JP2013165598A - 電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具 - Google Patents

電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具 Download PDF

Info

Publication number
JP2013165598A
JP2013165598A JP2012028051A JP2012028051A JP2013165598A JP 2013165598 A JP2013165598 A JP 2013165598A JP 2012028051 A JP2012028051 A JP 2012028051A JP 2012028051 A JP2012028051 A JP 2012028051A JP 2013165598 A JP2013165598 A JP 2013165598A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
unit
switching element
power supply
voltage
limit value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2012028051A
Other languages
English (en)
Inventor
Katsunobu Hamamoto
勝信 濱本
Masashi Yamamoto
真史 山本
Hiroyuki Asano
寛之 浅野
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2012028051A priority Critical patent/JP2013165598A/ja
Priority to US13/731,158 priority patent/US9167661B2/en
Priority to EP13152646.9A priority patent/EP2626992A3/en
Priority to CN201310053175.4A priority patent/CN103249221B/zh
Publication of JP2013165598A publication Critical patent/JP2013165598A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B47/00—Circuit arrangements for operating light sources in general, i.e. where the type of light source is not relevant
    • H05B47/10—Controlling the light source
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/468—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc characterised by reference voltage circuitry, e.g. soft start, remote shutdown
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/375—Switched mode power supply [SMPS] using buck topology
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Led Devices (AREA)

