JPWO2015166559A1 - 電源装置、光源点灯装置およびバッテリ充電装置 - Google Patents

Abstract

平滑用コンデンサＣ１と、直列に配置したスイッチング素子ＳＷ１およびコイルＬ１を備えた電源装置において、電流検出抵抗Ｒ１が出力電流を検出し、平均部１２が出力電流を平均化する。誤差増幅部１３は、出力電流値と平均電流値との差分を増幅し、駆動信号生成部１４は、誤差増幅部１３の出力からスイッチング素子ＳＷ１を断続する駆動信号を生成してスイッチング素子ＳＷ１に出力し、スイッチング素子ＳＷ１が平滑用コンデンサＣ１からコイルＬ１に流れる電流を断続して、電源装置が出力する電流を自らが出力する電流の平均値に追従させる。当構成によって、大きな容量の平滑用コンデンサＣ１を使用しなくても、安定な出力電流を出力することができる。

Description

この発明は、電源の変動の影響を受けない安定した出力が可能な電源装置、および当電源装置を用いた光源点灯装置ならびにバッテリ充電装置に関するものである。

種々の電源が流布している現状においても、時間と共に電圧がランダムに変動する直流電源または正弦波状に変動する交流電源から、安定な電圧または電流を出力するためには、大きな容量の平滑用コンデンサとコイルが必要である。

ところで、コンデンサに貯える電力と電圧の関係は、式（１）で示され、電力を貯えれば電圧が上昇し、放出すれば電圧が下降する。
Ｐ＝（Ｃ×Ｖ×Ｖ）／２ （１）
ここで、Ｐは貯蓄電力、Ｃは静電容量、Ｖは端子間電圧である。

つまり、有限の容量のコンデンサを使用し電力を一時的に貯えて放出する構成においては、端子間電圧の変動（リプル）が発生することは回避できない。従って、安定した大電力を出力するためには、必然的に大容量の平滑用コンデンサを使用せざるを得ない。大容量の電源においては、複数の平滑用コンデンサを並列に接続して、大きな容量を確保することが一般的である。

時間と共にランダムに変動する電源に対する考察はし難いので、ここでは、正弦波状に変動する商用交流電源に対応する力率改善回路について記載された特許文献１，２を参考例として示す。

特許文献１の電源装置は、交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタ（力率改善回路）に入力し、アクティブフィルタの出力電圧を平滑用コンデンサで平滑して負荷に印加するための出力直流電圧を得る構成である。この電源装置は、出力直流電圧を検出して、目標電圧との差分を交流電源１周期中の設定ポイントごとに算出し、その算出値によってスイッチング素子用ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号のＤｕｔｙを変更し、出力直流電圧を補正する。この構成例では、スイッチング素子の動作によって平滑用コンデンサに貯える電力を操作するものの、電源が交流であるために、交流１周期中の電圧安定度は平滑用コンデンサの容量に依存しており、安定した出力を得るためには、大きな容量の平滑用コンデンサが必要である。

特許文献２の電源回路は、アクティブ平滑フィルタ（力率改善回路）の後段にＤＣ／ＤＣコンバータを備えた構成である。この電源回路は、交流電圧を投入したときの突入電流を防止するために、アクティブ平滑フィルタ始動後にＤＣ／ＤＣコンバータの始動信号によって突入電流防止抵抗を働かせる。この構成例では、アクティブ平滑フィルタの後段にＤＣ／ＤＣコンバータを設けることによって、出力電圧の安定性を増すことができる。しかし、当ＤＣ／ＤＣコンバータの入力はアクティブ平滑フィルタの出力であり、電圧の安定性を平滑用コンデンサの容量に頼っているため、当平滑用コンデンサの電圧変動に対応すべくＤＣ／ＤＣコンバータには煩雑な制御が必要となる。また、前段のアクティブ平滑フィルタと後段のＤＣ／ＤＣコンバータはそれぞれ個別の制御部を有して、それぞれの出力が好適になるように独立して動作するため、各制御部の制御に必要な情報が多く、制御が煩雑である。

特開２００４−２６０８７１号公報 特開平１０−１４２２５号公報

上記のように、従来は電圧の安定性を平滑用コンデンサの容量に頼っていたが、大きな容量の平滑用コンデンサを使用しても、当平滑用コンデンサの端子間電圧を厳密に一定にすることは困難であるという課題があった。
また、平滑用コンデンサの電圧変動を一定にすべくＤＣ／ＤＣコンバータ等を追加すると、回路構成が複雑化するという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、簡素な回路構成で、安定した出力を得ることを目的とする。

この発明に係る電源装置は、電源からの入力と負荷への出力との間に平滑用コンデンサを備えたものであって、平滑用コンデンサと出力との間に直列に配置したスイッチング素子およびコイルと、出力電流あるいは出力電圧を検出する検出部と、検出部が検出した検出値を平均化する平均部と、検出部が検出した検出値と平均部が平均化した平均値との差分を増幅する誤差増幅部と、誤差増幅部の出力からスイッチング素子を断続駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、検出値を平均値に近づける動作を行うものである。

この発明に係る光源点灯装置は、電源からの入力と負荷となる光源との間に平滑用コンデンサを備え、当光源を点灯する電流を出力するものであって、平滑用コンデンサと光源との間に直列に配置したスイッチング素子およびコイルと、出力電流を検出する検出部と、検出部が検出した検出値を平均化する平均部と、検出部が検出した検出値と平均部が平均化した平均値との差分を増幅する誤差増幅部と、誤差増幅部の出力からスイッチング素子を断続駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、検出値を平均値に近づける動作を行うものである。

この発明に係る光源点灯装置は、電源からの入力と負荷となる光源との間に平滑用コンデンサを備え、当光源を周期的なパルス状の電流によって点灯するものであって、平滑用コンデンサと光源との間に直列に配置したスイッチング素子およびコイルと、出力電流を検出する検出部と、検出部が検出した検出値を平滑化する平滑部と、検出部が検出した検出値を平滑部の平滑より長時間あるいは数多く平均化する平均部と、平滑部が平滑した平滑値と平均部が平均化した平均値との差分を増幅する誤差増幅部と、誤差増幅部の出力からスイッチング素子を断続駆動して、予め設定された波高値のパルス状の電流を出力し、当パルス状の電流の出力周期を操作する駆動信号生成部とを備え、平滑値を平均値に近づける動作を行うものである。

この発明に係るバッテリ充電装置は、電源からの入力と負荷となるバッテリとの間に平滑用コンデンサを備え、当バッテリを充電する電流を出力するものであって、平滑用コンデンサとバッテリとの間に直列に配置したスイッチング素子およびコイルと、出力電流を検出する検出部と、検出部が検出した検出値を平均化する平均部と、検出部が検出した検出値と平均部が平均化した平均値との差分を増幅する誤差増幅部と、誤差増幅部の出力からスイッチング素子を断続駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、検出値を平均値に近づける動作を行うものである。

