JP2016048637A - 点灯装置及び照明器具 - Google Patents

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Abstract

【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数の変動を抑制できる点灯装置を提供する。【解決手段】固体発光素子（ＬＥＤ１４）に電流を供給する点灯装置１０であって、直流電源回路（ＡＣ／ＤＣコンバータ２０）と、直流電源回路の出力電圧を変換して固体発光素子に印加するＤＣ／ＤＣコンバータ４０と、を備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、スイッチング素子４４、及び、スイッチング素子４４に電流臨界モードでオン及びオフを繰り返させる制御をするＤＣ／ＤＣ制御回路４１を備え、直流電源回路は、固体発光素子に印加される順方向電圧に基づいて、スイッチング素子４４のスイッチング周波数が第１の周波数より高くなるように、出力電圧を調整する。【選択図】図１

Description

本発明は、固体発光素子に電流を供給する点灯装置、及び、その点灯装置を備える照明器具に関する。
ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）等の固体発光素子に電流を供給する点灯装置として、ＡＣ／ＤＣコンバータと、そのＡＣ／ＤＣコンバータに接続されるＤＣ／ＤＣコンバータとを備える装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１の点灯装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＢＣＭ（Ｂｏｕｎｄａｒｙ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ；電流臨界モード）でスイッチングする（オン及びオフを繰り返す）スイッチング素子及びインダクタ等を含むチョッパ回路を有する。なお、ＢＣＭとは、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングにおいて、インダクタに流れる電流がゼロになったときにスイッチング素子がオンする動作モードである。このタイプのＤＣ／ＤＣコンバータは、接続される固体発光素子に印加される電圧である順方向電圧等に応じてスイッチング素子がオン状態を継続する時間であるオン時間を変動させることにより、出力電流を一定に維持する。
特開２０１３−３０４１６号公報
特許文献１の点灯装置では、スイッチング素子がオフ状態を継続するオフ時間も、順方向電圧などに依存して変動する。上記オン時間及びオフ時間は解析的に求められ、それらの和の逆数であるスイッチング周波数ｆｓｗは、以下の式１で表わされる。
ｆｓｗ＝Ｖｆ（Ｖｄｃ−Ｖｆ）／２ＩｏｕｔＬＶｄｃ （式１）
ここで、Ｉｏｕｔは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流である。Ｌは、ＤＣ／ＤＣコンバータが有するインダクタのインダクタンスである。Ｖｄｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される直流電圧である。Ｖｆは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子に接続される固体発光素子に印加される順方向電圧である。
上記式１から分かるように、スイッチング周波数ｆｓｗは、順方向電圧などに依存して変動する。そのため、スイッチング周波数ｆｓｗが低くなって可聴周波数帯に入ることにより、点灯装置が音鳴りを起こす場合があり得る。また、スイッチングに伴うノイズを抑制するため、ノイズフィルタが用いられるが、スイッチング周波数の変動幅が大きくなると、それに伴って広い周波数帯域のノイズを抑制できるノイズフィルタが必要となる。広い周波数帯域のノイズを抑制するためには、ノイズフィルタの寸法を大きくしなければならず、ノイズフィルタのコストも増大する。なお、上述の音鳴りの問題を解決するために、スイッチング周波数が高くなるように回路を設計することはできるが、この場合、スイッチング損失が大きくなり、回路効率が低下し、熱の発生量も増大する。
そこで、本発明は、上記従来の問題を解決するために、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数の変動を抑制できる点灯装置等を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明に係る発光装置の一態様は、固体発光素子に電流を供給する点灯装置であって、直流電源回路と、前記直流電源回路の出力電圧を変換して前記固体発光素子に印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子、及び、前記スイッチング素子に電流臨界モードでオン及びオフを繰り返させる制御をする制御回路を備え、前記直流電源回路は、前記固体発光素子に印加される順方向電圧に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が第１の周波数より高くなるように、前記出力電圧を調整する。
本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数の変動を抑制できる点灯装置等を提供することができる。
実施の形態１に係る点灯装置の回路構成を示す回路図 実施の形態１に係るノイズフィルタの回路構成を示す回路図 実施の形態１に係るＡＣ／ＤＣ制御回路の回路構成を示す回路図 実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタに流れるインダクタ電流波形の例を示すグラフ 実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータが有するスイッチング素子のスイッチング周波数が一定である場合のＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフ 実施の形態１に係る点灯装置のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗとＬＥＤの順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフ 実施の形態２に係る点灯装置のＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフ 実施の形態２に係る基準電圧生成部の回路構成を示す回路図 実施の形態２に係る点灯装置のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗとＬＥＤの順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフ 実施の形態３に係る点灯装置のＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフ 実施の形態３に係る基準電圧生成部の回路構成を示す回路図 実施の形態３に係る点灯装置のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗとＬＥＤの順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフ 実施の形態４に係る照明器具の外観図