Abstract

【課題】供給電力が増減した際に、スイッチング素子の駆動周期が上限値を超えることを防止することができる電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具を提供する。
【解決手段】直流電圧Ｖｏ１を出力する直流電源部２と、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフ駆動されることで負荷部６に直流電力Ｖｏ２を供給する電圧変換部３と、抵抗Ｒ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する制御部４と、補助巻線Ｌ１１とを備え、制御部４は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔを演算する演算部９０と、演算部９０の演算結果と、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘとを比較するカウント部８と、演算部９０の演算結果が上限値Ｔｍａｘよりも短い場合、駆動周期Ｔを演算部９０の演算結果に設定し、演算部９０の演算結果が上限値Ｔｍａｘよりも長い場合、駆動周期Ｔを上限値Ｔｍａｘに設定するフリップフロップ９１とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具に関するものである。
照明を含む様々な用途で用いられる電源装置において、必要な電力を取り出すための制御方式として、比較的エネルギー損失が少ないチョッパ制御方式が一般的に知られている。そして、このチョッパ制御方式を比較的簡単に実現できる制御用回路がＩＣ化され、様々なメーカーから市販されている。
チョッパ制御とは、高頻度で電流のオン・オフを繰り返す制御であり、所望の電力を取り出すことができる。入力電圧より出力電圧を高く上げる制御を昇圧チョッパ制御、入力電圧より出力電圧を低く下げる制御を降圧チョッパ制御と呼んでいる。
また、チョッパ制御の動作モードは、チョッパ制御回路を構成するインダクタに流れる電流が途切れなく連続的か断続的かによって、連続モード，臨界モード，断続（不連続）モードの三種類あり、各動作モードが長所短所を有している。一般的に連続モードは、大電力用の装置に適しており、チョッパ制御回路を構成するスイッチング素子から発せられるノイズが高く、インダクタのインダクタンス値も大きくなるためインダクタが大型化しやすい特徴がある。臨界モード，断続モードは、小電力用の装置に適しており、スイッチング素子から発せられるノイズが比較的小さく、インダクタは比較的小型化可能である。さらに、連続モードに対して比較的効率が高くなることが知られている。また、臨界モードと断続モードとの違いとして、同じ電力を取り出す場合においては断続モードのほうがスイッチング電流のピーク値が高くなる傾向があり、出力される電圧波形にスイッチング周期のリップル成分が発生しやすい特徴がある。
また、出力電圧が一定となるように降圧チョッパ制御を行い、連続モードと臨界モードとを切替えて動作する電源装置がある（例えば、特許文献１参照）。この電源装置は、大電力を供給する場合には連続モードで動作し、小電力を供給する場合には臨界モードで動作する。
まず、臨界モードについて図１０（ａ）（ｂ）を用いて説明する。なお、図１０（ａ）はスイッチング素子に流れるスイッチング素子電流の波形図である。図１０（ｂ）は、インダクタに流れるインダクタ電流の波形図である。
スイッチング素子がオンすると、インダクタのインダクタンス値によって決まる傾きでインダクタ電流が増加し、インダクタにエネルギーが蓄積される。そして、供給電圧を検出して所望電圧となるように、制御回路に予め設定されたオン期間Ｔｏｎ１が経過するとスイッチング素子をオフする。このとき、インダクタに蓄積されたエネルギーは、平滑用コンデンサを経て出力側へ供給され、平均電流Ｉｏｕｔ１が出力される。
そして、インダクタに蓄積されたエネルギーが全て供給されると、インダクタの補助巻線に発生する電圧の極性が反転する。制御回路は、補助巻線の電圧極性が反転したことを検出する。そして、補助巻線の電圧極性が反転したことを制御回路が検出したタイミングで、再度スイッチング素子をオンすることで、臨界モードで動作する。
次に、連続モードについて図１１（ａ）（ｂ）を用いて説明する。なお、図１１（ａ）はスイッチング素子に流れるスイッチング素子電流の波形図である。図１１（ｂ）は、インダクタに流れるインダクタ電流の波形図である。
供給電力が大きい場合、供給電圧を検出して一定電圧となるように、スイッチング素子のオン期間が長く設定され、オン期間はＴｏｎ２（＞Ｔｏｎ１）となる。インダクタ電流は、供給電力が小さい場合と同様に、インダクタンス値によって決まる傾きで増加する。
そして、オン期間Ｔｏｎ２が経過してスイッチング素子がオフすると、インダクタに蓄積されたエネルギーが出力側へ供給されて、平均電流Ｉｏｕｔ２が出力される。ここで、インダクタの補助巻線に発生する電圧はタイマ回路に入力されている。タイマ回路には、オフ期間の上限値Ｔｏｆｆ１が設定されており、スイッチング素子がオフしてからの経過時間が上限値Ｔｏｆｆ１を超過した場合、補助巻線に発生する電圧の極性反転を行う前にスイッチング素子をオンすることで、連続モードで動作する。
すなわち、供給電力を徐々に大きくしていくと、臨界モードによって制御されるスイッチング素子のオフ期間が徐々に長くなり、タイマ回路に設定された上限値Ｔｏｆｆ１を超過した場合、スイッチング素子のオフ期間は上限値Ｔｏｆｆ１に固定されることとなる。
特開２００９−２４０１１４号公報
しかし、上述の電源装置は、連続モードで動作する際のスイッチング素子のオフ期間は上限値Ｔｏｆｆ１に固定されるが、オン期間は固定されていない。そのため、供給電力が大きくなると、オン期間が長くなり、スイッチング素子の駆動周期が長く、すなわち、スイッチング素子の駆動周波数が低くなる。これにより、駆動周波数が可聴域まで低下して騒音が発生したり、赤外線リモコンで使用する周波数に干渉するおそれがある。
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、供給電力が増減した際に、スイッチング素子の駆動周期が上限値を超えることを防止することができる電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具を提供することにある。
本発明の電源装置は、直流電圧を出力する直流電源部と、スイッチング素子およびインダクタおよびコンデンサを有し、前記直流電源部を入力電源とし、前記スイッチング素子がオン・オフ駆動されることで負荷部に直流電力を供給する電圧変換部と、前記負荷部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧変換部から前記負荷部に供給される直流電流が一定となるように前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御部と、前記インダクタが放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部とを備え、前記制御部は、前記負荷部に供給する直流電力の増減に応じた前記スイッチング素子の駆動周期を演算する演算部と、前記演算部の演算結果と、前記スイッチング素子の駆動周期の上限値とを比較する周期比較部と、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも短い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記演算部の演算結果に設定し、前記インダクタが放出するエネルギーがゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子をオンし、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも長い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記上限値に設定する設定部とを有することを特徴とする。
この電源装置において、前記演算部の演算結果は、前記負荷部に供給する直流電力が減少するにつれて、前記スイッチング素子の駆動周期が長くなることが好ましい。
本発明の照明装置は、直流電圧を出力する直流電源部と、スイッチング素子およびインダクタおよびコンデンサを有し、前記直流電源部を入力電源とし、前記スイッチング素子がオン・オフ駆動されることで負荷部に直流電力を供給する電圧変換部と、前記負荷部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧変換部から前記負荷部に供給される直流電流が一定となるように前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御部と、前記インダクタが放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部とを備え、前記制御部は、前記負荷部に供給する直流電力の増減に応じた前記スイッチング素子の駆動周期を演算する演算部と、前記演算部の演算結果と、前記スイッチング素子の駆動周期の上限値とを比較する周期比較部と、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも短い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記演算部の演算結果に設定し、前記インダクタが放出するエネルギーがゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子をオンし、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも長い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記上限値に設定する設定部とを有する電源装置と、前記電源装置から直流電力が供給される負荷部とを備え、前記負荷部は、複数個の発光ダイオードが直列または並列接続されることで構成され、前記電源装置の出力端に着脱可能な接続部を有し、前記電源装置から直流電力が供給されることで点灯することを特徴とする。
本発明の照明器具は、直流電圧を出力する直流電源部と、スイッチング素子およびインダクタおよびコンデンサを有し、前記直流電源部を入力電源とし、前記スイッチング素子がオン・オフ駆動されることで負荷部に直流電力を供給する電圧変換部と、前記負荷部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧変換部から前記負荷部に供給される直流電流が一定となるように前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御部と、前記インダクタが放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部とを備え、前記制御部は、前記負荷部に供給する直流電力の増減に応じた前記スイッチング素子の駆動周期を演算する演算部と、前記演算部の演算結果と、前記スイッチング素子の駆動周期の上限値とを比較する周期比較部と、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも短い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記演算部の演算結果に設定し、前記インダクタが放出するエネルギーがゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子をオンし、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも長い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記上限値に設定する設定部とを有する電源装置と、前記電源装置から直流電力が供給される負荷部とを備え、前記負荷部は、複数個の発光ダイオードが直列または並列接続されることで構成され、前記電源装置の出力端に着脱可能な接続部を有し、前記電源装置から直流電力が供給されることで点灯する照明装置と、前記照明装置が取り付けられる器具本体とを備えることを特徴とする。