この発明によれば、平滑用コンデンサと出力との間にスイッチング素子とコイルを設け、スイッチング素子を操作することで出力電流あるいは出力電圧を安定化することができる。また、出力電流あるいは出力電圧を制御する目標値を、自ら出力する電流あるいは電圧の平均値にすることで、簡素な回路構成の電源装置が実現できる。さらに、平滑用コンデンサの端子電圧が変動することによる影響が小さいので、平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。

この発明の実施の形態１に係る電源装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態１に係る電源装置の駆動信号生成部の構成例を示す回路図である。 実施の形態１において直流電源の電源電圧と電源装置の出力電流検出値と出力電流平均値とを模式的に示すグラフである。 実施の形態１に係る電源装置の誤差増幅部の出力とスイッチング素子の駆動信号の波形を示すグラフである。 この発明の実施の形態２に係る電源装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態２において直流電源の電源電圧と電源装置の出力電圧検出値と出力電圧平均値とを模式的に示すグラフである。 この発明の実施の形態３に係る電源装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態３に係る電源装置の変形例を示す回路図である。 実施の形態３に係る電源装置の変形例を示す回路図である。 この発明の実施の形態４に係る電源装置の構成例を示す回路図である。 この発明の実施の形態５に係る電源装置の理解を助けるための参考例として、従来のＡＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す。 図１１の従来のＡＣ／ＤＣコンバータの各部の波形を示すグラフである。 この発明の実施の形態５に係る電源装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態５に係る電源装置の入力電圧と、整流後の入力電圧と、平滑用コンデンサの端子間電圧と、出力電流検出値と出力電圧検出値とを模式的に示すグラフである。 実施の形態５に係る電源装置の誤差増幅部の出力とスイッチング素子の駆動信号の波形を示すグラフである。 実施の形態５に係る電源装置の出力電流検出値と出力電流平均値と、リプル低減フィルタ部のフィードバック制御が無い場合の出力電流検出値とを拡大したグラフである。 この発明の実施の形態６に係る電源装置の理解を助けるための参考例として、従来の力率改善回路の構成例を示す。 図１７のＰＦＣ・コンバータ部の入力電圧および入力電流と、出力電圧および出力電流とを模式的に示すグラフである。 この発明の実施の形態６に係る電源装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態６に係る電源装置の誤差増幅部の出力とスイッチング素子の駆動信号の波形を示すグラフである。 実施の形態６に係る電源装置の変形例を示す回路図である。 実施の形態６に係る電源装置の変形例を示す回路図である。 実施の形態６に係る電源装置の変形例を示す回路図である。 この発明の実施の形態７に係る電源装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態７に係る電源装置の平滑用コンデンサの端子間電圧と、出力電流検出値とを模式的に示すグラフである。 実施の形態７に係る電源装置の誤差増幅部の出力とスイッチング素子の駆動信号の波形を示すグラフである。 この発明の実施の形態８に係る電源装置を用いたＬＥＤ点灯装置の構成例を示す回路図である。 この発明の実施の形態９に係る電源装置を用いたＬＥＤ点灯装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態９に係る電源装置を用いたＬＥＤ点灯装置の変形例を示す回路図である。 図２９のＬＥＤ点灯装置に入力する矩形波電源の電源電圧と、パルス状出力電流検出値と、パルス状出力電流平均値と、ピーク電流値とを模式的に示すグラフである。 図２９のＬＥＤ点灯装置に入力する矩形波電源の電源電圧と、パルス状出力電流検出値と、パルス状出力電流平均値と、ピーク電流値とを模式的に示すグラフである。 この発明の実施の形態１０に係る電源装置を用いたバッテリ充電装置の構成例を示す回路図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１に示すように、実施の形態１に係る電源装置１０の入力側に直流電源１ａが接続され、出力側に負荷２が接続される。この電源装置１０は、直流電源１ａと負荷２との間に平滑用コンデンサＣ１を備え、電源電力を平滑用コンデンサＣ１に一時的に貯えることによって、直流電源１ａに重畳する変動が負荷２に伝達することを軽減する。

しかし、平滑用コンデンサＣ１を大容量化したとしても、その端子間電圧を厳密に一定にすることは困難である。そこで、本発明では、平滑用コンデンサＣ１の後段にリプル低減フィルタ部１１を設け、駆動信号生成部１４が生成する駆動信号によりスイッチング素子ＳＷ１を断続操作する。電源電圧が高いときは、スイッチング素子ＳＷ１とコイルＬ１によって直流電源１ａから流出する電力を抑制しながら、余剰な電力を平滑用コンデンサＣ１に貯えて、当平滑用コンデンサＣ１の端子電圧を上昇させる。電源電圧が低いときは、平滑用コンデンサＣ１に貯えた電力を放出して、当平滑用コンデンサＣ１の端子電圧を下降させながらも電源電力を補う。このような操作により、出力電流あるいは出力電圧を一定にする。

実施の形態１では、スイッチング素子ＳＷ１をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御して、安定した電流を出力する電源装置１０を構成する。
平滑用コンデンサＣ１と負荷２との間には、スイッチング素子ＳＷ１およびコイルＬ１が直列に配置され、コイルＬ１に流れる電流をスイッチング素子ＳＷ１によって断続する。スイッチング素子ＳＷ１がオンしているときにコイルＬ１に貯えたエネルギを、スイッチング素子ＳＷ１がオフしたときに還流用ダイオードＤ１を介して放出する。なお、図１の例では、スイッチング素子ＳＷ１にＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いているが、トランジスタ等の他のスイッチング素子を用いても構わない。また、還流用ダイオードＤ１の代わりにスイッチング素子を用いても構わない。

電流検出抵抗Ｒ１は、リプル低減フィルタ部１１から負荷２へ出力される出力電流の瞬時値を検出する。平均部１２は、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２から構成され（ＲＣフィルタ）、電流検出抵抗Ｒ１が検出した多く（長時間）の出力電流検出値をもとに安定した略直流に変換、つまり平均化する。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２による時定数は、直流電源１ａが変動する周期に対して充分に長くなるよう設定される。

誤差増幅部１３は、例えばオペアンプから構成され、一方の入力端子に電流検出抵抗Ｒ１が検出した出力電流検出値が入力され、もう一方の入力端子に平均部１２が平均化した出力電流平均値が入力され、これらの値の差分を増幅して出力端子から出力する。この構成においては、平均部１２の平均値は、出力電流のフィードバック制御の目標値として使用される。

駆動信号生成部１４は、誤差増幅部１３の出力が入力され、スイッチング素子ＳＷ１を断続駆動する駆動信号を生成する。
図２に、駆動信号生成部１４の構成例を示す。図２の例では、誤差増幅部１３が出力電流検出値Ｉｏｕｔと出力電流平均値Ｉａｖｅの差分を増幅して比較器１５へ出力し、比較器１５が誤差増幅部１３の出力と三角波発生器１６の三角波とを比較してＰＷＭ波形の駆動信号を生成する。駆動信号生成部１４は、駆動信号によりスイッチング素子ＳＷ１を断続駆動させ、出力電流検出値Ｉｏｕｔを出力電流平均値Ｉａｖｅに近づける操作を行う。