以下、本発明の一態様に係る点灯装置及び照明器具について、図面を参照しながら具体的に説明する。
なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態等は、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明する。
なお、各図は、模式図であり、必ずしも厳密に図示されたものではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略又は簡略化する。
（実施の形態１）
［１−１．点灯装置全体の構成］
まず、実施の形態１に係る点灯装置全体の構成について説明する。
図１は、実施の形態１に係る点灯装置１０の回路構成を示す回路図である。なお、本図には、この点灯装置１０に入力される交流電圧を発生する交流電源１２（例えば、商用電源）、及び、この点灯装置１０から出力される電流が供給される固体発光素子の一例であるＬＥＤ１４も併せて図示されている。
図１に示されるように、この点灯装置１０は、ＬＥＤ１４に電流（出力電流Ｉｏｕｔ）を供給する装置であり、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０、検出回路３０、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０及びノイズフィルタ７０を備える。
ＡＣ／ＤＣコンバータ２０は、交流電圧を直流電圧に変換する昇圧チョッパ型の直流電源回路であり、本実施の形態では、交流電源１２からの交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する。このＡＣ／ＤＣコンバータ２０は、ダイオード・ブリッジ２２、コンデンサ２３、インダクタ２４、スイッチング素子２５、ダイオード２６及びＡＣ／ＤＣ制御回路２１を有する。ダイオード・ブリッジ２２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０に入力された交流電圧Ｖａｃを整流する回路である。コンデンサ２３は、ダイオード・ブリッジ２２によって整流された電圧を平滑化する素子である。インダクタ２４は、チョークコイルである。インダクタ２４は、スイッチング素子２５のスイッチングに応じてエネルギーを蓄積及び放出する一次巻線２４ａと、一次巻線２４ａに流れる電流がゼロになる状態（ゼロ電流）を検出するための二次巻線２４ｂとを有する。スイッチング素子２５は、ＡＣ／ＤＣ制御回路２１からの制御の下でスイッチングする（オン及びオフを繰り返す）素子であり、本実施の形態では、インダクタ２４の一次巻線２４ａと直列に接続されるＮＭＯＳトランジスタである。ダイオード２６は、インダクタ２４、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０等とともに回路ループを構成し、インダクタ２４の一次巻線２４ａの蓄積されたエネルギーを回生させる整流器である。
ＡＣ／ＤＣ制御回路２１は、スイッチング素子２５にオン及びオフを繰り返させる（スイッチングさせる）制御をする回路である。ＡＣ／ＤＣ制御回路２１によって、スイッチング素子２５のオン時間が制御されることにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０から出力される直流電圧Ｖｄｃが調整される。本実施の形態に係るＡＣ／ＤＣ制御回路２１は、特徴的な機能として、検出回路３０で検出されたＬＥＤ１４に印加される電圧である順方向電圧Ｖｆに基づいて出力電圧Ｖｄｃを調整する。図１に示されるように、ＡＣ／ＤＣ制御回路２１は、ＺＣＤ１端子、ＧＤ１端子、Ｖｄｃ端子及びＶｆ端子の四つの端子を有する。ここで、ＺＣＤ１端子は、インダクタ２４の二次巻線２４ｂと接続される端子である。また、ＧＤ１端子は、スイッチング素子２５のゲートと接続される端子である。また、Ｖｄｃ端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃが入力される端子である。また、Ｖｆ端子は、検出回路３０から、順方向電圧Ｖｆが入力される端子である。ＡＣ／ＤＣ制御回路２１は、ＺＣＤ１端子でゼロ電流を検出し、Ｖｄｃ端子で出力電圧Ｖｄｃが所定の基準電圧に達したことを検出し、ＧＤ端子を用いてスイッチング素子２５をスイッチングさせる。なお、上記所定の基準電圧とは、出力電圧Ｖｄｃの目標電圧に対応する電圧である。なお、ＡＣ／ＤＣ制御回路２１については後で詳述する。
検出回路３０は、点灯装置１０の負荷である固体発光素子（ＬＥＤ１４）の順方向電圧Ｖｆを検出するための回路である。検出回路３０は、ＬＥＤ１４への入力電圧を検出する端子及び配線等を備える。なお、本実施の形態においては、検出回路３０は、ＬＥＤ１４への入力電圧そのものを検出する構成が用いられているが、当該入力電圧を二つの抵抗によって分圧した電圧を検出する構成を用いてもよい。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃを変換して固体発光素子に印加する回路であり、本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃを、ＬＥＤ１４に印加する直流電圧である順方向電圧Ｖｆに変換する降圧コンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、コンデンサ４２、抵抗４３、スイッチング素子４４、ダイオード４５、インダクタ４６、コンデンサ４７及びＤＣ／ＤＣ制御回路４１を有する。コンデンサ４２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０に入力された直流電圧の脈動を平滑化するための素子である。抵抗４３は、スイッチング素子４４と直列に接続され、スイッチング素子４４に流れる電流を検出するためのセンス用抵抗である。スイッチング素子４４は、ＤＣ／ＤＣ制御回路４１からの制御の下でスイッチングする（オン及びオフを繰り返す）素子であり、本実施の形態では、インダクタ４６の一次巻線４６ａと直列に接続されるＮＭＯＳトランジスタである。ダイオード４５は、ＬＥＤ１４及びインダクタ４６とともに回路ループを構成し、インダクタ４６の一次巻線４６ａの蓄積されたエネルギーを回生させる整流器である。インダクタ４６は、チョークコイルであり、スイッチング素子４４のスイッチングに応じてエネルギーを蓄積及び放出する一次巻線４６ａと、一次巻線４６ａに流れる電流がゼロになる状態（ゼロ電流）を検出するための二次巻線４６ｂとを有する。コンデンサ４７は、ＬＥＤ１４と並列に接続され、インダクタ４６及びダイオード４５で発生する脈流電圧を平滑化する素子である。