以上説明したように、本発明では、供給電力が増減した際に、スイッチング素子の駆動周期が上限値を超えることを防止することができることができるという効果がある。
実施形態１の電源装置の回路構成図である。 遅延部の回路構成図である。 （ａ）〜（ｌ）臨界モード時のタイミングチャートである。 （ａ）〜（ｌ）連続モード時のタイミングチャートである。 調光レベル生成部を備えた電源装置の回路構成図である。 実施形態２の電源装置の回路構成図である。 実施形態３の電源装置の回路構成図である。 照明器具の外観図である。 負荷部の外観図である。 （ａ）（ｂ）従来の電源装置の臨界モード時のタイミングチャートである。 （ａ）（ｂ）従来の電源装置の連続モード時のタイミングチャートである。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（実施形態１）
図１に本実施形態の電源装置１の回路構成図を示す。
本実施形態の電源装置１は、直流電源部２と電圧変換部３と制御部４と制御電源部５とで構成され、負荷部６に直流電力を供給する。まず、電源装置１の各部の構成について説明する。
直流電源部２は、電源装置１の外部から供給される電源電圧を、整流・平滑した直流電圧Ｖｏ１を生成し、後段に設けられた電圧変換部３に出力する。なお、直流電源部２は直流電圧Ｖｏ１を電圧変換部３に出力する構成であればよく、入力電圧を昇圧することで直流電圧Ｖｏ１を生成する昇圧チョッパ回路で構成されていてもよい。
電圧変換部３は、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１とダイオードＤ１と抵抗Ｒ１とで構成されている。そして、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１とダイオードＤ１とで降圧チョッパ回路を構成しており、直流電源部２を入力電源とし、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフ駆動されることで負荷部６に一定の直流電流Ｉｏ１を供給する。具体的には、直流電源部２の出力端間に、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。また、インダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路と並列にダイオードＤ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、ゲートが抵抗Ｒ２を介して制御部４に接続されている。そして、制御部４によってスイッチング素子Ｑ１がオン・オフ駆動されることで直流電圧Ｖｏ１を降圧した直流電圧Ｖｏ２が平滑用コンデンサＣ１の両端間に生成され、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬが平均化された直流電流Ｉｏ１が負荷部６に供給される。
負荷部６は、複数の発光ダイオード６１が直列接続されることで構成されており、平滑用コンデンサＣ１に並列接続され、直流電圧Ｖｏ２が印加される。本実施形態では、負荷部６に所定の直流電流Ｉｏ１が供給されるように制御するため、負荷部６に応じて電圧変換部３が生成する直流電圧Ｖｏ２が変動する。例えば、負荷部６の発光ダイオード６１の個数が多い場合、直流電圧Ｖｏ２が高くなり、個数が少ない場合、直流電圧Ｖｏ２が低くなる。なお、本実施形態の負荷部６は、複数の発光ダイオード６１が直列接続されることで構成されているが、複数の発光ダイオード６１が並列接続されることで構成されていてもよい。
また、抵抗Ｒ１は、コンデンサＣ１に直列接続されており、インダクタ電流ＩＬを検出する電流検出部として機能する。そして、インダクタ電流ＩＬに比例した検出電圧Ｖｄ（抵抗Ｒ１の両端電圧）として制御部４に出力される。
また、インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、インダクタＬ１のインダクタンスＬａで決まる傾きでインダクタ電流ＩＬが増加しエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、平滑用コンデンサＣ１を経て負荷部６に供給される。そこで、インダクタＬ１は、補助巻線Ｌ１１を備えており、補助巻線Ｌ１１はインダクタＬ１が放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部として機能する。補助巻線Ｌ１１は、インダクタ電流ＩＬの増加時に高電圧側となる一端がグランドに接続され、他端が抵抗Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ１の直列回路を介してグランドに接続されている。そして、インダクタ電流ＩＬによって、補助巻線Ｌ１１に誘導された誘導電圧Ｖｚｃｄ１が発生する。誘導電圧Ｖｚｃｄ１は、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーがゼロ、すなわちインダクタ電流ＩＬがゼロとなった場合に、極性が反転する。そして、この誘導電圧Ｖｚｃｄ１は、ツェナーダイオードＺＤ１によってクランプされ、誘導電圧Ｖｚｃｄ２として制御部４に出力される。
制御電源部５は、制御部４の動作電源となる制御電源Ｖｃｃを生成し、制御部４に供給する。また、電圧変換部３が停止している場合、すなわち電圧変換部３の始動前はスイッチング素子Ｑ１のソース側電位が略０Ｖまで低下しないおそれがある。そこで、スイッチング素子Ｑ１をオンし、電圧変換部３を確実に始動させるために、制御電源部５の出力端とグランドとの間に、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とインピーダンス要素Ｚ１とからなる直列回路を介挿している。インピーダンス要素Ｚ１は、直流的にインピーダンスを有する抵抗などの部品で構成され、一端がコンデンサＣ２の一端およびスイッチング素子Ｑ１のソースに接続され、他端がグランドに接続されている。これにより、電圧変換部３が停止している場合であっても、制御電源部５からダイオードＤ２→コンデンサＣ２→インピーダンス要素Ｚ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電することができる。そして、コンデンサＣ２の一端（スイッチング素子Ｑ１のソース）を基準電位Ｈｇｎｄとした制御電源ＨＶｃｃがコンデンサＣ２の両端間に生成され、制御部４に供給される。そして、制御部４は、この制御電源ＨＶｃｃを用いてスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する。このように、電圧変換部３が停止している場合であっても、制御電源ＨＶｃｃを確保することができ、電圧変換部３を確実に始動することができる。
制御部４は、ドライブ部７とカウント部８と信号生成部９と基準電源部１０で構成されている。そして、制御部４は、電圧変換部３から負荷部６に供給される直流電流Ｉｏ１が一定となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ駆動し、電圧変換部３を臨界モードまたは連続モードで動作させる。基準電源部１０は、制御部４の内部電源として用いる基準電源Ｖｒｅｇを制御電源Ｖｃｃから生成する。信号生成部９は、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフさせるタイミングを示す制御信号Ｓ１をドライブ部７に出力する。ドライブ部７は、ハイサイドドライブ回路で構成され、信号生成部９から出力される制御信号Ｓ１に基づいて、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する駆動信号を生成する。カウント部８は、信号生成部９が出力する制御信号Ｓ１の周期（スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔ）をカウントし、設定された駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘと比較する。以下に、各部の構成について説明する。
信号生成部９は、演算部９０とＲＳ型のフリップフロップ９１（選択部）とで構成される。演算部９０は、比較器９２，９３とパルス生成器９４と遅延部９５とエラーアンプ９６とオペアンプ９７と抵抗Ｒ４〜Ｒ７とコンデンサＣ３とで構成されている。
演算部９０は、電圧変換部３を臨界モードで動作させる場合におけるスイッチング素子Ｑ１をオン・オフさせるタイミングすなわち、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔを決定する。以下に、演算部９０の構成について説明する。
比較器９２の非反転入力端子は、抵抗Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ１との接続点に接続されており、誘導電圧Ｖｚｃｄ２が入力される。また、比較器９２の反転入力端子は、図示しない電圧生成部に接続されており、予め決められた閾値電圧Ｖｔｈ１が入力される。また、比較器９２の出力端子は、パルス生成器９４に接続されており、誘導電圧Ｖｚｃｄ２と閾値電圧Ｖｔｈ１との比較結果を出力する。
パルス生成器９４は、入力される信号（比較器９２の出力信号）の立下りタイミングで、パルス幅（Ｈ期間）Ｔｏｓ１のパルス信号Ｐ１を生成し、フリップフロップ９１のＳ２端子（第２のセット端子）に出力する。
エラーアンプ９６の反転入力端子は、抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ１の一端（抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点）に接続されており、検出電圧Ｖｄが入力される。また、エラーアンプ９６の非反転入力端子は、図示しない電圧生成部に接続されており、予め決められた閾値電圧Ｖｔｈ２が入力される。そして、エラーアンプ９６の出力は、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈ２との比較結果に応じて定電流をシンクまたはソースできるように構成されている。エラーアンプ９６の出力端とグランドとの間にコンデンサＣ３が接続されている。そして、エラーアンプ９６は、検出電圧Ｖｄ＞閾値電圧Ｖｔｈ２である場合、定電流をシンクする。また、エラーアンプ９６は、検出電圧Ｖｄ＜閾値電圧Ｖｔｈ２である場合、定電流をソースする。したがって、検出電圧Ｖｄの高低に応じてコンデンサＣ３の両端電圧が変動する。なお、動作安定のためには、コンデンサＣ３の容量を十分に大きくし、コンデンサＣ３の両端電圧の波形のリップル電圧を低減することが望ましい。
また、エラーアンプ９６とコンデンサＣ３との接続点は、オペアンプ９７に接続されている。オペアンプ９７は、非反転入力端子がコンデンサＣ３に接続され、反転入力端子と出力端子とが接続されており、バッファとして機能する。また、オペアンプ９７の出力端子とグランドとの間に、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路が接続されている。そして、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点が比較器９３の反転入力端子に接続されている。したがって、コンデンサＣ３の両端電圧は、バッファ（オペアンプ９７）を介し、抵抗Ｒ５，Ｒ６によって分圧された基準電圧Ｖｒｅｆに変換されて、比較器９３の反転入力端子に印加される。
比較器９３の非反転入力端子は、抵抗Ｒ７を介して抵抗Ｒ１の一端（抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点）に接続されており、検出電圧Ｖｄが入力される。また、比較器９３の出力端子は、遅延部９５を介してフリップフロップ９１のＲ端子（リセット端子）に接続されており、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果を出力する。