図３は、直流電源１ａの電源電圧Ｖ１ａと出力電流検出値Ｉｏｕｔと出力電流平均値Ｉａｖｅとを模式的に示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧または電流である。図４は、誤差増幅部１３の出力（破線）とスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号（実線）の波形を示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧である。リプル低減フィルタ部１１は、直流電源１ａ側に設けた平滑用コンデンサＣ１に電力を一時的に貯え、スイッチング素子ＳＷ１をオン・オフすることで電源電圧Ｖ１ａの変動による影響を抑制して出力電流を安定させる。安定な出力の目標としては、出力電流検出値Ｉｏｕｔを平均化した出力電流平均値Ｉａｖｅを使用する。また、スイッチング素子ＳＷ１の断続動作は、直流電源１ａの変動周期の１／２以下の周期で行う。

以上より、実施の形態１によれば、電源装置１０は、平滑用コンデンサＣ１と負荷２との間に直列に配置したスイッチング素子ＳＷ１およびコイルＬ１と、出力電流を検出する電流検出抵抗Ｒ１と、電流検出抵抗Ｒ１が検出した出力電流検出値を平均化する平均部１２と、電流検出抵抗Ｒ１が検出した出力電流検出値と平均部１２が平均化した出力電流平均値との差分を増幅する誤差増幅部１３と、誤差増幅部１３の出力からスイッチング素子ＳＷ１を断続駆動する駆動信号を生成して出力電流検出値を出力電流平均値に近づける操作を行う駆動信号生成部１４とを備える構成にした。
このように、自ら出力する電流の平均値を目標にしてフィードバック制御を行うことにより目標設定用の回路を不要にできるので、簡素な回路構成で安定した電流を出力できる電源装置を実現できる。また、平滑用コンデンサの端子間電圧が変動することによる影響が少ないので、平滑用コンデンサの容量を削減、即ち、並列に使用する平滑用コンデンサの数量を削減することができ、小形の電源装置を実現できる。さらに、平滑用コンデンサの容量を削減できるため、電源投入時の突入電流を低減することができ、好ましい特性の電源装置を実現できる。

実施の形態２．
図５は、実施の形態２に係る電源装置２０の構成例を示す回路図であり、図１と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。図６は、直流電源１ａの電源電圧Ｖ１ａと、電源装置２０の出力電圧検出値Ｖｏｕｔと出力電圧平均値Ｖａｖｅとを模式的に示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧である。

実施の形態２では、安定した電圧を出力する電源装置２０を構成する。リプル低減フィルタ部２１において、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１は、リプル低減フィルタ部２１から負荷２へ出力される出力電圧の瞬時値を検出する。平均部１２は、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１が検出した出力電圧検出値を平均化する。誤差増幅部１３は、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１が検出した出力電圧検出値と平均部１２が平均化した出力電圧平均値との差分を増幅する。駆動信号生成部１４は、誤差増幅部１３の出力からスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を生成し、スイッチング素子ＳＷ１を断続駆動させることによって出力電圧検出値を出力電圧平均値に近づける操作を行う。

実施の形態２の電源装置２０も、上記実施の形態１と同様に、自ら出力する電圧の平均値を目標にしてフィードバック制御を行うことにより目標設定用の回路を不要にできるので、簡素な回路構成で安定した電圧を出力できる電源装置を実現できる。また、平滑用コンデンサの端子間電圧が変動することによる影響がないので、平滑用コンデンサの容量を削減、即ち、並列に使用する平滑用コンデンサの数量を削減することができ、小形の電源装置を実現できる。さらに、平滑用コンデンサの容量を削減できるため、電源投入時の突入電流を低減することができ、好ましい特性の電源装置を実現できる。

実施の形態３．
図７〜図９のそれぞれは、実施の形態３に係る電源装置３０のリプル低減フィルタ部３１の構成例を示す回路図である。図７〜図９において、図５と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。

実際の（現実的な）オペアンプの反転入力と非反転入力との間にはいくらかのオフセットがあるため、誤差増幅部１３に入力される出力電圧検出値と出力電圧平均値とが全く同値でも、差分が存在するときと同様な動作を行うことがある。例えば、出力電圧検出値と出力電圧平均値が一致している場合であっても、誤差増幅部１３のオペアンプのオフセットによって、両入力値に差分があるように見えれば、誤差増幅部１３の出力が当見かけ上の差分方向に偏り、結果的に出力電圧も同じように偏る。これにより、当出力電圧の検出値と平均値も連動するため、両者が互いに接近することなく、安定した出力が維持できないことが考えられる。

そこで、実施の形態３では、誤差増幅部１３のオフセットによる不安定さが発生しないように、誤差増幅部１３の出力電圧を所定の値に維持する誤差増幅出力安定部３２を設け、誤差増幅部１３に入力される出力電圧検出値あるいは出力電圧平均値を補正する。
当誤差増幅出力安定部３２を備えることで、入力する電源あるいは接続する負荷の状態が安定しているときは、誤差増幅部１３の出力電圧を予め設定した値に維持することができる。誤差増幅部１３の出力電圧を予め設定した値に維持することで、スイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を予め設定されたＤｕｔｙ（ＰＷＭ制御の場合）あるいは周期（ＰＦＭ制御の場合）に設定することができ、スイッチング素子ＳＷ１を予め設定した形態で断続駆動させることができる。なお、ＰＦＭ制御に関しては、下記実施の形態９を参照。
つまり、入力する電源あるいは接続する負荷の状態に変動がないときには、スイッチング素子ＳＷ１が行う断続動作を、予め設定したＤｕｔｙあるいは周期に漸近させることで、定常動作時の電源装置の挙動を安定化する。

図７の誤差増幅出力安定部３２は、オペアンプ３３と、基準電源３４と、抵抗Ｒ３０〜Ｒ３２と、コンデンサＣ３０とから構成され、誤差増幅部１３の出力電圧の平均値を基準電源３４の基準電圧に維持する。オペアンプ３３は、誤差増幅部１３の出力電圧と基準電源３４の基準電圧との差分を出力し、この出力を抵抗Ｒ３０およびコンデンサＣ３０によって平均化して、抵抗Ｒ３１を介して誤差増幅部１３の反転入力端子へフィードバックし、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１で検出された出力電圧検出値を補正する。なお、平均部１２の抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２による時定数は、直流電源１ａが変動する周期に対して充分に長い値にし、誤差増幅出力安定部３２の抵抗Ｒ３０とコンデンサＣ３０による時定数は、平均部１２の時定数よりさらに長い値にする。
つまり、入力する電源あるいは接続する負荷の状態に変動がないときには、平均部１２の時定数よりさらに長い時間をかけて、スイッチング素子ＳＷ１が行う断続動作を、予め設定したＤｕｔｙあるいは周期に漸近させる。