ＤＣ／ＤＣ制御回路４１は、スイッチング素子４４にＢＣＭでオン及びオフを繰り返させる（スイッチングさせる）制御をする回路であり、これにより、一定の電流（出力電流Ｉｏｕｔ）をＬＥＤ１４に供給する。図１に示されるように、ＤＣ／ＤＣ制御回路４１は、三つの端子（スイッチング素子４４のゲートと接続されるＧＤ２端子、抵抗４３の一端に接続されるＣＤ２端子、インダクタ４６の二次巻線４６ｂと接続されるＺＣＤ２端子）を有する。ＤＣ／ＤＣ制御回路４１は、ＺＣＤ端子でゼロ電流を検出し、ＣＤ２端子でスイッチング素子４４に流れる電流が所定の閾値に達したことを検出し、ＧＤ２端子を用いてスイッチング素子４４をスイッチングさせる。なお、上記所定の閾値とは、点灯装置１０の出力電流Ｉｏｕｔに対応する値として予め定められた値である。
ノイズフィルタ７０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０等から発生するスイッチング動作による高周波ノイズの点灯装置１０の外への漏出を抑制するためにフィルタである。以下、ノイズフィルタ７０の回路構成について図２を参照しながら説明する。
図２は、本実施の形態に係るノイズフィルタ７０の回路構成を示す回路図である。
図２に示されるように、ノイズフィルタ７０は、コンデンサ７１、７４、７５及び７６、並びに、インダクタ７２及び７３を有する。ノイズフィルタ７０のコンデンサ７１及び７４、並びに、インダクタ７３がノーマルモードフィルタを形成する。また、ノイズフィルタ７０のコンデンサ７５及び７６、並びに、インダクタ７２がコモンモードフィルタを形成する。以上のようなフィルタでは、フィルタ内のインダクタンスをＬ、キャパシタンスをＣとすると、フィルタの遮断周波数は、（ＬＣ）−１／２に比例する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の最低動作周波数を、例えば、ｎ倍にできれば、ノイズフィルタ７０のＬＣ積の定数を１／ｎ２にすることができ、素子の小型化及び低コスト化を実現することができる。さらに、インダクタンスＬを小さくすることにより、その巻線数を少なくできるため、小型化だけでなく、高効率化も実現できる。また、キャパシタンスＣを小さくすることにより、無効電流を小さくできるため、高力率化を実現できる。なお、本実施の形態においては、ノイズフィルタ７０は、点灯装置１０の入力側に設けられているが、ノイズフィルタ７０は、点灯装置１０の入力側及び出力側（すなわちＬＥＤ１４側）の少なくとも一方に設ければよい。例えば、点灯装置１０の出力側にノイズフィルタ７０が設けられることにより、点灯装置１０の負荷である固体発光素子にノイズが漏出することが抑制される。また、ノイズフィルタ７０は、ノーマルモードフィルタ及びコモンモードフィルタの少なくとも一方を備えればよい。
［１−２．ＡＣ／ＤＣ制御回路］
次に、本実施の形態に係る点灯装置１０の要部であるＡＣ／ＤＣ制御回路２１について詳細に説明する。
図３は、ＡＣ／ＤＣ制御回路２１の回路構成を示す回路図である。
図３に示されるように、ＡＣ／ＤＣ制御回路２１は、基準電圧生成部２００、抵抗２０１、２０２、２０３及び２０４、エラーアンプ２０５、フリップフロップ２２０、論理否定回路２１１、アンプ２１２、並びに、ＰＷＭ制御部２１０を有する。抵抗２０１及び２０２は、Ｖｆ端子に入力された順方向電圧Ｖｆを分圧するための抵抗である。抵抗２０３及び２０４は、Ｖｄｃ端子に入力されたＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃを分圧するための抵抗である。基準電圧生成部２００は、順方向電圧Ｖｆが分圧された電圧Ｖｆ１が入力されて、電圧Ｖｆ１に対応する基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成する処理部である。本実施の形態においては、基準電圧生成部２００は、マイクロコンピュータによって構成される。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、エラーアンプ２０５に入力されて、出力電圧Ｖｄｃが分圧された電圧Ｖｄｃ１と比較される。エラーアンプ２０５は、基準電圧生成部２００で生成された基準電圧Ｖｒｅｆ１と出力電圧Ｖｄｃが分圧された電圧Ｖｄｃ１とを比較し、その差分を増幅した電圧ＶｃｏｍｐをＰＷＭ制御部２１０に入力する増幅器である。フリップフロップ２２０は、スイッチング素子２５のゲートへの制御信号を生成する回路である。論理否定回路２１１は、ローレベルの信号が入力されれば、ハイレベルの信号を出力し、ハイレベルの信号が入力されれば、ローレベルの信号を出力する回路である。アンプ２１２は、フリップフロップ２２０のＱ端子から出力された信号を増幅する増幅器である。アンプ２１２は、入力されたハイレベルの信号を、スイッチング素子２５をオン状態にすることができる電圧の信号に増幅する。ＰＷＭ制御部２１０は、フリップフロップ２２０からローレベルのｎｏｔＱ信号が入力されてから、エラーアンプ２０５から入力された電圧Ｖｃｏｍｐに比例した期間が経過した後に、リセット信号を出力する処理部である。ＰＷＭ制御部２１０は、例えば、傾斜波発生器、比較器等から構成されてもよいし、マイクロコンピュータなどから構成されてもよい。
以上のように、ＡＣ／ＤＣ制御回路２１が構成されることにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃが分圧された電圧Ｖｄｃ１と、順方向電圧Ｖｆに基づいて生成された基準電圧Ｖｒｅｆ１とが等しくなるように、スイッチング素子２５が制御される。
［１−３．点灯装置の動作］
次に、本実施の形態に係る点灯装置１０の動作について説明する。
まず、図１に示される点灯装置１０のＤＣ／ＤＣコンバータ４０の動作の概要について説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０では、ＤＣ／ＤＣ制御回路４１による制御の下で、スイッチング素子４４は、負荷であるＬＥＤ１４の順方向電圧等によって定まる一定のオン時間だけオンし、その後、一定のオフ時間だけオフすることを繰り返す。これにより、スイッチング素子４４はＢＣＭでスイッチングする。このとき、スイッチング素子４４のオン時間において、ＬＥＤ１４、インダクタ４６の一次巻線４６ａ、スイッチング素子４４及び抵抗４３に電流が流れ、インダクタ４６の一次巻線４６ａに流れる電流であるインダクタ電流が増加する。一方、スイッチング素子４４のオフ時間において、インダクタ４６に蓄積されていたエネルギーがダイオード４５を介して放出されることで、インダクタ４６、ダイオード４５及びＬＥＤ１４に電流が流れる。その結果、インダクタ４６の一次巻線４６ａに流れるインダクタ電流が減少する。このようなスイッチング素子４４のスイッチングにより、インダクタ４６の一次巻線４６ａには、ピーク電流値が一定（上述した所定の閾値）となる鋸歯状（三角波の繰り返し）の電流が流れる。
