＩＣ２０に端子ＶZCDを１つ設けるだけで、インダクタＬ０の電流がゼロになるタイミングを検出することができることが分かる。また、入力電圧ＶINが変動したとしてもインダクタＬ０の電流がゼロになるタイミングを正確に検出することができるため、入力電圧の変動に追従したスイッチング制御を行うことができるという利点がある。さらに、ＬＥＤランプ１３を構成するＬＥＤの数が変わったとしても、何ら回路の構成を変更することなく対応することができる。

図３には、図１のＬＥＤ電源回路１４の第１の変形例が示されている。
この変形例のＬＥＤ電源回路１４は、図１に示されている制御用ＩＣ２０のゼロ電流検出端子ＶZCDに外付けコンデンサＣ３を接続して、端子ＶZCDへ入力される電圧の立下りを鈍らせることで、インダクタＬ０の電流がゼロになるタイミングではなく、図４に示されているように、電流ゼロ到達以降に発生する共振のボトム（ｔ１，ｔ３）を検出してスイッチング・トランジスタＱ１をオンさせるようにしたものである。
この変形例によれば、スイッチング・トランジスタＱ１がオンされるタイミングを遅らせることができるため、図１のＬＥＤ電源回路に比べて、スイッチングノイズを低減することができるとともに、電力効率を改善できるという利点がある。

図５〜図７には、図１のＬＥＤ電源回路１４の第２〜第４の変形例が示されている。
このうち、図５の第２変形例のＬＥＤ電源回路１４は、整流用ダイオードＤ０をＬＥＤランプ１３と直列に設けるとともに、これらと並列にインダクタＬ０を設けて、昇降圧型の電源装置として構成したものである。なお、図５に示されている電源回路では、制御用ＩＣ２０のゼロ電流検出端子ＶZCDに外付けコンデンサＣ３を接続して共振のボトムを検出するようにしているが、図１のＬＥＤ電源回路と同様に、コンデンサＣ３を設けない構成も可能である。

図６の第３変形例のＬＥＤ電源回路１４は、インダクタＬ０とスイッチング・トランジスタＱ１との接続ノードＮ１と制御用ＩＣ２０のゼロ電流検出端子ＶZCDとの間に、抵抗Ｒ１と直列をなすようにカップリング・コンデンサＣ４を接続して、ＡＣ結合でノードＮ１の電位変化をゼロ電流検出端子ＶZCDに伝達して電流がゼロになるタイミングを検出するように構成したものである。

図７の第４変形例のＬＥＤ電源回路１４は、スイッチング・トランジスタＱ１およびセンス抵抗Ｒｓと直列に整流用ダイオードＤ０を逆方向接続するとともに、センス抵抗ＲｓとダイオードＤ０との接続ノードＮ１と接地点との間に、インダクタＬ０とＬＥＤランプ１３を直列に接続し、ＬＥＤランプ１３と並列にコンデンサＣ０を設けて、ハイサイド駆動方式の電源装置（電流引込み型ではなく電流吐出し型の電源装置）として構成したものである。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、スイッチング・トランジスタＱ１とダイオードＤ０とインダクタＬ０を有するものを示したが、ダイオードＤ０の代わりにトランジスタを使用し、このトランジスタのドレイン・ソース間電圧を制御用ＩＣ２０によって監視してスイッチング・トランジスタＱ１と相補的にオン／オフ制御するいわゆる同期整流型のスイッチング・レギュレータとして構成することも可能である。
また、以上、本発明をその背景となった利用分野であるＬＥＤ照明用電源装置に適用したものを説明したが、本発明はそれに限定されず、ＬＥＤランプ以外の照明器具を使用した照明用電源装置その他非絶縁型電源装置一般に利用することができる。

１１フィルタ
１２整流回路
１３ＬＥＤランプ（照明器具）
１４ＬＥＤ電源回路（照明用電源装置）
１５レギュレータ
２０制御用ＩＣ（制御回路）
２１，２４コンパレータ
２２ボルテージフォロワ
２３平滑化フィルタ（平滑化回路）
２５ＲＳフリップフロップ
２６駆動回路

Claims

負荷と直列形態をなすように接続されるスイッチング素子と、前記負荷と直列もしくは並列形態をなすように接続されるインダクタと、前記スイッチング素子がオフ状態の間に前記インダクタの放電電流を前記負荷に流すことができるように接続される整流素子と、前記スイッチング素子と直列に接続された電流-電圧変換素子と、前記スイッチング素子
をオン、オフ制御する制御回路とを備え、前記スイッチング素子をオンさせて前記インダクタに電流を流した後、前記スイッチング素子をオフさせて前記インダクタの放電電流を前記整流素子および前記負荷に流すように構成された非絶縁型電源装置であって、
前記制御回路は、
前記電流-電圧変換素子により変換された電圧が入力される第１外部端子と、
前記インダクタの一方の端子の電圧または該電圧に比例した電圧が入力される第２外部端子と、
前記第２外部端子の入力電圧を平滑化する平滑化回路と、
前記平滑化回路により平滑化された電圧と前記第２外部端子の入力電圧とを比較する電圧比較回路と、
を備え、前記電圧比較回路の出力に基づいて前記インダクタの電流が減少してゼロになる近傍で前記スイッチング素子をオフからオンに切り替えるとともに、前記第１外部端子の入力電圧が所定の電圧に到達したことに応じて前記スイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行うことを特徴とする非絶縁型電源装置。
前記制御回路は、前記第２外部端子と前記平滑化回路との間に設けられ前記第２外部端子の電圧を入力とするバッファを備え、前記平滑化回路は前記バッファの出力電圧を平滑化することを特徴とする請求項１に記載の非絶縁型電源装置。
前記インダクタの一方の端子と前記第２外部端子との間には、前記一方の端子の電圧を分圧する分圧手段が設けられていることを特徴とする請求項１または２に記載の非絶縁型電源装置。
前記第２外部端子には、容量素子が接続されていることを特徴とする請求項３に記載の非絶縁型電源装置。