図８の誤差増幅出力安定部３２は、オペアンプ３３と、基準電源３４と、抵抗Ｒ３３とから構成され、誤差増幅部１３の出力電圧の平均値を基準電源３４の基準電圧に維持する。オペアンプ３３は、誤差増幅部１３の出力電圧と基準電源３４の基準電圧との差分を出力し、この出力を抵抗Ｒ３３およびコンデンサＣ２によって平均化して誤差増幅部１３の非反転入力端子へフィードバックし、平均部１２で平均化された出力電圧平均値を補正する。

図９の誤差増幅出力安定部３２は、図７に示した誤差増幅出力安定部３２の変形例であり、誤差増幅部１３の反転入力端子にコンデンサＣ３１を設けた構成である。コンデンサＣ３１を挿入することで直流成分を除去した出力電圧検出値の変動分が入力される誤差増幅部１３の反転入力端子へ、誤差増幅出力安定部３２から抵抗Ｒ３１を介してフィードバックして、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１で検出された出力電圧検出値を補正する。これにより、差増幅部１３の出力を所定の値に維持する。

なお、図７〜図９の構成において、誤差増幅部１３の出力電圧は、スイッチング素子ＳＷ１の駆動信号のＤｕｔｙに対応している。そのため、基準電源３４の基準電圧を、例えば、平滑用コンデンサＣ１に貯まっている電圧の２０〜８０％に相当する任意の電圧値に設定すれば、おのずと駆動信号の中心的なＤｕｔｙを設定できる。

以上より、実施の形態３によれば、電源装置３０は、誤差増幅部１３の出力の平均値を基準電圧に維持する誤差増幅出力安定部３２を備える構成にした。このため、入力する電源あるいは接続する負荷の状態に変動がないときには、スイッチング素子ＳＷ１を予め設定したＤｕｔｙあるいは周期で動作させることができ、不本意な挙動が発生することなく安定した好適な動作を行う電源装置を実現できる。

なお、実施の形態３では、安定した電圧を出力する電源装置３０に対して誤差増幅出力安定部３２を適用した例を説明したが、上記実施の形態１のような安定した電流を出力する電源装置１０に対して誤差増幅出力安定部３２を適用してもよい。

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４に係る電源装置４０のリプル低減フィルタ部４１の構成例を示す回路図であり、上記実施の形態３で説明した図８に対して動作補助部４２を付加した構成である。動作補助部４２以外の構成については、図８と同一の符号を付し説明を省略する。

例えば、電源装置４０の始動時であってまだ出力電圧が発生していない時は、出力電圧検出値と出力電圧平均値がともに“０”で、誤差増幅部１３の出力が確定されない、あるいは、確定されない可能性がある。したがって、駆動信号生成部１４からスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号が発せられない、あるいは、駆動信号が発せられない可能性がある。このとき、動作補助部４２のダイオードＤ４０を介して基準電源３４の電圧（補助信号）を平均部１２に供給してコンデンサＣ２を充電し、見かけ上の出力電圧平均値を高めることによって、まずはスイッチング素子ＳＷ１を補助的に動作させる。

動作補助部４２の補助動作によって、上記始動時には速やかにリプル低減フィルタ部４１から電圧を出力させることができる。その後、出力電圧平均値が基準電源３４の基準電圧からダイオードＤ４０の電圧降下を差し引いた電圧を超えたとき、即ち、充分な電圧が出力された後は、動作補助部４２は当補助動作を停止し、誤差増幅出力安定部３２の動作に交代する。

なお、動作補助部４２は、図１０に示したダイオードＤ４０を用いた構成に限らず、例えば切り換えスイッチ等を用いて構成してもよい。たとえば、始動時のように、スイッチング素子ＳＷ１が動作しないとき、あるいは、動作しない可能性があるときには、切り換えスイッチにより、基準電源３４の電圧を平均部１２に導いて、予め設定された補助的なスイッチング動作を行う。充分な電圧が出力された後は平均部１２から基準電源３４を切り離す。これにより、電源装置４０の動作中は、出力電圧が極低レベルに低下しても動作補助部４２が動作せず、常に安定した出力を維持できる。

以上より、実施の形態４によれば、スイッチング素子ＳＷ１が動作しないとき、あるいは、動作しない可能性があるときに誤差増幅部１３に補助信号を与える動作補助部４２を有し、誤差増幅部１３は、動作補助部４２から補助信号が入力されたときに、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１が検出した出力電圧検出値を抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２によって平均化した平均値に当補助信号を抵抗Ｒ３３によって合成した値と、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１が検出した出力電圧検出値との差分を増幅する構成にした。このため、スイッチング素子ＳＷ１が動作しないとき、あるいは、動作しない可能性があるときにも、駆動信号生成部１４からスイッチング素子ＳＷ１へ補助的に駆動信号を発することができ、安定して始動する電源装置を実現できる。

なお、実施の形態４では、安定した電圧を出力する電源装置４０に対して動作補助部４２を適用した例を説明したが、上記実施の形態１のような安定した電流を出力する電源装置１０に対して動作補助部４２を適用してもよい。

実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では、電源電圧がランダムに変動する直流電源を接続する電源装置１０〜４０を構成したが、本実施の形態５以降では、電源電圧が正弦波状に変動する交流電源を接続する電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）を構成する。
本発明の実施の形態５に係る電源装置を説明する前に、まず、図１１を参照して従来のＡＣ／ＤＣコンバータ１０００の構成例を説明する。従来のコンデンサインプット型のＡＣ／ＤＣコンバータ１０００は、交流電源１ｂの交流を、整流用ダイオードＤ５０〜Ｄ５３から構成された整流部５１で全波整流し、平滑用コンデンサＣ１で平滑して直流に変換し、負荷２へ出力する。

図１２（ａ）は、交流電源１ｂの電源電圧Ｖ１ｂを模式的に示すグラフである。図１２（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０００の全波整流後の入力電圧Ｖｉｎと、入力電流Ｉｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとを模式的に示すグラフである。図１２（ｃ）は、出力電流Ｉｏｕｔが大きく平滑用コンデンサＣ１の容量が小さいとき、図１２（ｄ）は、出力電流Ｉｏｕｔが小さく平滑用コンデンサＣ１の容量が大きいときの波形の変化を示すグラフである。各グラフとも横軸は時間、縦軸は電圧または電流である。

単純な整流部５１を使用して交流電源１ｂから直流電源を構成した場合、図１２（ｂ）に示すように入力電流Ｉｉｎが歪んで高調波が重畳し、力率が低い。図１２（ｃ）に示すように、小さな容量の平滑用コンデンサＣ１では、出力電流の変動（リプル）が増大する。図１２（ｄ）に示すように、大きな容量の平滑用コンデンサＣ１を使用すれば、出力電流のリプルは軽減するが、入力電流Ｉｉｎがさらに歪んで重畳する高調波が増大し、力率がさらに低下する。このように、出力電流のリプルは、平滑用コンデンサＣ１の容量に依存する。