ＤＣ／ＤＣ制御回路４１は、スイッチング素子４４をＢＣＭで動作させるために、インダクタ４６の二次巻線４６ｂに接続されたＺＣＤ２端子に入力される電圧により、インダクタ４６の一次巻線４６ａに流れる電流がゼロとなる状態（ゼロ電流）を検出する。ゼロ電流を検出すると、ＤＣ／ＤＣ制御回路４１は、ＧＤ２端子からスイッチング素子４４をオンさせる制御信号を出力する。また、ＤＣ／ＤＣ制御回路４１は、ＣＤ２端子に入力される電圧により、スイッチング素子４４に流れる電流が所定の閾値に達したことを検出すると、ＧＤ２端子からスイッチング素子４４をオフさせる制御信号を出力する。
ここで、上記インダクタ電流波形とスイッチング素子４４のスイッチング周波数について、図４を参照しながら説明する。
図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のインダクタ４６に流れるインダクタ電流波形の例を示すグラフである。図４には、順方向電圧が異なる二つの場合のインダクタ電流波形が示される。
図４において実線で示されるように、インダクタ電流は、所定の閾値Ｉｐｅａｋをピーク電流値とする周期Ｔ１の鋸歯状の波形となる。一方、図４において、破線で示される波形は、実線で示されるインダクタ電流波形が得られる場合と順方向電圧Ｖｆが異なる場合のインダクタ電流波形を示す。図４の破線で示される例においても、実線の場合と同様に、インダクタ電流のピーク電流値は閾値Ｉｐｅａｋである。しかしながら、順方向電圧Ｖｆが異なると、インダクタ電流の時間に対する傾きが異なるため、図４の破線で示される例においては、そのインダクタ電流波形の周期Ｔ２は、周期Ｔ１とは異なる周期Ｔ２となる。これらの周期Ｔ１及びＴ２は上記式１に示されるスイッチング周波数ｆｓｗの逆数となる。以上のように、スイッチング素子４４のスイッチング周波数ｆｓｗは、接続されるＬＥＤ１４の順方向電圧Ｖｆによって異なる。
本実施の形態に係る点灯装置１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が有するスイッチング素子４４のスイッチング周波数ｆｓｗが順方向電圧Ｖｆに依存して変動すること抑制する。当該スイッチング周波数ｆｓｗが上記式１で表されることから、上記式１を変形することにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃは、以下の式２で表される。
Ｖｄｃ＝Ｖｆ２／（Ｖｆ−２ｆｓｗＬＩｏｕｔ） （式２）
ここで、Ｉｏｕｔは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流である。Ｌは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が有するインダクタ４６のインダクタンスである。上記式２より、スイッチング周波数ｆｓｗが一定である場合のＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係が求められる。
図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が有するスイッチング素子４４のスイッチング周波数ｆｓｗが一定である場合のＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフである。図５には、インダクタンスＬが２５０μＨ、出力電流Ｉｏｕｔが１Ａ、スイッチング周波数ｆｓｗが７５ｋＨｚである場合の、出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係が実線で示されている。また図５には、後述する比較例における出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係（順方向電圧Ｖｆが５０〜２５０Ｖの場合に、出力電圧Ｖｄｃが３００Ｖで一定である関係）が破線によって示されている。
図５に実線で示される例においては、順方向電圧Ｖｆが７５Ｖより小さい場合には、出力電圧Ｖｄｃは順方向電圧Ｖｆと負の相関を有し、順方向電圧Ｖｆが７５Ｖより大きい場合には、出力電圧Ｖｄｃは順方向電圧Ｖｆと正の相関を有する。
本実施の形態においては、ＡＣ／ＤＣ制御回路２１は、出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとが上記式２に示される関係を満たすように（すなわち図５に実線で示される関係を満たすように）、順方向電圧Ｖｆに応じて出力電圧Ｖｄｃを調整する。
ここで、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０において出力電圧Ｖｄｃを調整する動作について、図１及び図３を参照しながら説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０にＬＥＤ１４が接続されると、ＬＥＤ１４の特性によって定まる順方向電圧ＶｆがＬＥＤ１４に印加される。この順方向電圧Ｖｆが検出回路３０によって検出されて、図１に示されるようにＡＣ／ＤＣ制御回路２１のＶｆ端子に入力される。Ｖｆ端子に入力された順方向電圧Ｖｆは、図３に示されるようにＡＣ／ＤＣ制御回路２１において分圧されて、当該分圧された電圧Ｖｆ１が、基準電圧生成部２００に入力される。そして、基準電圧生成部２００は、入力された電圧Ｖｆ１に基づいて、基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成する。一方、図１に示されるように、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃが、ＡＣ／ＤＣ制御回路２１のＶｄｃ端子に入力される。Ｖｄｃ端子に入力された出力電圧Ｖｄｃは、図３に示されるようにＡＣ／ＤＣ制御回路２１において分圧される。ここで、上記基準電圧Ｖｒｅｆ１は、出力電圧Ｖｄｃが分圧された電圧Ｖｄｃ１の目標値となる電圧である。本実施の形態では、出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとが、上記式２の関係を満たすように、電圧Ｖｄｃ１の目標値である基準電圧Ｖｒｅｆ１が生成される。そして、生成された基準電圧Ｖｒｅｆ１と電圧Ｖｄｃ１とがエラーアンプ２０５に入力される。その結果、基準電圧Ｖｒｅｆ１と電圧Ｖｄｃ１とが入力されたエラーアンプ２０５からそれらの差分に応じた電圧Ｖｃｏｍｐが出力される。