遅延部９５は、比較器９３の出力信号がフリップフロップ９１に伝達されるタイミングを遅延させる。具体的には、遅延部９５は、比較器９３の出力レベルがＬからＨになるタイミングのみ遅延させてフリップフロップ９１に出力し、比較器９３の出力レベルがＨからＬになるタイミングは遅延させずにフリップフロップ９１に出力する。このような機能を実現するために、本実施形態では遅延部９５を図２に示す回路構成図のように構成している。
図２に示すように、遅延部９５は、ＡＮＤ素子９５１とＩＮＶ素子９５２と定電流源９５３とコンデンサＣ４とスイッチング素子Ｑ２とで構成されている。定電流源９５３は、基準電源部１０が出力する基準電源Ｖｒｅｇを入力電源として、コンデンサＣ４に定電流を供給する。スイッチング素子Ｑ２は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、コンデンサＣ４に並列接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子は、ＩＮＶ素子９５２を介して比較器９２の出力端子に接続されている。ＡＮＤ素子９５１は、一方の入力端子がコンデンサＣ４に接続されることでコンデンサＣ４の両端電圧が入力され、他方の入力端子が比較器９２の出力端子に接続され、出力端子はフリップフロップ９１のＲ端子に接続されている。
遅延部９５は、上記構成で比較器９２の出力レベルがＬである場合、スイッチング素子Ｑ２がオンすることでコンデンサＣ４の両端が短絡され、ＡＮＤ素子９５１の出力レベルがＬとなる。そして、比較器９２の出力レベルがＬからＨに反転すると、スイッチング素子Ｑ２がオフし、定電流源９５３から供給される定電流によってコンデンサＣ４の両端電圧が上昇し、閾値を上回るとＡＮＤ素子９５１の出力レベルがＨとなる。すなわち、比較器９２の出力レベルがＬからＨに反転してから、コンデンサＣ４の両端電圧が閾値に達するまでの時間が遅延時間Ｔｄｌとなる。このような構成で、遅延部９５は、比較器９２の出力レベルがＬからＨになるタイミングのみを遅延させた出力信号Ｓ２をフリップフロップ９１に出力する。なお、定電流源９５３が出力する電流値や、コンデンサＣ４の容量、ＡＮＤ素子９５１がコンデンサＣ４の両端電圧をＨと判定する閾値を調整することで遅延時間Ｔｄｌを調整することができる。
上記構成で、演算部９０は、比較部９２が誘導電圧Ｖｚｃｄ２と閾値電圧Ｖｔｈ１とを比較することで、インダクタＬ１が放出するエネルギーがゼロになったことを検出し、スイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを決定している。また、比較器９３が検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較することで、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングを決定している。すなわち、演算部９０は、電圧変換部３を臨界モードで動作させる場合におけるスイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔを演算している。
また、スイッチング素子Ｑ１をオフタイミングを決定するために用いる基準電圧Ｖｒｅｆは、検出電圧Ｖｄと予め決められた閾値電圧Ｖｔｈ２との比較結果（コンデンサＣ３の両端電圧）によって決定される。これにより、電圧変換部３から負荷部６に供給される直流電流Ｉｏ１が一定となるように制御される。
そして、フリップフロップ９１は、電圧変換部３を臨界モードで動作させる場合、演算部９０で決定されたスイッチング素子Ｑ１のオン・オフタイミングで制御信号Ｓ１を生成する。フリップフロップ９１は、Ｑ端子（出力端子）がドライブ部７に接続されており、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフさせるタイミングを示す制御信号Ｓ１をドライブ部７に出力する。
ドライブ部７は、抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。そして、ドライブ部７は、上述した制御電源ＨＶｃｃを用いて、フリップフロップ９１の制御信号Ｓ１に同期した駆動信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１に出力することでスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する。具体的には、フリップフロップ９１が出力する制御信号がＨの場合、スイッチング素子Ｑ１をオンし、制御信号Ｓ１がＬの場合、スイッチング素子Ｑ１をオフする。
カウント部８（周期比較部）は、ＲＳ型のフリップフロップ８１とパルス生成器８２，８３と比較器８４と定電流源８５とＩＮＶ素子８６，８７とＯＲ素子８８とスイッチング素子Ｑ３と抵抗Ｒ８とコンデンサＣ５とで構成されている。カウント部８は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘが設定されており、演算部９０で演算された駆動周期Ｔと比較する。
ＩＮＶ素子８６は、入力端子がフリップフロップ９１のＱ端子に接続され、出力端子がパルス生成器８２，８３に接続されている。そして、ＩＮＶ素子８６は、フリップフロップ９１が出力する制御信号Ｓ１を反転させた信号をパルス生成器８２，８３に出力する。
パルス生成器８２は、入力される信号（ＩＮＶ素子８１の出力信号）の立下りのタイミング、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングで、パルス幅（Ｈ期間）がＴｏｓ２のパルス信号Ｐ２を生成する。また、パルス生成器８２の出力端子は、フリップフロップ８１のＳ端子（セット端子）に接続されており、生成したパルス信号Ｐ２をフリップフロップ８１のＳ端子に出力する。
パルス生成器８３は、入力される信号（ＩＮＶ素子８１の出力信号）の立下りのタイミング、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングで、パルス幅（Ｈ期間）がＴｏｓ３のパルス信号Ｐ３を生成する。なお、パルス生成器８３が生成するパルス信号Ｐ３のパルス幅Ｔｏｓ３は、パルス生成器８２が生成するパルス信号Ｐ２のパルス幅Ｔｏｓ２よりも短く構成されている。また、パルス生成器８３の出力端子は、ＯＲ素子８８を介してフリップフロップ８１のＲ端子（リセット端子）に接続されている。そして、パルス生成器８３は、ＯＲ素子８８を介してフリップフロップ８８のＲ端子にパルス信号Ｐ２を出力する。
フリップフロップ８１のＱ端子（出力端子）は、ＩＮＶ素子８７を介して、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３のゲートに接続されており、出力信号Ｓ３を出力する。
また、定電流源８５は、基準電源部１０が出力する基準電源Ｖｒｅｇを入力電源として、コンデンサＣ５に定電流を供給する。コンデンサＣ５と並列に、スイッチング素子Ｑ３と抵抗Ｒ４との直列回路が接続されている。
比較器８３は、非反転入力端子がコンデンサＣ５の一端に接続されており、コンデンサＣ５の両端電圧（コンデンサ電圧Ｖｃ５）が入力される。また、比較器８３の反転入力端子は、図示しない電圧生成部に接続されており、予め決められた閾値電圧Ｖｔｈ３が入力される。また、比較器８３の出力端子は、フリップフロップ９１のＳ１端子（第１のセット端子）および、ＯＲ素子８８を介してフリップフロップ８１のＲ端子に接続されている。そして、比較器８３は、コンデンサ電圧Ｖｃ５と閾値電圧Ｖｔｈ３との比較結果に基づいて出力信号Ｓ３を、フリップフロップ９１のＳ１端子および、フリップフロップ８１のＲ端子に出力する。
上記構成で、カウント部８は、スイッチング素子Ｑ１がオン（フリップフロップ９１の制御信号Ｓ１がＨ）するとスイッチング素子Ｑ３がオフし、コンデンサ電圧Ｖｃ５が上昇し始める。このコンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値電圧Ｖｔｈ３に到達するまでの時間が駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘとなる。すなわち、カウント部８は、スイッチング素子Ｑ１がオンしてから次にオンするまでの期間（演算部９０が演算した駆動周期Ｔ）と、コンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値Ｖｔｈ３に到達するまでの期間（駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘ）とを比較する。そして、演算部９０が演算した駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘよりも短い場合、比較器８３の出力がＬとなり、演算部９０が演算した駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘよりも長い場合、比較器８３の出力がＨとなる。
次に、本実施形態の電源装置１の動作について説明する。まず、図３（ａ）〜（ｌ）に示すタイミングチャートを用いて、電圧変換部３が臨界モードで動作する場合について説明する。なお、図３（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング素子電流ＩＱの波形図である。図３（ｂ）は、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬの波形図である。図３（ｃ）は、補助巻線Ｌ１１に誘起される誘導電圧Ｖｚｃｄ１の波形図である。図３（ｄ）は、比較器９２の非反転入力端子に入力される誘導電圧Ｖｚｃｄ２の波形図である。図３（ｅ）は、パルス生成器９４が出力するパルス信号Ｐ１の波形図である。図３（ｆ）は、比較器９３の非反転入力端子に入力される検出電圧Ｖｄの波形図である。図３（ｇ）は、遅延部９５が出力する出力信号Ｓ２の波形図である。図３（ｈ）は、フリップフロップ９１が出力する制御信号Ｓ１の波形図である。図３（ｉ）は、パルス生成器８２が出力するパルス信号Ｐ２の波形図である。図３（ｊ）は、パルス生成器８３が出力するパルス信号Ｐ３の波形図である。図３（ｋ）は、フリップフロップ８１が出力する出力信号Ｓ３の波形図である。図３（ｌ）は、比較器８４の非反転入力端子に入力されるコンデンサ電圧Ｖｃ５の波形図である。
まず、スイッチング素子Ｑ１のオフ時（オフ期間Ｔｏｆｆ）の動作について説明する。時間ｔ１に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーによって、ダイオードＤ１を介して回生電流（インダクタ電流ＩＬ）が流れる。そして、時間が経過するにつれて回生電流が減少し、時間ｔ２に回生電流がゼロとなる（図３（ｂ）参照）。このとき、補助巻線Ｎ２に生じる誘導電圧Ｖｚｃｄ１の極性が反転し、比較器９２の非反転入力端子に印加される誘導電圧Ｖｚｃｄ２がゼロとなり、閾値Ｖｔｈ１を下回る。これにより、比較器９２の出力レベルがＨからＬに反転する（図３（ｃ）（ｄ）参照）。パルス生成器９４は、比較器９２の出力の立下りを検知し、パルス幅Ｔｏｓ１のパルス信号Ｐ１をフリップフロップ９１のＳ２端子に出力する（図３（ｅ）参照）。
そして、フリップフロップ９１は、Ｓ２端子にパルス信号Ｐ１が入力されることによって、制御信号Ｓ１の電圧レベルをＬからＨに反転させ、スイッチング素子Ｑ１がオンされる。
次に、スイッチング素子Ｑ１のオン時（オン期間Ｔｏｎ）の動作について説明する。時間ｔ０に、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬは、インダクタＬ１のインダクタンスＬａによって決まる傾きで増加する（図３（ｂ）参照）。このとき、インダクタ電流ＩＬは、電流検出部として機能する抵抗Ｒ１によって検出され、検出電圧Ｖｄが比較器９３の非反転入力端子に入力される。