図１３は、実施の形態５に係る電源装置５０の構成例を示す回路図である。実施の形態５では、図１に示したようなリプル低減フィルタ部１１に対して整流部５１を追加し、入力側に交流電源１ｂを接続して５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの正弦波状の交流から直流を生成して負荷２へ出力するＡＣ／ＤＣコンバータを構成する。

なお、図１３の構成例では、図１で説明したような、電流検出抵抗Ｒ１で検出した出力電流検出値をフィードバックして安定した電流を出力するリプル低減フィルタ部１１を使用したが、この構成に限定されるものではない。例えば、リプル低減フィルタ部１１の代わりに、図５のリプル低減フィルタ部２１、図７〜図９のリプル低減フィルタ部３１、または図１０のリプル低減フィルタ部４１を使用して、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１で検出した出力電圧検出値をフィードバックして安定した電圧を出力する構成にしてもよい。

図１４は、電源装置５０の全波整流後の入力電圧Ｖｉｎと、入力電流Ｉｉｎと、平滑用コンデンサＣ１の端子間電圧ＶＣ１と、出力電流検出値Ｉｏｕｔと出力電圧検出値Ｖｏｕｔとを模式的に示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧または電流である。なお、図１４において、図１２（ｂ）の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔとを破線で示している。
図１５は、誤差増幅部１３の出力（破線）とスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号（実線）の波形を示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧である。図１６は、出力電流検出値Ｉｏｕｔと出力電流平均値Ｉａｖｅとを拡大したグラフであり、横軸は時間、縦軸は電流である。また、図１６に、リプル低減フィルタ部１１のフィードバック制御が無い場合の出力電流検出値Ｉｏｕｔ１を点線で示す。

図１５および図１６に示すように、リプル低減フィルタ部１１は、フィードバック制御の目標となる出力電流平均値Ｉａｖｅに対して平滑用コンデンサＣ１からの流出電流が少ないときは、ＰＷＭ制御のＤｕｔｙを拡大し、出力電流平均値Ｉａｖｅに対して流出電流が多きときは、ＰＷＭ制御のＤｕｔｙを縮小する。このように、出力電流検出値Ｉｏｕｔを自ら出力する電流の平均値Ｉａｖｅに漸近すべくスイッチング素子ＳＷ１を操作することで、平滑用コンデンサＣ１の端子間電圧にかかわらず出力電流を略一定に維持でき、変動（リプル）が少ない安定した電流を出力できる。ただし、図１４に示すように、入力電流Ｉｉｎの断続は図１２と変わらず、入力電流Ｉｉｎは歪み、重畳する高調波が大きく、力率は低い。
なお、スイッチング素子ＳＷ１の断続動作は、交流電源１ｂの変動周期の１／２以下の周期、即ち、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流電源１ｂを全波整流した波形（１００Ｈｚあるいは１２０Ｈｚ）の１周期より短く設定する。

以上より、実施の形態５によれば、電源装置５０は、交流電源１ｂと平滑用コンデンサＣ１との間に整流部５１を備える構成にした。これにより、交流電源１ｂを接続した場合にも上記実施の形態１と同様の効果が得られる電源装置を実現できる。
なお、図１３に示した整流部５１はひとつの例であって、他の構成でも構わない。

また、実施の形態５によれば、駆動信号生成部１４は、交流電源１ｂの変動周期の１／２以下の周期でスイッチング素子ＳＷ１を断続駆動することで、良好な安定化動作を行うことができ、安定した出力の電源装置を実現できる。

実施の形態６．
本発明の実施の形態６に係る電源装置を説明する前に、まず、図１７を参照して従来の力率改善回路（ＰＦＣ；Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の構成例を説明する。従来のＡＣ／ＤＣコンバータ１００１は、整流部５１の後段に、スイッチング素子ＳＷ６０と、コイルＬ６０と、整流用ダイオードＤ６０と、平滑用コンデンサＣ１と、制御部６２とから構成されるＰＦＣ・コンバータ部６１を備えている。このＰＦＣ・コンバータ部６１は、コイルＬ６０に流れる電流をスイッチング素子ＳＷ６０によって断続するものであり、制御部６２がスイッチング素子ＳＷ６０をオンさせているときにコイルＬ６０に貯えたエネルギを、制御部６２がスイッチング素子ＳＷ６０をオフさせたときに放出することで、電源電圧より高い電圧を出力する。

図１８は、ＰＦＣ・コンバータ部６１の入力電圧Ｖｉｎおよび入力電流Ｉｉｎと、出力電圧（平滑用コンデンサＣ１の端子間電圧）ＶＣ１および出力電流ＩＣ１とを模式的に示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧または電流である。なお、図１８において、図１２（ｂ）の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔとを破線で示している。

制御部６２は、入力電流Ｉｉｎが入力電圧Ｖｉｎに対応するように（正弦波状になるように）、スイッチング素子ＳＷ６０のＤｕｔｙを制御する。出力電圧ＶＣ１は入力電圧Ｖｉｎより高く、出力電流ＩＣ１は入力電流Ｉｉｎより小さくなり安定はするが、正弦波状のリプルは残る。出力電圧ＶＣ１（または出力電流ＩＣ１）のリプルは、平滑用コンデンサＣ１の容量に依存し、当平滑用コンデンサＣ１の容量が大きいほど少ない。

図１９は、実施の形態６に係る電源装置６０（ＡＣ／ＤＣコンバータ）の構成例を示す回路図である。図２０は、誤差増幅部１３の出力（破線）とスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号（実線）の波形を示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧である。
図１９の電源装置６０は、上記実施の形態５の電源装置５０（図１３）に対してＰＦＣ・コンバータ部６１を追加した構成である。図１８に示したように、ＰＦＣ・コンバータ部６１が昇圧した変換後の出力電圧Ｖｏｕｔにはリプルが残っているが、図２０のようにリプル低減フィルタ部１１が自らが出力する電圧の平均値を目標値としてフィードバック制御を行うので、残ったリプルが軽減され出力電圧が安定化する。

図２１は、実施の形態６に係る電源装置６０の変形例を示す回路図である。図２１の電源装置６０は、図１９に示した構成に電流ＦＢ（フィードバック）用Ｉ／Ｆ（インタフェース）６３を備えた定電流出力用のＡＣ／ＤＣコンバータである。電流ＦＢ用Ｉ／Ｆ６３は、電流検出抵抗Ｒ１が検出する出力電流検出値を取得して、制御部６２へ出力する。制御部６２は、出力電流検出値が一定の電流値になるようにスイッチング素子ＳＷ６０をオン・オフする。