エラーアンプ２０５から出力された電圧Ｖｃｏｍｐは、ＰＷＭ制御部２１０に入力される。ＰＷＭ制御部２１０は、フリップフロップ２２０のｎｏｔＱ端子からＰＷＭ制御部２１０に入力される信号がローレベルとなった時点から、電圧Ｖｃｏｍｐに比例した期間が経過した後に、フリップフロップ２２０のリセット（Ｒ）端子にリセット信号を出力する。なお、フリップフロップ２２０のｎｏｔＱ端子からＰＷＭ制御部２１０に入力される信号がローレベルとなるのは、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０のインダクタ２４のゼロ電流が検出されるタイミングである。したがって、インダクタ２４のゼロ電流が検出されるタイミングから、電圧Ｖｃｏｍｐに比例した期間が経過するまで、フリップフロップ２２０のＱ端子から、ハイレベルの信号が出力される。
以上のように、フリップフロップ２２０のＱ端子からスイッチング素子２５をオン状態にするためのハイレベルの信号が出力される時間が調整される。
次に、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０において、スイッチング素子２５のオン時間に応じて出力電圧Ｖｄｃが調整される動作原理について説明する。
上述したようにスイッチング素子２５のスイッチングが制御される場合、スイッチング素子２５のオン時間においては、インダクタ２４からスイッチング素子２５に電流が流れて、インダクタ２４にはエネルギーが蓄積される。また、ＰＷＭ制御部２１０からフリップフロップ２２０のリセット端子にリセット信号が入力されると、フリップフロップ２２０のＱ端子からローレベルの信号が出力されるため、スイッチング素子２５がオフ状態となる。スイッチング素子２５がオフ状態となると、スイッチング素子２５のオン時間においてインダクタ２４に蓄積されていたエネルギーがダイオード２６を介して放出されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０に出力される。ここで、当該エネルギーはスイッチング素子２４のオン時間の長さに応じて変動するため、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃは、当該オン時間の長さに対応する電圧となる。そして、インダクタ２４に蓄積されていたエネルギーが放出されてインダクタ２４に流れる電流がゼロとなると、ＺＣＤ１端子に印加される電圧がゼロとなる。ＺＣＤ１端子に印加される電圧がゼロとなると、論理否定回路２１１はハイレベルの信号をフリップフロップ２２０のセット（Ｓ）端子に入力するため、フリップフロップ２２０のＱ端子からハイレベルの信号が出力されて、スイッチング素子２５がオン状態とされる。また、ｎｏｔＱ端子から出力される信号はローレベルとなる。
以上のようにスイッチング素子２５のオン時間を調整することにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃが調整される。そして、調整された後の出力電圧ＶｄｃがＡＣ／ＤＣ制御回路２１に再度入力されて、当該出力電圧Ｖｄｃが分圧された電圧Ｖｄｃ１と基準電圧Ｖｒｅｆ１とがエラーアンプ２０５に入力される。
以上の動作を繰り返すことにより、出力電圧Ｖｄｃが分圧された電圧Ｖｄｃ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１とほぼ等しい電圧となる。
以上のように、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０は、出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとが、上記式２に示される関係を満たすように、出力電圧Ｖｄｃを調整することができる。これにより、本実施の形態に係る点灯装置１０においては、順方向電圧Ｖｆが変動しても、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が有するスイッチング素子４４のスイッチング周波数ｆｓｗをほぼ一定とすることができる。
本実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチング周波数ｆｓｗの変動幅について、図６を用いて説明する。
図６は、本実施の形態に係る点灯装置１０のＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチング周波数ｆｓｗとＬＥＤ１４の順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフである。図６の実線のグラフが、本実施の形態に係るスイッチング周波数ｆｓｗと順方向電圧Ｖｆとの関係を示し、破線のグラフが、比較例の点灯装置におけるスイッチング周波数ｆｓｗと順方向電圧Ｖｆとの関係を示す。なお、本実施の形態においては、インダクタ４６のインダクタンスＬが２５０μＨ、出力電流Ｉｏｕｔが１Ａ、目標とするスイッチング周波数ｆｓｗが７５ｋＨｚである。また、比較例の点灯装置も、本実施の形態に係る点灯装置１０と同様に、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータを備える点灯装置である。ただし、比較例の点灯装置が備えるＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃは３００Ｖで固定されている（図５参照）。また、ＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタ４６のインダクタンスＬは５００μＨ、出力電流Ｉｏｕｔは１Ａである。
図６に示されるように、比較例の点灯装置においては、スイッチング周波数ｆｓｗが、順方向電圧Ｖｆに応じて、４１〜７５ｋＨｚの範囲で変動している。一方、本実施の形態に係る点灯装置１０においては、スイッチング周波数ｆｓｗが７５ｋＨｚで一定となっている。
なお、本実施の形態に係る点灯装置１０において、スイッチング周波数ｆｓｗは、第１の周波数より高い周波数となるように構成される。第１の周波数は、例えば、可聴上限周波数（約２０ｋＨｚ）より高い周波数とすることができる。ここで、第１の周波数は、点灯装置１０において許容されるノイズフィルタ７０の遮断周波数を規定する。すなわち、遮断周波数が第１の周波数以下となるようにノイズフィルタ７０は構成される。そして、ノイズフィルタ７０の遮断周波数を低くするには、ノイズフィルタ７０が有する各素子の寸法を大きくする必要があるため、第１の周波数は、点灯装置１０に収容可能なノイズフィルタ７０の寸法に基づいて決定されてもよい。
また、本実施の形態においては、スイッチング周波数ｆｓｗが第２の周波数以下となるように構成される。ここで、第２の周波数は、例えば、上記式１の右辺の極大値とすることができる。