そして、比較器９３は、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒｅｆを上回ると出力をＬからＨに反転させる。
そして、遅延部９５は、比較器９３の出力がＬからＨに反転するタイミングを遅延時間Ｔｄｌだけ遅延させた出力信号Ｓ２をフリップフロップ９１にＲ端子に出力する（図３（ｆ）（ｇ）参照）。これにより、フリップフロップ９１が出力する制御信号Ｓ１のレベルがＨからＬに反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフする。
また、カウント部８は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔをカウントしている。図３（ｉ）（ｊ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオンするとパルス生成器８２，８３がパルス信号Ｐ２，Ｐ３を生成する。上述したように、パルス生成器８３が出力するパルス信号Ｐ３のパルス幅Ｔｏｓ３は、パルス生成器８２が出力するパルス信号Ｐ２のパルス幅Ｔｏｓ２よりも短い。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてからパルス幅Ｔｏｓ３が経過した時点では、フリップフロップ８１のＳ端子に入力される信号（パルス信号Ｐ２）がＨとなる。したがって、図３（ｋ）に示すように、フリップフロップ８１の出力信号Ｓ３は、スイッチング素子Ｑ１がオンしてからパルス信号Ｐ３（Ｈ期間）が出力されている期間のみＬとなる。
図３（ｌ）に示すように、フリップフロップ８１の出力信号Ｓ３がＬ期間は、スイッチング素子Ｑ３がオンするので、コンデンサＣ５が抵抗Ｒ８，スイッチング素子Ｑ３を介して放電し、コンデンサ電圧Ｖｃ５が略０Ｖまで低下する。また、フリップフロップ８１の出力信号Ｓ３がＨ期間は、スイッチング素子Ｑ３がオフし、定電流源８５がコンデンサＣ５に定電流が供給されることで、コンデンサ電圧Ｖｃ５が一定の傾きで徐々に上昇する。このようにして、カウント部８は、コンデンサ電圧Ｖｃ５を用いてスイッチング素子Ｑ１がオンしてから次にオンするまでの駆動周期Ｔをカウントしている。
そして、コンデンサ電圧Ｖｃ５は比較器８４の非反転入力端子に入力され、閾値電圧Ｖｔｈ３と比較する。すなわち、演算部９０で演算された駆動周期Ｔのカウント値であるコンデンサ電圧Ｖｃ５と、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘとして設定された閾値電圧Ｖｔｈ３とを比較する。なお、ここでは、コンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値電圧Ｖｔｈ３に達する前に、インダクタ電流ＩＬがゼロとなりスイッチング素子Ｑ１がオンされている。すなわち、演算部９０で演算された駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘよりも短いと判断されている。したがって、常にコンデンサ電圧Ｖｃ５＜閾値電圧Ｖｔｈ３となり、比較器８４の出力は常にＬとなる。
ここで、本実施形態の電源装置１が臨界モードで動作する場合の具体例として、以下の条件を用いて説明する。電圧変換部３に入力される直流電圧Ｖｏ１を４００Ｖ、電圧変換部３が負荷部６に供給する直流電流Ｉｏ１を０．３５Ａとし、このとき負荷部６に印加される直流電圧Ｖｏ２が８０Ｖであるとする。また、カウント部８に設定される駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘが２０μｓ（駆動周波数ｆ＝５０ｋＨｚ）に設定されているとする。
そして、インダクタＬ１のインダクタンスをＬａとした場合、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎ，オフ期間Ｔｏｆｆは、下記式（１）（２）のように求まる。
Ｔｏｎ＝Ｉｏ１×Ｌａ×２／（Ｖｏ１−Ｖｏ２）＝０．３５Ａ×Ｌａ×２／（４００Ｖ−８０Ｖ） ・・・（１）
Ｔｏｆｆ＝Ｉｏ１×Ｌａ×２／Ｖｏ２＝０．３５Ａ×Ｌａ×２／８０Ｖ ・・・（２）
そして、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数ｆが５０ｋＨｚとなるように設定した場合、下記式（３）より、インダクタンスＬａ＝１８３０μＨと求まる。
１／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝駆動周波数ｆ＝５０ｋＨｚ ・・・（３）
次に、負荷部６のみを交換し、負荷部６に供給する電力を増加させる。具体的には、直流電流Ｉｏ１＝０．３５Ａである場合の直流電圧Ｖｏ２が１２０Ｖとなる負荷部６に交換したとする。この条件で臨界モードで動作する場合、上記式（１）（２）（３）と同様の計算より、駆動周波数ｆが６５．６ｋＨｚ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが３０％と求まる。すなわち、演算部９０で演算される駆動周波数ｆ（＝１／駆動周期Ｔ）が６５．６ｋＨｚとなる。したがって、負荷部６供給する直流電力が増加した場合、演算部９０で演算される駆動周波数ｆが上昇、すなわち駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘ（２０μｓ＝５０ｋＨｚ）よりも短くなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数ｆは６５．６ｋＨｚに設定され、電圧変換部３は臨界モードで動作する。
次に、負荷部６のみを交換し、負荷部６に供給する電力を減少させる。具体的には、直流電流Ｉｏ１＝０．３５Ａである場合の直流電圧Ｖｏ２が４０Ｖとなる負荷部６に交換したとする。この条件で臨界モードで動作する場合、上記式（１）（２）（３）と同様の計算より、駆動周波数ｆが２８．１ｋＨｚ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが１０％と求まる。すなわち、演算部９０で演算される駆動周波数ｆが２８．１ｋＨｚとなる。したがって、負荷部６供給する直流電力が減少した場合、演算部９０で演算される駆動周波数ｆが低下、すなわち駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘ（２０μｓ＝５０ｋＨｚ）よりも長くなる。
この場合、制御部４は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔを上限値Ｔｍａｘに設定し、電圧変換部３を連続モードで動作させる。以下に、図４（ａ）〜（ｌ）に示すタイミングチャートを用いて、電圧変換部３が連続モードで動作する場合について説明する。なお、図４（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング素子電流ＩＱの波形図である。図４（ｂ）は、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬの波形図である。図４（ｃ）は、補助巻線Ｌ１１に誘起される誘導電圧Ｖｚｃｄ１の波形図である。図４（ｄ）は、比較器９２の非反転入力端子に入力される誘導電圧Ｖｚｃｄ２の波形図である。図４（ｅ）は、パルス生成器９４が出力するパルス信号Ｐ１の波形図である。図４（ｆ）は、比較器９３の非反転入力端子に入力される検出電圧Ｖｄの波形図である。図４（ｇ）は、遅延部９５が出力する出力信号Ｓ２の波形図である。図４（ｈ）は、フリップフロップ９１が出力する制御信号Ｓ１の波形図である。図４（ｉ）は、パルス生成器８２が出力するパルス信号Ｐ２の波形図である。図４（ｊ）は、パルス生成器８３が出力するパルス信号Ｐ３の波形図である。図４（ｋ）は、フリップフロップ８１が出力する出力信号Ｓ３の波形図である。図４（ｌ）は、比較器８４の非反転入力端子に入力されるコンデンサ電圧Ｖｃ５の波形図である。なお、図３（ａ）〜（ｌ）を用いて説明した臨界モードと同一の動作については説明を省略する。
上述したように、スイッチング素子Ｑ１がオンするとパルス生成器８３からパルス信号Ｐ３がフリップフロップ８１のＲ端子に出力される。したがって、パルス期間Ｔｏｓ３の間スイッチング素子Ｑ３がオンし、コンデンサＣ５が放電されコンデンサ電圧Ｖｃ５が略０Ｖまで低下する。そして、パルス期間Ｔｏｓ３が経過すると、スイッチング素子Ｑ３がオフし、定電流源８５によってコンデンサＣ５が充電され、コンデンサ電圧Ｖｃ５が上昇する（図４（ｌ）参照）。
負荷部６に供給される電力が大きい場合、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔ（オン期間Ｔｏｎ，オフ期間Ｔｏｆｆ）が短くなる。このため、コンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値電圧Ｖｔｈ３に達する前に、インダクタＬ１に流れる電流がゼロとなりスイッチング素子Ｑ１がオンされていた（図３（ｌ）参照）。
しかし、ここでは、負荷部６に供給される電力が小さいため、演算部９０で演算される駆動周期Ｔ（オン期間Ｔｏｎ，オフ期間Ｔｏｆｆ）が長く、インダクタＬ１に流れる電流がゼロになる前に、コンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値Ｖｔｈ３に到達する。これにより、比較器８４からフリップフロップ９１のＳ１端子に出力される信号がＬからＨに反転し、フリップフロップ９１の制御信号Ｓ１がＬからＨに反転するので、スイッチング素子Ｑ１がオンする。
すなわち、カウント部８はスイッチング素子Ｑ１がオンすると計時を開始し、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘが経過するまでに、インダクタＬ１に流れる電流がゼロとならずにスイッチング素子Ｑ１がオンされない場合、強制的にスイッチング素子Ｑ１をオンする。これにより、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘに設定され、電圧変換部３が連続モードで動作することとなる。
このように、本実施形態では、負荷部６に供給する電力が大きい場合、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔは上限値Ｔｍａｘよりも短く設定され、電圧変換部３が臨界モードで動作する。そして、負荷部６に供給する電力が小さくなるにつれてスイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔが長くなるように設定され、駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘに達すると、駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘに設定される。さらに、負荷部６に供給する電力を小さくする場合、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔは上限値Ｔｍａｘに設定され、電圧変換部３が連続モードで動作することで、負荷部６に供給する電力を小さくする。したがって、本実施形態では、負荷部６に供給する電力が小さい場合であっても、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘを超えることを防止することができる。
例えば、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘを２０μｓ（駆動周波数ｆ＝５０ｋＨｚ）から２５μｓ（駆動周波数ｆ＝４０ｋＨｚ）となるように設定する。これにより、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数ｆが赤外線リモコンで使用する周波数域に干渉したり、可聴域となって騒音を発生することを防止することができる。
また、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘは、パルス幅Ｔｏｓ２，Ｔｏｓ３と、定電流源８５の電流量と、コンデンサＣ５の容量と、閾値電圧Ｖｔｈ３とのうち、少なくともいずれかを調節することで所望の値に設定することができる。