図２２は、実施の形態６に係る電源装置６０の変形例を示す回路図である。図２２の電源装置６０は、図１９に示した構成に電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１と電圧ＦＢ用Ｉ／Ｆ６４とを備えた定電圧出力用のＡＣ／ＤＣコンバータである。電圧ＦＢ用Ｉ／Ｆ６４は、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１が検出する出力電圧検出値を取得して、制御部６２へ出力する。制御部６２は、出力電圧検出値が一定の電圧値になるようにスイッチング素子ＳＷ６０をオン・オフする。一方、リプル低減フィルタ部２１では、電流検出抵抗Ｒ１が検出する出力電流検出値に基づく電流フィードバック制御が行われる。

図２３は、実施の形態６に係る電源装置６０の変形例を示す回路図である。図２３の電源装置６０は、図５に示したリプル低減フィルタ部２１に対して、整流部５１とＰＦＣ・コンバータ部６１と電圧ＦＢ用Ｉ／Ｆ６４とを追加した交流電源用の、定電圧出力用のＡＣ／ＤＣコンバータである。ＰＦＣ・コンバータ部６１とリプル低減フィルタ部２１では、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１が検出する出力電圧値に基づく電圧フィードバック制御が行われる。

図１９または図２１〜図２３で示したような電源装置６０では、ＰＦＣ・コンバータ部６１のＰＦＣとしての機能により、電源電流が断続することなく正弦波状に通電されるため、電源電流の歪みは少なく、電源に重畳する高調波が小さく、力率を高くすることができる。
なお、ＰＦＣ・コンバータ部６１に昇圧コンバータを使用する構成は、ひとつの例であって、他の構成でも構わず、たとえば、降圧用のコンバータを使用しても構わない。

以上より、実施の形態６によれば、電源装置６０は、交流電源１ｂと平滑用コンデンサＣ１との間に、昇圧用あるいは降圧用のコンバータ部を備える構成にしたので、昇圧用あるいは降圧用のコンバータ部とリプル低減フィルタ部とがそれぞれ独立して動作可能である。これにより、簡素な構成で出力状態をフィードバックしながら、定電圧あるいは定電流を出力する電源装置を実現できる。さらに、当昇圧用あるいは降圧用のコンバータ部が、力率改善部（ＰＦＣ）として機能することにより、力率の高い電源装置を実現できる。

また、実施の形態６によれば、図２１のように、制御部６２は、電流検出抵抗Ｒ１が検出した出力電流検出値を使用してＰＦＣ・コンバータ部６１の制御を行う構成にした。あるいは、図２３のように、制御部６２は、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１が検出した出力電圧検出値を使用してＰＦＣ・コンバータ部６１の制御を行う構成にした。このため、回路を構成する部品をリプル低減フィルタ部とＰＦＣ・コンバータ部とで共用でき、簡素な構成の電源装置を実現できる。また、制御部は、基本的に出力状態をフィードバックする動作を行い、出力電流あるいは出力電圧を安定化するリプル低減フィルタ部の操作に関与する必要がないため、簡素な構成の制御方法、さらには簡素な構成の電源装置を実現できる。

実施の形態７．
上記実施の形態６では整流部５１とＰＦＣ・コンバータ部６１を用いてＡＣ／ＤＣコンバータを構成したが、直流電源用のＤＣ／ＤＣコンバータを構成することもできる。
図２４は、実施の形態７に係る電源装置７０の構成例を示す回路図であり、図１〜図２３と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。図２４の電源装置７０は、上記実施の形態１の電源装置１０（図１）に対してコンバータ部７１を追加した構成である。コンバータ部７１は、上記実施の形態６のＰＦＣ・コンバータ部６１と同様に、スイッチング素子ＳＷ６０と、コイルＬ６０と、整流用ダイオードＤ６０と、平滑用コンデンサＣ１と、制御部６２とを備えている。

図２５は、平滑用コンデンサＣ１の端子間電圧ＶＣ１と、出力電流検出値Ｉｏｕｔとを模式的に示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧または電流である。図２６は、誤差増幅部１３の出力（破線）とスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号（実線）の波形を示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧である。
図２５に示すように、平滑用コンデンサＣ１の端子間電圧ＶＣ１には、コンバータ部７１が発生する変動（リプル）が重畳しているが、リプル低減フィルタ部１１の電流フィードバック制御により出力電流Ｉｏｕｔのリプルが軽減され、出力電流が安定化する。

なお、リプル低減フィルタ部１１の代わりに、図５のリプル低減フィルタ部２１、図７〜図９のリプル低減フィルタ部３１、または図１０のリプル低減フィルタ部４１を使用して、電圧検出抵抗Ｒ２０，Ｒ２１で検出した出力電圧検出値Ｖｏｕｔ（図２５に示す）をフィードバックして定電圧制御する構成にしてもよい。

実施の形態７の電源装置７０も、上記実施の形態６と同様に、直流電源１ａと平滑用コンデンサＣ１との間に、昇圧用あるいは降圧用のコンバータ部を備える構成にしたので、昇圧用あるいは降圧用のコンバータ部とリプル低減フィルタ部とがそれぞれ独立して動作可能であり、簡素な構成で定電圧あるいは定電流を出力する電源装置を実現できる。

また、実施の形態７によれば、駆動信号生成部１４は、スイッチング素子ＳＷ１の断続動作を、コンバータ部７１のスイッチング周期より短い周期で行うことにより、リプル低減フィルタ部１１は良好な安定化動作を行うことができ、安定した出力の電源装置を実現できる。

実施の形態８．
図２７は、実施の形態８に係る電源装置をＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）点灯装置８０として使用した構成例を示す回路図である。図２７において、図１〜図２６と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
図２７では、図１９に示した電源装置７０の出力側に負荷２としてＬＥＤユニット２ａを接続し、当電源装置７０をＬＥＤユニット２ａを点灯する定電流出力のＬＥＤ点灯装置８０として使用している。なお、ＬＥＤには、定電圧特性があり、定電流の出力が適している。

また、複数個のＬＥＤを直列に接続してＬＥＤユニット２ａを構成し、一部のＬＥＤを短絡用スイッチ２ｂで短絡して消灯できるようにする。点灯しているＬＥＤユニット２ａの一部を短絡用スイッチ２ｂで短絡して消灯しても、出力電流は直前までの平均電流となるため、平滑用コンデンサＣ１から過大な突入電流が流れることはない。従って、短絡用スイッチ２ｂを操作して点灯と消灯を繰り返してもＬＥＤユニット２ａにストレスが加わることはなく、寿命を損なうことはない。

なお、図２７では光源としてＬＥＤを例示したが、レーザダイオード等の他の半導体光源であっても構わない。

以上より、実施の形態８によれば、上記実施の形態１〜７で説明した電源装置を、ＬＥＤ等の光源を点灯するための光源点灯装置として使用することにより、簡素な構成で、光源を点灯するのに好適な光源点灯装置を実現できる。