［１−４．効果等］
以上のように、本実施の形態に係る点灯装置１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧を変換して固体発光素子に印加するＤＣ／ＤＣコンバータ４０と、を備える。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、スイッチング素子４４、及び、スイッチング素子４４にＢＣＭでオン及びオフを繰り返させる制御をするＤＣ／ＤＣ制御回路４１を備える。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０は、固体発光素子に印加される順方向電圧Ｖｆに基づいて、スイッチング素子４４のスイッチング周波数ｆｓｗが第１の周波数より高くなるように、出力電圧Ｖｄｃを調整する。
これにより、点灯装置１０のＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチング周波数ｆｓｗの変動を第１の周波数より高い周波数帯域内に抑制できる。これに伴い、点灯装置１０から発生するスイッチングノイズの周波数が、第１の周波数より高い周波数に限られるため、ノイズフィルタ７０の遮断周波数を第１の周波数より高くすることができる。したがって、ノイズフィルタ７０の寸法を第１の周波数に対応する範囲内に抑制することができる。
また、本実施の形態に係る点灯装置１０において、第１の周波数は、可聴上限周波数以上であってもよい。
これにより、点灯装置１０の音鳴りを抑制できる。
また、本実施の形態に係る点灯装置１０において、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０は、スイッチング素子４４のスイッチング周波数ｆｓｗが第２の周波数以下となるように出力電圧Ｖｄｃを調整する。
これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチング素子４４におけるスイッチング損失を抑制することができる。
また、本実施の形態に係る点灯装置１０において、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０は、順方向電圧Ｖｆが所定の電圧より大きい場合には、出力電圧Ｖｄｃが順方向電圧Ｖｆと正の相関をもつように、出力電圧Ｖｄｃを調整する。また、順方向電圧Ｖｆが所定の電圧以下である場合には、出力電圧Ｖｄｃが順方向電圧Ｖｆと負の相関を持つように、出力電圧Ｖｄｃを調整する。
これにより、点灯装置１０のＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチング周波数ｆｓｗの変動をさらに抑制することができる。その結果、スイッチングノイズの周波数帯域が狭くなるため、ノイズフィルタ７０に要求されるノイズ抑制周波数帯域を狭くすることができる。したがって、ノイズフィルタ７０の寸法をより小さくすることができる。
（実施の形態２）
次に実施の形態２に係る点灯装置について説明する。
上記実施の形態１に係る点灯装置１０においては、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとが、上記式２の関係を満たすように、出力電圧Ｖｄｃが調整された。本実施の形態においては、出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとが、上記式２の関係を完全に満たすことはないものの、上記式２に近い関係を有するように、出力電圧Ｖｄｃが調整される。これにより、本実施の形態においては、ＡＣ／ＤＣ制御回路の構成を簡易化することができる。以下、本実施の形態と上記実施の形態１との相違点である、ＡＣ／ＤＣ制御回路の基準電圧生成部について説明し、本実施の形態の点灯装置のその他の構成についての説明を省略する。
［２−１．基準電圧生成部］
まず、本実施の形態に係る基準電圧生成部について説明する。
本実施の形態に係る基準電圧生成部においても、上記実施の形態１に係る基準電圧生成部２００と同様に、順方向電圧Ｖｆが分圧された電圧Ｖｆ１に基づいて、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃが分圧された電圧Ｖｄｃ１の目標値となる基準電圧を出力する。ただし、本実施の形態においては、上述のとおり、出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係が上記式２に近い関係となるように、基準電圧が生成される。ここで、本実施の形態に係る出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係について説明する。
図７は、本実施の形態に係る点灯装置のＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフである。図７には、本実施の形態における出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフが実線で示され、上記実施の形態１における出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフが参考のために一点鎖線で示されている。また、図７には、上記比較例における出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係が破線によって示されている。
図７に示されるように、本実施の形態に係る点灯装置の出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとは、上記式２に示される関係（図７の一点鎖線参照）と近似した関係（図７の実線参照）を有する。本実施の形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、順方向電圧Ｖｆが所定の電圧（１００Ｖ）より大きい場合には、出力電圧Ｖｄｃが順方向電圧Ｖｆと正の相関をもつように、出力電圧Ｖｄｃを調整する。また、本実施の形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、順方向電圧Ｖｆが所定の電圧（１００Ｖ）以下である場合には、出力電圧Ｖｄｃを一定（１５０Ｖ）とする。
次に、図７に示されるような出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を得るための、基準電圧生成部の構成について説明する。
図８は、本実施の形態に係る基準電圧生成部の回路構成を示す回路図である。