また、本実施形態では、負荷部６への供給電力が低い場合は、電圧変換部３が連続モードで動作するため、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失は増加傾向となり、ターンオン時に発生するノイズは増加傾向となる。しかし、その一方では負荷部６への供給電力が低いため、直流電源部２での損失を大幅に改善することができ、電源装置１全体の消費電力を大幅に低減することができる。さらに、直流電源部２から発生するノイズを低減することによって、電源装置１全体から発生られるノイズ増加も最小限に抑えることができる。
また、本実施形態では、遅延部９５を図２のように構成することによって、検出電圧Ｖｄのレベルに関わらず安定した遅延時間Ｔｄｌを設定することができる。さらに、遅延時間Ｔｄｌを短く（例えば１００ｎｓ以下）設定することができ、スイッチング素子Ｑ１の最小オン時間を短くすることができる。これにより、負荷部６（発光ダイオード６１）の調光範囲を広くすることができる。
例えば、直流電流Ｉｏ１＝０．３５Ａを供給した場合に、直流電圧Ｖｏ２＝８０Ｖとなり、定格点灯する負荷部６を電源装置１に接続したとする。そして、直流電流Ｉｏ１を低減しても直流電圧Ｖｏ２が８０Ｖで一定であると仮定した場合、直流電流Ｉｏ１を０．０１０Ａに設定した場合、上記式（１）よりオン期間Ｔｏｎ＝１１０ｎｓと求まる。電流比＝調光比とすると、０．０１０Ａ／０．３５Ａ＝３％となる。すなわち、本実施形態の電源装置１は、上記構成の遅延部９５を備えることで負荷部６の調光率を約３％まで安定に調光することができる。
また、パルス生成器９４を、図２に示した遅延部９５と同様に構成してもよい。この場合、遅延時間を調節することでスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを遅らせることができ、電圧変換部３を断続モードで動作させることができる。
また、図１に示すようにエラーアンプ９６とコンデンサＣ３とオペアンプ９７とを用いて基準電圧Ｖｒｅｆを生成しているが、これに限定するものではない。図５に示すようにオペアンプ９８とコンデンサＣ６とを用いて積分演算を行い、基準電圧Ｖｒｅｆを生成するように構成してもよい。
また、負荷回路６に供給する直流電流Ｉｏ１を決める閾値電圧Ｖｔｈ２も固定する必要はない。図５に示すように、外部から入力される調光信号に応じて閾値を決める調光レベル生成部９９を設け、調光レベル生成部９９よって閾値を決めるように構成してもよい。
また、カウント部８の構成も、上記に限定するものではなく、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘを設定することができ、上限値Ｔｍａｘと演算部９０で演算された駆動周期Ｔとを比較する構成であればよい。
また、本実施形態では、発光ダイオード６１を備えた負荷部６と、この負荷部６に直流電流Ｉｏ１を供給する電源装置１とで照明装置１１を構成しているが、この構成に限定するものではない。例えば、負荷部６を充電池で構成し、電源装置１から供給される直流電流Ｉｏ１で充電するような構成でもよい。
（実施形態２）
本実施形態の電源装置１の回路構成図を図６に示す。
本実施形態では、基準電源部１０が生成する基準電源Ｖｒｅｇを複数の抵抗（図示例では抵抗Ｒ９，Ｒ１０）で分圧することで、閾値電圧Ｖｔｈ３を生成している。なお、実施形態１と同様の構成には同一符号を付して説明を省略する。
抵抗Ｒ９，Ｒ１０の抵抗比を調節することで、カウント部８に比較器８４の反転入力端子に印加される閾値電圧Ｖｔｈ３を調節することができ、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘを所望の値に調節することができる。例えば、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘを十分長い値に設定すれば、電圧変換部３を常時臨界モードで動作させることができる。
また、制御部４は、インダクタＬ１が補助巻線Ｌ１１を備えていない場合であっても、駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘに設定され、電圧変換部３を連続モードまたは断続モードで動作させることができる。この場合、インダクタＬ１の補助巻線Ｌ１１を省略することができ、コストを削減することができる。
したがって、１つの制御部４を用いて、電圧変換部３の動作モードを臨界モード，連続モード，断続モードから適宜選択することができる。
また、本実施形態ではカウント部８と信号生成部９とを集積回路ＩＣ１で構成しており、部品点数を削減し、電源装置１を小型化することができる。
（実施形態３）
本実施形態の電源装置１の回路構成図を図７に示す。
本実施形態では、直流電源部２が整流器ＤＢと昇圧チョッパ回路で構成されており、制御部４は、直流電源部２の制御も行う。なお、実施形態１と同様の構成には同一符号を付して説明を省略する。
直流電源部２は、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ４とダイオードＤ３と平滑用コンデンサＣ７と抵抗Ｒ１１とからなる昇圧チョッパ回路と、整流器ＤＢとで構成されている。整流器ＤＢは、交流電源Ｅ１に接続されており、交流電源Ｅ１の交流電圧を全波整流して後段の昇圧チョッパ回路に供給する。整流器ＤＢの出力端間にインダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ４と抵抗Ｒ１１とからなる直列回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ４と抵抗Ｒ１１との直列回路と並列に、ダイオードＤ３と平滑用コンデンサＣ７との直列回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ４のゲートは、抵抗Ｒ１２を介して制御部４に接続されている。そして、制御部４は、スイッチング素子Ｑ４をオン・オフ駆動することで平滑用コンデンサＣ７の両端に直流電圧Ｖｏ１を生成する。
制御部４は、直流電圧Ｖｏ１が一定となるように、直流電源部２が電圧変換部３に供給する電力に応じてスイッチング素子Ｑ４の駆動周期を変動させる。そこで、制御部４は、スイッチング素子Ｑ４の駆動周期が上限値を超えないように連続モードで動作させるために、ドライブ部７ａとカウント部８ａと信号生成部９ａとを備えている。なお、ドライブ部７ａ，カウント部８ａ，信号生成部９ａは、実施形態１で説明したドライブ部７，カウント部８，信号生成部９と同様の基本構成であり、同様の構成には符号末尾にａを付して説明を省略し、異なる構成のみ説明する。
信号生成部９ａは、信号生成部９のオペアンプ９７，抵抗Ｒ５，Ｒ６の代わりにマルチプライヤ９１０を備えている。信号生成部９ａのエラーアンプ９６ａの非反転入力端子には、コンデンサＣ７に並列接続された抵抗Ｒ１３，１４の直列回路によって直流電圧Ｖｏ１を分圧した電圧が入力される。そして、直流電圧Ｖｏ１の分圧値と閾値電圧Ｖｔｈ２ａとが比較され、この比較結果に応じたコンデンサＣ３ａの両端電圧がマルチプライヤ９１０に入力される。また、マルチプライヤ９１０には、整流器ＤＢが出力する脈流電圧を抵抗Ｒ１５，１６で分圧した電圧が入力される。そして、マルチプライヤ９１０は、コンデンサＣ３ａの両端電圧と整流器ＤＢの脈流電圧とに基づいて、スイッチング素子Ｑ４のオフタイミングの決定に用いる基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、比較器９３ａの反転入力端子に出力している。
また、実施形態２と同様に、カウント部８の比較器８４に入力される閾値電圧Ｖｔｈ３は、基準電源部１０が生成する基準電源Ｖｒｅｇを抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧することで生成している。そして、この閾値電圧Ｖｔｈ３は、カウント部８ａの比較器８４ａにも入力されている。また、カウント部８ａは、２個のコンデンサＣ５ａが並列接続されており、カウント部８に対してコンデンサの容量が２倍となっている。したがって、コンデンサ電圧Ｖｃ５ａが上昇する傾きが１／２となる。なお、コンデンサＣ５とコンデンサＣ５ａの容量および、定電流源８５と定電流源８５ａが出力する電流値は同一であるとする。したがって、カウント部８ａで設定されるスイッチング素子Ｑ４の駆動周期Ｔａの上限値は、カウント部８で設定されるスイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘの２倍となる。例えば、カウント部８で設定される駆動周波数ｆの下限値が４４ｋＨｚである場合、カウント部８ａで設定される駆動周期ｆａの下限値は２２ｋＨｚとなる。
上記構成より、直流電源部２は、供給電力が大きくなるにつれてスイッチング素子Ｑ４の駆動周期Ｔａが長くなり、供給電力が大きい場合は連続モードで動作し、供給電力が小さい場合は臨界モードで動作する。
したがって、負荷回路６の電圧（直流電圧Ｖｏ２）が高い場合、すなわち負荷回路６に供給する電力が大きい場合、電圧変換部３は臨界モードで動作し、直流電源部２は連続モードで動作する。一方、負荷回路６の電圧（直流電圧Ｖｏ２）が低い場合、すなわち負荷回路６に供給する電力が小さい場合、電圧変換部３は連続モードで動作し、直流電源部２は臨界モードで動作する。
このように、本実施形態では、昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とを組み合わせて制御する場合でも、昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とが同時に連続モードで動作することを回避することができる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のスイッチング損失を合算した増加を最小限に抑え、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４から発生されるノイズを合算した増加も最小限に抑えることができる。
また、実施形態２と同様に、制御部４を集積回路ＩＣ２で構成することによって、部品点数を削減し、電源装置の小型化が可能となる。
次に、本実施形態の電源装置１を用いた照明器具１２の外観図を図８に示す。負荷部６は、図９に示すように、蛍光ランプと同形状の直管型の筐体６２と、この筐体６２に内蔵された基板６３と、この基板６３に実装された発光ダイオード６１とで構成されている。筐体６２の一端には一対の電極６４ａ，６４ｂが設けられ、他端には一対の電極６４ｃ，６４ｄが設けられている。
器具本体１２１は、電源装置１を収納し、電源装置１の出力端として機能する一対のソケット１２２が設けられている。そして、ソケット１２２は負荷部６の電極６４ａ〜６４ｄ（接続部）が着脱可能に構成されている。そして、ソケット１２２に負荷部６の電極６４ａ〜６４ｄが取り付けられることで、電源装置１から発光ダイオード６１に直流電流Ｉｏ１が供給されて、発光ダイオード６１が点灯する。
このように、負荷部６を器具本体１２１に対して着脱可能な構成にすることによって、発光ダイオード６１の効率が将来的に向上した場合においても、負荷部６のみを交換することで省エネルギーを実現することができる。
また、本実施形態では、負荷部６に供給する直流電流Ｉｏ１が一定となるように制御しているので、発光ダイオード６１の順方向電圧が異なる負荷部６に交換した場合であっても調光度が変化することがない。
１ 電源装置
２ 直流電源部
３ 電圧変換部
４ 制御部
５ 制御電源部
６ 負荷部
７ ドライブ部
８ カウント部（周期比較部）
９ 信号生成部
１０ 基準電源部
９０ 演算部
９１ フリップフロップ（選択部）
Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
Ｌ１１ 補助巻線（エネルギー検出部）
Ｃ１ 平滑用コンデンサ
Ｒ１ 抵抗（電流検出部）