実施の形態９．
図２８は、実施の形態９に係る電源装置をＬＥＤ点灯装置９０として使用した構成例を示す回路図であり、スイッチング素子ＳＷ１の制御を上記ＰＷＭ制御からＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御に代替して構成している。図２８において、図１〜図２７と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
図２８では、位相制御によって調光を行う交流電源１ｃを、ＬＥＤ点灯装置９０の電源として使用し、出力側にＬＥＤユニット２ａが接続されている。この交流電源１ｃは、従来、ハロゲン電球を含む白熱電球用の調光電源として用いられる。本実施の形態９では、位相制御によって寸断された波形の交流電源１ｃから一様な周期のパルス状電流を生成して、ＬＥＤユニット２ａを点灯する。

電流検出抵抗Ｒ１は、パルス状の出力電流を検出する。
平滑部９２は、抵抗Ｒ９０およびコンデンサＣ９０から構成され（ＲＣフィルタ）、その時定数はパルス状出力電流の繰り返し周期に対して充分に長い時定数に設定される。この平滑部９２は、当平滑用の時定数によって、電流検出抵抗Ｒ１が検出したパルス状の出力電流検出値を繰り返し周期より長い時間をかけて平滑して相応の直流値に変換する。
平均部１２は、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２から構成され（ＲＣフィルタ）、その時定数は交流電源１ｃの交番周期に対して充分に長い時定数に設定される。この平均部１２は、当平均用の時定数によって、電流検出抵抗Ｒ１が検出したパルス状の出力電流検出値を電源の交番周期より長い時間をかけて平均化して相応の直流値に変換する。
つまり、平滑部９２はパルス状の出力電流を相応の直流電流に相当する値に変換するものであり、平均部１２は交番する交流電源によって発生するリプルを均して相応の直流に相当する値に変換するものである。したがって、平滑部９２の時定数は平均部１２の時定数より短い。
なお、誤差増幅部１３は、平均部１２が平均化したパルス状の出力電流の平均値と、平滑部９２が平滑化したパルス状の出力電流の平滑値との差分を増幅する。

駆動信号生成部９３は、ＦＦ（Ｆｌｉｐ−Ｆｌｏｐ）９４と、ＶＯＣ（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）９５と、比較器９６とから構成され、スイッチング素子ＳＷ１をＰＦＭ制御するための駆動信号を生成する。ＶＣＯ９５は、パルス状の出力電流が繰り返される周期信号を出力し、誤差増幅部１３の出力に応じて繰り返し周期を変化させる。ＦＦ９４は、セット入力端子ＳにＶＣＯ９５の周期信号が入力されると、出力端子Ｑにハイレベル信号Ｈを出力して、ドライバ９８を介して、スイッチング素子ＳＷ１をオンする。

比較器９６は、電流検出抵抗Ｒ１が検出した検出電流値がピーク電流値設定用の基準電源９７の基準電圧を超えると、リセット信号を出力する。ＦＦ９４は、リセット入力端子Ｒに比較器９６のリセット信号が入力されると、出力端子Ｑにローレベル信号Ｌを出力して、ドライバ９８を介して、スイッチング素子ＳＷ１をオフする。

ＦＦ９４の出力端子Ｑからドライバ９８を介して出力される駆動信号に従ってスイッチング素子ＳＷ１がオン・オフすることで、基準電源９７で設定されたピーク電流値に等しい波高値のパルス状の電流が、ＶＣＯ９５が発生する周期信号によって繰り返し出力される。
つまり、リプル低減フィルタ部９１は、交流電源１ｃから導通期間が長い大きな電力が入力されたときは、パルス状の電流の周期を短縮し、単位時間あたりの発生パルスを多くして、大きな電力を出力して、ＬＥＤユニット２ａを明るく点灯する。また、導通期間が短い小さな電力が入力されたときは、パルス状の電流の周期を伸長し、単位時間あたりの発生パルスを少なくして、小さな電力を出力して、ＬＥＤユニット２ａを暗く減光して点灯する。当動作のために、波高値が一様なパルス状の電流の平滑値を、当パルス状の電流の周期を短縮あるいは伸長することで、パルス状の出力電流の平均値に追従させる。

上記構成によって、例えば、位相制御式の調光用電源（交流電源１ｃ）から出力される寸断された波形の交流電力を平滑用コンデンサＣ１に貯えて、波高値を一定にして、当交流の電力が供給されないタイミングも含めて１周期にわたって略等間隔（一様な周期）のパルス状の電流によってＬＥＤユニット２ａを点灯することができ、電源から入力される電力に対応して明るさを調光しながらも、発光色を変えることなくＬＥＤユニット２ａを点灯することができる。

ちなみに、リプル低減フィルタ部９１に入力される交流電源は、一般的に５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚであり、当交流を整流部５１で全波整流すれば１００Ｈｚあるいは１２０Ｈｚで変動する電源となる。よって、平均部１２の時定数は、１００Ｈｚあるいは１２０Ｈｚに相当する周期に対して充分に長い値にする。
一方、パルス状出力電流の繰り返し周期は、例えば１ｋＨｚ程度に相当する周期である。よって、平滑部９２の時定数は、１ｋＨｚ程度に相当する周期に対して充分に長い値にする。
さらに、上記のように平均部１２の時定数を平滑部９２の時定数より長くすることを考慮して、両者を設定する。
参考までに、平滑部９２と平均部１２と上記誤差増幅出力安定部３２の時定数の例を比較すれば、平滑部９２の時定数は１０ｍｓ程度、平均部１２の時定数は１００ｍｓ程度、誤差増幅出力安定部３２の時定数は１０００ｍｓ程度である。

図２９は、実施の形態９の変形例であり、直流を断続（チョッピング）してそのオン幅によって調光を行う矩形波電源１ｄを電源としたＬＥＤ点灯装置９０を示している。この矩形波電源１ｄは、従来、直流電源を備えた車載用照明機器の調光用電源として用いられる。本実施の形態９では、矩形波電源１ｄから一様な周期のパルス状の電流を生成して、ＬＥＤユニット２ａを点灯する。

図２９のＬＥＤ点灯装置９０においては、矩形波電源１ｄと平滑用コンデンサＣ１との間に逆流阻止用ダイオードＤ９０が設けられている。平滑用コンデンサＣ１は、矩形波電源１ｄから断続的に入力される電力を貯え、リプル低減フィルタ部９１がパルス状電流にして出力することで、矩形波電源１ｄから電力が供給されないタイミングも含めて１周期にわたって略等間隔（一様な周期）のパルス状の電流によってＬＥＤユニット２ａを点灯することができる、電源から供給される電力に対応して明るさを調光しながらも、発光色を変えることなくＬＥＤユニット２ａを点灯することができる。