図８に示されるように、本実施の形態に係る基準電圧生成部２００ａは、順方向電圧Ｖｆが分圧された電圧Ｖｆ１に基づいて基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成し、基準電圧Ｖｒｅｆ２をエラーアンプ２０５に出力する。また、基準電圧生成部２００ａは、図８に示されるように、ダイオード２３１、抵抗２３２及び２３３、並びに、電圧源２３４を有する。ここで、電圧源２３４は、一定の電圧Ｖｒｅｆを出力する定電圧源である。
以下、図８に示される基準電圧生成部２００ａの動作について説明する。
順方向電圧Ｖｆが分圧された電圧Ｖｆ１が、電圧源２３４から出力される電圧Ｖｒｅｆより小さい場合、ダイオード２３１が導通しないため、基準電圧Ｖｒｅｆ２は、電圧源２３４から出力される電圧Ｖｒｅｆと等しくなる。一方、電圧Ｖｆ１が電圧源２３４から出力される電圧Ｖｒｅｆより大きい場合、ダイオード２３１が導通するため、基準電圧Ｖｒｅｆ２は、電圧Ｖｆ１の大きさに応じたバイアス電圧が加算された電圧となる。これにより、図７に示されるような出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を得ることができる。
本実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗの変動幅について、図９を用いて説明する。
図９は、本実施の形態に係る点灯装置のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗとＬＥＤ１４の順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフである。図９の実線のグラフが、本実施の形態に係る順方向電圧Ｖｆとスイッチング周波数ｆｓｗとの関係を示し、破線のグラフが、比較例における順方向電圧Ｖｆとスイッチング周波数ｆｓｗとの関係を示す。なお、本実施の形態における各パラメータは、上記実施の形態１における各パラメータと同じ値である。また、図９において破線で示される比較例は、図６に示される比較例と同じである。
図９に示されるように、本実施の形態に係る点灯装置においては、スイッチング周波数ｆｓｗの変動幅が、比較例より抑制されている。また、スイッチング周波数ｆｓｗは、可聴周波数より高い周波数を有する。
［２−２．効果等］
以上のように、本実施の形態に係る点灯装置において、ＡＣ／ＤＣコンバータは、順方向電圧Ｖｆが所定の電圧より大きい場合には、出力電圧Ｖｄｃが順方向電圧Ｖｆと正の相関を持つように、出力電圧Ｖｄｃを調整する。また、ＡＣ／ＤＣコンバータは、順方向電圧Ｖｆが所定の電圧以下である場合には、出力電圧Ｖｄｃを一定とする。
これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃを固定する場合より、スイッチング周波数ｆｓｗの変動幅を抑制することができる。また、本実施の形態においてはＶｄｃを調整するための回路構成を簡易化できる。
（実施の形態３）
次に実施の形態３に係る点灯装置について説明する。
ここでは、上記実施の形態２より、ＡＣ／ＤＣ制御回路の構成をさらに簡易化することができる例が示される。以下、本実施の形態と上記各実施の形態との相違点である、ＡＣ／ＤＣ制御回路の基準電圧生成部について説明し、本実施の形態の点灯装置のその他の構成についての説明を省略する。
［３−１．基準電圧生成部］
まず、本実施の形態に係る基準電圧生成部について説明する。
本実施の形態に係る基準電圧生成部においても、上記実施の形態２に係る基準電圧生成部２００ａと同様に、順方向電圧Ｖｆと出力電圧Ｖｄｃとの関係が上記式２に近い関係となるように、基準電圧が生成される。ここで、本実施の形態に係る出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係について説明する。
図１０は、本実施の形態に係る点灯装置のＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフである。図１０には、本実施の形態における出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフが実線で示され、上記実施の形態１における出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフが参考のために一点鎖線で示されている。また、図１０には、上記比較例における出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係が破線によって示されている。
図１０に示されるように、本実施の形態に係る点灯装置の出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとは、上記式２に示される関係（図１０の一点鎖線参照）と近似した関係（図１０の実線参照）を有する。本実施の形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧Ｖｄｃが順方向電圧Ｖｆと正の相関をもつように、出力電圧Ｖｄｃを調整する。
次に、図１０に示されるような出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を得るための、基準電圧生成部の構成について説明する。
図１１は、本実施の形態に係る基準電圧生成部の回路構成を示す回路図である。
図１１に示されるように、本実施の形態に係る基準電圧生成部２００ｂは、順方向電圧Ｖｆが分圧された電圧Ｖｆ１に基づいて基準電圧Ｖｒｅｆ３を生成し、基準電圧Ｖｒｅｆ３をエラーアンプ２０５に出力する。また、基準電圧生成部２００ｂは、図１１に示されるように、抵抗２４１及び２４２、並びに、電圧源２３４を有する。ここで、電圧源２３４は、一定の電圧Ｖｒｅｆを出力する定電圧源である。
以下、図１１に示される基準電圧生成部２００ｂの動作について説明する。
基準電圧生成部２００ｂに、順方向電圧Ｖｆが分圧された電圧Ｖｆ１が入力されると、基準電圧Ｖｒｅｆ３は、電圧Ｖｆ１の大きさに応じたバイアス電圧が加算された電圧となる。これにより、図１０に示されるような出力電圧Ｖｄｃと順方向電圧Ｖｆとの関係を得ることができる。
本実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗの変動幅について、図１２を用いて説明する。
図１２は、本実施の形態に係る点灯装置のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗとＬＥＤ１４の順方向電圧Ｖｆとの関係を示すグラフである。図１２の実線のグラフが、本実施の形態に係るスイッチング周波数ｆｓｗと順方向電圧Ｖｆとの関係を示し、破線のグラフが、比較例における順方向電圧Ｖｆとスイッチング周波数ｆｓｗとの関係を示す。なお、本実施の形態における各パラメータは、上記実施の形態１における各パラメータと同じ値である。また、図１２において破線で示される比較例は、図６及び図９に示される比較例と同じである。