Claims (4)

  1. 直流電圧を出力する直流電源部と、
    スイッチング素子およびインダクタおよびコンデンサを有し、前記直流電源部を入力電源とし、前記スイッチング素子がオン・オフ駆動されることで負荷部に直流電力を供給する電圧変換部と、
    前記負荷部に流れる電流を検出する電流検出部と、
    前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧変換部から前記負荷部に供給される直流電流が一定となるように前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御部と、
    前記インダクタが放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部とを備え、
    前記制御部は、
    前記負荷部に供給する直流電力の増減に応じた前記スイッチング素子の駆動周期を演算する演算部と、
    前記演算部の演算結果と、前記スイッチング素子の駆動周期の上限値とを比較する周期比較部と、
    前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも短い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記演算部の演算結果に設定し、前記インダクタが放出するエネルギーがゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子をオンし、
    前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも長い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記上限値に設定する設定部とを有することを特徴とする電源装置。
  2. 前記演算部の演算結果は、前記負荷部に供給する直流電力が減少するにつれて、前記スイッチング素子の駆動周期が長くなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
  3. 請求項１または２記載の電源装置と、
    前記電源装置から直流電力が供給される負荷部とを備え、
    前記負荷部は、複数個の発光ダイオードが直列または並列接続されることで構成され、前記電源装置の出力端に着脱可能な接続部を有し、前記電源装置から直流電力が供給されることで点灯することを特徴とする照明装置。
  4. 請求項３記載の照明装置と、
    前記照明装置が取り付けられる器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
JP2012028051A 2012-02-13 2012-02-13 電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具 Pending JP2013165598A (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012028051A JP2013165598A (ja) 2012-02-13 2012-02-13 電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具
US13/731,158 US9167661B2 (en) 2012-02-13 2012-12-31 Power supply device and lighting device and lighting fixture using the same
EP13152646.9A EP2626992A3 (en) 2012-02-13 2013-01-25 Power supply device and lighting device and lighting fixture using the same
CN201310053175.4A CN103249221B (zh) 2012-02-13 2013-02-18 电源装置以及点亮装置以及包括点亮装置的照明器材

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012028051A JP2013165598A (ja) 2012-02-13 2012-02-13 電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2013165598A true JP2013165598A (ja) 2013-08-22

Family

ID=47739020

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2012028051A Pending JP2013165598A (ja) 2012-02-13 2012-02-13 電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9167661B2 (ja)
EP (1) EP2626992A3 (ja)
JP (1) JP2013165598A (ja)
CN (1) CN103249221B (ja)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103731954A (zh) * 2013-11-28 2014-04-16 成都岷创科技有限公司 一种时间倍乘信号生成电路
CN103747558A (zh) * 2013-11-28 2014-04-23 成都岷创科技有限公司 一种基于时间倍乘补偿技术的led驱动电路
JP2015119509A (ja) * 2013-12-16 2015-06-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源装置及びｌｅｄ点灯装置
JP2016048637A (ja) * 2014-08-27 2016-04-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及び照明器具
WO2016104345A1 (ja) * 2014-12-25 2016-06-30 ミツミ電機株式会社 非絶縁型電源装置
JP2016162654A (ja) * 2015-03-03 2016-09-05 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及び照明器具

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2704301B1 (en) * 2012-08-31 2016-07-27 Stichting IMEC Nederland DC-DC converter and control method thereof
US9247606B2 (en) * 2013-02-13 2016-01-26 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. LED illumination dimming circuit and LED illumination dimming method
US9246378B2 (en) * 2013-07-19 2016-01-26 Supertex, Inc. Method and apparatus for extending the power output range of a power converter used for a lighting system
TWI513152B (zh) * 2013-09-17 2015-12-11 Upi Semiconductor Corp 時間信號產生器及時間信號產生方法
TWM483631U (zh) * 2014-03-19 2014-08-01 Semisilicon Technology Corp 改良型發光二極體驅動系統
JP6369782B2 (ja) * 2014-06-05 2018-08-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源装置及び該電源装置を用いた前照灯装置及び該前照灯装置を用いた車両
JP6704176B2 (ja) * 2016-02-01 2020-06-03 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源装置、点灯システム及び照明器具、並びに照明システム
US10601330B1 (en) * 2017-09-06 2020-03-24 Apple Inc. Tertiary winding for coupled inductor structures
FR3102620B1 (fr) 2019-10-24 2022-12-23 St Microelectronics Grenoble 2 Convertisseur de tension
FR3113142B1 (fr) 2020-07-30 2022-12-23 St Microelectronics Grenoble 2 Convertisseur de tension
FR3113140B1 (fr) 2020-07-30 2022-12-23 St Microelectronics Grenoble 2 Convertisseur de tension

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005020994A (ja) * 2003-06-05 2005-01-20 Sony Corp 電源装置、電源装置制御方法、および、プログラム
JP2011009088A (ja) * 2009-06-25 2011-01-13 Panasonic Electric Works Co Ltd 放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置
JP2011091018A (ja) * 2009-09-25 2011-05-06 Panasonic Electric Works Co Ltd 点灯回路用駆動装置及び照明装置
JP2011210659A (ja) * 2010-03-30 2011-10-20 Panasonic Electric Works Co Ltd 点灯装置及びそれを用いた照明器具、照明システム
JP2012028048A (ja) * 2010-07-20 2012-02-09 Panasonic Electric Works Co Ltd 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3905822B2 (ja) * 2002-11-19 2007-04-18 コーセル株式会社 同期整流式スイッチング電源装置
EP2083511B1 (fr) * 2008-01-25 2014-01-22 Actaris SAS Alimentation à pile pour èmetteur radiofréquences
JP5184937B2 (ja) 2008-03-28 2013-04-17 新電元工業株式会社 スイッチング電源
US8125798B2 (en) * 2008-07-01 2012-02-28 Active-Semi, Inc. Constant current and voltage controller in a three-pin package operating in critical conduction mode
CN101404446B (zh) 2008-11-11 2011-02-16 珠海格力电器股份有限公司 单周期功率因数校正方法
US8076913B2 (en) * 2008-12-22 2011-12-13 Mediatek Inc. Voltage converters and voltage generating methods for generating output voltage signals according to a pulse width modulation signal
JP5229495B2 (ja) * 2009-04-24 2013-07-03 サンケン電気株式会社 スイッチング装置及びその制御方法
CN201667742U (zh) 2010-01-22 2010-12-08 青岛海信电器股份有限公司 一种发光二极管led背光驱动装置及液晶显示器
JP5693870B2 (ja) * 2010-04-13 2015-04-01 ミネベア株式会社 スイッチング電源回路
GB201011081D0 (en) * 2010-07-01 2010-08-18 Macfarlane Alistair Improved semi resonant switching regulator, power factor control and LED lighting
EP2651188A1 (en) * 2010-07-30 2013-10-16 Cirrus Logic, Inc. Powering high-efficiency lighting devices from a triac-based dimmer
US20120062190A1 (en) * 2010-09-10 2012-03-15 Holger Haiplik Dc-dc converters
US8513935B2 (en) * 2010-12-16 2013-08-20 Integrated Device Technology, Inc. Combinations of current feedback for frequency compensation, overload detection, and super overload detection in switching power converters
US8427130B2 (en) * 2010-12-16 2013-04-23 Integrated Device Technology, Inc. Methods and apparatuses for combined frequency compensation and soft start processes

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005020994A (ja) * 2003-06-05 2005-01-20 Sony Corp 電源装置、電源装置制御方法、および、プログラム
JP2011009088A (ja) * 2009-06-25 2011-01-13 Panasonic Electric Works Co Ltd 放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置
JP2011091018A (ja) * 2009-09-25 2011-05-06 Panasonic Electric Works Co Ltd 点灯回路用駆動装置及び照明装置
JP2011210659A (ja) * 2010-03-30 2011-10-20 Panasonic Electric Works Co Ltd 点灯装置及びそれを用いた照明器具、照明システム
JP2012028048A (ja) * 2010-07-20 2012-02-09 Panasonic Electric Works Co Ltd 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103731954A (zh) * 2013-11-28 2014-04-16 成都岷创科技有限公司 一种时间倍乘信号生成电路
CN103747558A (zh) * 2013-11-28 2014-04-23 成都岷创科技有限公司 一种基于时间倍乘补偿技术的led驱动电路
CN103731954B (zh) * 2013-11-28 2015-07-15 成都岷创科技有限公司 一种时间倍乘信号生成电路
JP2015119509A (ja) * 2013-12-16 2015-06-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源装置及びｌｅｄ点灯装置
JP2016048637A (ja) * 2014-08-27 2016-04-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及び照明器具
WO2016104345A1 (ja) * 2014-12-25 2016-06-30 ミツミ電機株式会社 非絶縁型電源装置
JP2016123195A (ja) * 2014-12-25 2016-07-07 ミツミ電機株式会社 非絶縁型電源装置
US10069398B2 (en) 2014-12-25 2018-09-04 Mitsumi Electric Co., Ltd. Non-isolated power supply device
JP2016162654A (ja) * 2015-03-03 2016-09-05 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及び照明器具

Also Published As

Publication number Publication date
CN103249221A (zh) 2013-08-14
US20130207563A1 (en) 2013-08-15
EP2626992A2 (en) 2013-08-14
EP2626992A3 (en) 2017-11-22
CN103249221B (zh) 2015-05-13
US9167661B2 (en) 2015-10-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2013165598A (ja) 電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具
TWI461105B (zh) 調光控制器、光源電能控制驅動電路及光源電能控制方法
JP5884046B2 (ja) 点灯装置および、これを用いた照明器具
JP5834236B2 (ja) 固体光源点灯装置およびそれを用いた照明器具
JP5576819B2 (ja) 点灯装置及び照明器具
JP5592613B2 (ja) 電源装置及びそれを用いた照明器具
TWI533746B (zh) 調光控制器、光源驅動電路及調光控制方法
TWI483647B (zh) 調光控制器、系統及其方法
TW201026148A (en) Driving circuit and system for controlling power of a light source, and method for adjusting power of a light source
JP2011035112A (ja) 発光ダイオード駆動回路、照明機器
JP5821023B2 (ja) 固体発光素子点灯装置及びそれを用いた照明器具
JP2009302017A (ja) 発光ダイオード点灯装置および照明装置
US20130076257A1 (en) Switching mode pulsed current supply for driving leds
JP5851083B2 (ja) キャパシタンスの使用量を低減する方法及びその装置
JP5525494B2 (ja) 力率改善回路
JP2011155748A (ja) 電源装置及び照明器具
JP5563838B2 (ja) 電源装置及び照明器具
JP2013027200A (ja) 電源装置および照明器具
JP6111508B2 (ja) 点灯装置及びそれを用いた照明器具
JP6277792B2 (ja) 点灯装置および照明器具
JP6295540B2 (ja) 点灯装置および照明器具
JP6116153B2 (ja) 照明用ｌｅｄ電源装置
JP5214003B2 (ja) 電源装置及び照明装置
JP2017107777A (ja) 点灯装置及びそれを備えた照明器具
JP5328997B2 (ja) 電源装置及び照明装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20140911

A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711

Effective date: 20141008

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20150731

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20150804

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20151005

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20160315