図１２に示されるように、本実施の形態に係る点灯装置においては、スイッチング周波数ｆｓｗの変動幅が、比較例より抑制されている。また、スイッチング周波数ｆｓｗは、可聴周波数より高い周波数を有する。
［３−２．効果等］
以上のように、本実施の形態に係る点灯装置において、ＡＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧Ｖｄｃが順方向電圧Ｖｆと正の相関を持つように、出力電圧Ｖｄｃを調整する。
これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃを固定する場合より、スイッチング周波数ｆｓｗの変動幅を抑制することができる。また、本実施の形態においてはＶｄｃを調整するための回路構成をより簡易化できる。
（実施の形態４）
次に、実施の形態４に係る照明器具について説明する。
図１３は、本実施の形態に係る照明器具８０の外観図である。この照明器具８０は、上記実施の形態１〜３に係る点灯装置のいずれかと、その点灯装置から電流の供給を受けるＬＥＤ１４とを備える。本実施の形態では、照明器具８０は、ダウンライトであり、点灯装置を収納する回路ボックス８１、ＬＥＤ１４が装着された灯体８２、及び、回路ボックス８１と灯体８２のＬＥＤ１４とを電気的に接続する配線８３から構成される。
このような照明器具８０は、上記実施の形態１〜３に係る点灯装置のいずれかを備えるので、ＬＥＤ１４の順方向電圧の変動に伴うスイッチング周波数の変動を抑制することができる。
（変形例等）
以上、本発明に係る点灯装置及び照明器具について、実施の形態１〜４に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を実施の形態に施したもの、及び、実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される形態も、本発明の範囲内に含まれてもよい。
たとえば、上記実施の形態１〜４では、固体発光素子の一例として、ＬＥＤが用いられたが、固体発光素子としてはＬＥＤに限定されず、有機ＥＬ（Ｏｒｇａｎｉｃ Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子等の他の種類の固体発光素子であってもよい。
また、固体発光素子は、一つのＬＥＤに限られず、複数のＬＥＤであってもよい。このき、複数のＬＥＤは、直列に接続されてもよいし、並列に接続されてもよいし、それらが混在した接続であってもよいし、複数のＬＥＤチップが接続されたモジュールであってもよいし、複数のモジュールで構成されていてもよい。
また、上記実施の形態１〜４に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、昇圧コンバータに限られず、降圧コンバータ、昇降圧コンバータ、フライバックコンバータ等の他の種類のコンバータであってもよい。
また、上記実施の形態１〜４に係るＡＣ／ＤＣコンバータの動作は、ＢＣＭ動作に限られず、ＤＣＭ（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｅ）動作、ＣＣＭ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｅ）動作であってもよい。
また、上記実施の形態１〜４に係るＡＣ／ＤＣコンバータに代えて、出力電圧を調整可能な他の直流電源回路を用いてもよい。
また、上記実施の形態１〜４に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧コンバータに限られず、昇降圧コンバータ、フライバックコンバータ、昇圧コンバータ等の他の種類のコンバータであってもよい。
また、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃは、必ずしも時間的に一定になるように制御されなくてもよい。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗより低い周波数で出力電圧Ｖｄｃを変動させることにより、スイッチング周波数ｆｓｗが時間的に変動し、ノイズのピーク周波数を分散させることができる。
１０ 点灯装置
１４ ＬＥＤ（固体発光素子）
２０ ＡＣ／ＤＣコンバータ（直流電源回路）
２５、４４ スイッチング素子
４０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４１ ＤＣ／ＤＣ制御回路（制御回路）
８０ 照明器具

Claims (7)

  1. 固体発光素子に電流を供給する点灯装置であって、
    直流電源回路と、
    前記直流電源回路の出力電圧を変換して前記固体発光素子に印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子、及び、前記スイッチング素子に電流臨界モードでオン及びオフを繰り返させる制御をする制御回路を備え、
    前記直流電源回路は、前記固体発光素子に印加される順方向電圧に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が第１の周波数より高くなるように、前記出力電圧を調整する
    点灯装置。
  2. 前記直流電源回路は、
    前記スイッチング周波数が、前記第１の周波数より高い第２の周波数以下となるように、前記出力電圧を調整する
    請求項１に記載の点灯装置。
  3. 前記第１の周波数は、可聴上限周波数以上である
    請求項１又は２に記載の点灯装置。
  4. 前記直流電源回路は、
    前記出力電圧が前記順方向電圧と正の相関を持つように、前記出力電圧を調整する
    請求項１〜３のいずれか１項に記載の点灯装置。
  5. 前記直流電源回路は、
    前記順方向電圧が所定の電圧より大きい場合には、前記出力電圧が前記順方向電圧と正の相関を持つように、前記出力電圧を調整し、
    前記順方向電圧が前記所定の電圧以下である場合には、前記出力電圧を一定とする
    請求項１〜３のいずれか１項に記載の点灯装置。
  6. 前記直流電源回路は、
    前記順方向電圧が所定の電圧より大きい場合には、前記出力電圧が前記順方向電圧と正の相関を持つように、前記出力電圧を調整し、
    前記順方向電圧が前記所定の電圧以下である場合には、前記出力電圧が前記順方向電圧と負の相関を持つように、前記出力電圧を調整する
    請求項１〜３のいずれか１項に記載の点灯装置。
  7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の点灯装置と、
    前記点灯装置から電流の供給を受ける固体発光素子と、を備える
    照明器具。
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