図３０および図３１は、図２９に示すＬＥＤ点灯装置９０に入力する矩形波電源１ｄの電源電圧Ｖ１ｄと、電流検出抵抗Ｒ１が検出する出力電流検出値Ｖｏｕｔと、平均部１２が平均化するパルス状の出力電流平均値Ｖａｖｅと、基準電源９７により設定されたピーク電流値Ｖｐｅａｋとを模式的に示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は電圧または電流である。図３０に示す矩形波電源１ｄの電源電圧Ｖ１ｄのオン幅に比べて、図３１の矩形波電源１ｄは電源電圧Ｖ１ｄのオン幅が狭く入力電力が小さいので、図３０のパルス状出力電流の繰り返し周期９９ａに比べて、図３１の繰り返し周期９９ｂが長くなり、パルス状電流平均値Ｖａｖｅが低くなり、ＬＥＤユニット２ａの発光量が低下する。

上記構成によって、入力された電力が大きいときはパルス状の出力電流の発生間隔を狭く（繰り返し周期を早く）することでＬＥＤユニット２ａを明るく点灯させ、入力された電力が小さいときは当発生間隔を広く（繰り返し周期を遅く）することでＬＥＤユニット２ａを減光して暗く点灯させることができる。
なお、ＬＥＤは、一般的に通電電流の大小によって発光色が変化するため、直流を通電し、通電電流を増減して明るさを変える調光方式では、発光色が変化するので、光源としての品質が劣化することとなるが、図２８および図２９に示したＬＥＤ点灯装置９０の構成においては、ＬＥＤユニット２ａに供給するパルス状の電流の波高値は一定なので、通電電流（平均値）を変えても発光色を一様に保つことができ、光源としての品質を損ねることがない。

ちなみに、一般的な照明用ＬＥＤの点灯電流は、１００〜１５００ｍＡ程度であり、個々のＬＥＤにはそれぞれに適した定格電流があり、それぞれの発光色は当定格電流により規定されている。したがって、好適な発光色を保つために、ピーク電流値設定用の基準電源９７は、当定格電流に基づいて設定される。

以上より、実施の形態９によれば、ＬＥＤ点灯装置９０は、スイッチング素子ＳＷ１の断続駆動によって、予め設定された波高値のパルス状の電流を出力する構成であって、電流検出抵抗Ｒ１が検出したパルス状の出力電流検出値をパルス状出力電流の繰り返し周期に対して充分に長い時定数で平滑化する平滑部９２と、電流検出抵抗Ｒ１が検出したパルス状の出力電流検出値を電源の変動周期に対して充分に長い時定数で平均化する平均部１２とを備え、誤差増幅部１３は、平滑部９２が平滑化したパルス状の出力電流平滑値と平均部１２が平均化したパルス状の出力電流検出値との差分を増幅し、駆動信号生成部９３は、スイッチング素子ＳＷ１を断続駆動する駆動信号の周期を変えるＰＦＭ操作を行う。以上の構成により、パルス状の出力電流の平滑値をパルス状の出力電流の平均値に近づける動作を行う。
このため、位相制御による調光用の交流電源１ｃまたはＤｕｔｙ（チョッピング）制御による調光用の矩形波電源１ｄに対応可能なＬＥＤ点灯装置を実現でき、ハロゲン電球を含む白熱電球用の調光電源を流用できる扱いやすいＬＥＤ点灯装置を実現できる。
また、波高値が一定の電流パルスによってＬＥＤを点灯することで、減光しても発光色が変化しないので、光源として良好な品質のＬＥＤ点灯装置を実現できる。
さらに、パルス状の出力電流の繰り返し周期を電源の変動周期より短くすることができ、電源の変動周期に起因したちらつきを感じさせないＬＥＤ点灯装置を実現できる。

実施の形態１０．
図３２は、実施の形態１０に係る電源装置をバッテリ充電装置１００として使用した構成例を示す回路図である。図３２において、図１〜図３１と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
図３２では、整流部５１と絶縁式のＰＦＣ・コンバータ部１０１とリプル低減フィルタ部１１とから構成される電源装置にバッテリ２ｃを接続して、当電源装置をバッテリ充電装置１００として使用している。バッテリ２ｃは、定電圧特性があり、定電流を出力する電源装置が適している。

例えば、電気自動車の動力源となるバッテリ２ｃは、充電中においても大きな電流の変動（リプル）により発熱することがあるため、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの商用の交流電源１ｂに起因する正弦波状の脈流を低減する必要がある。しかるに、スペースとコストに制限がある車載機器においては大きな部品（大きな平滑コンデンサあるいは大きな平滑コイル等）は使用し難いので、リプル低減フィルタ部１１を備えることにより平滑用コンデンサＣ１の容量あるいは並列に接続する数量を削減できるバッテリ充電装置１００は、車載用として好適である。

なお、図３２では、１次側と２次側を絶縁するためにトランス１０２を用いてＰＦＣ・コンバータ部１０１を構成している。整流部５１により電源電圧を直流に変換し、スイッチング素子ＳＷ６０とコイルＬ６０とコンデンサＣ１００とにより直流電圧を交流に変換してトランス１０２へ入力し、トランス１０２の出力を整流用ダイオードＤ１００〜Ｄ１０３と平滑用コンデンサＣ１とにより直流に変換する構成である。なお、図３２のＰＦＣ・コンバータ部１０１はひとつの例であり、他の構成であってもよい。

以上より、実施の形態１０によれば、上記実施の形態１〜７で説明した電源装置を、バッテリを充電するためのバッテリ充電装置として使用することにより、平滑用コンデンサの容量あるいは並列に接続する数量を削減でき、簡素な構成で、バッテリを充電するのに好適なバッテリ充電装置を実現できる。

なお、上記実施の形態１〜１０において、スイッチング素子ＳＷ１を制御および操作する平均部１２、誤差増幅部１３、駆動信号生成部１４，９３等をアナログ回路により構成したが、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）等を用いたディジタルの演算処理により構成しても構わない。

上記以外にも、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

この発明に係る電源装置は、電源の変動の影響を抑制して出力を安定化するようにしたので、ＬＥＤ等の光源を点灯する光源点灯装置、およびバッテリを充電するバッテリ充電装置などに用いるのに適している。

１ａ 直流電源、１ｂ，１ｃ 交流電源、１ｄ 矩形波電源、２ 負荷、２ａ ＬＥＤユニット、２ｂ 短絡用スイッチ、２ｃ バッテリ、１０，２０，３０，４０，５０，６０，７０ 電源装置、１１，２１，３１，４１，９１ リプル低減フィルタ部、１２ 平均部、１３ 誤差増幅部、１４，９３ 駆動信号生成部、１５ 比較器、１６ 三角波発生器、３２ 誤差増幅出力安定部、３３ オペアンプ、３４，９７ 基準電源、４２ 動作補助部、５１ 整流部、６１，１０１ ＰＦＣ・コンバータ部、６２ 制御部、６３ 電流ＦＢ用Ｉ／Ｆ、６４ 電圧ＦＢ用Ｉ／Ｆ、７１ コンバータ部、８０，９０ ＬＥＤ点灯装置（光源点灯装置）、９２ 平滑部、９４ ＦＦ、９５ ＶＣＯ、９６ 比較器、１００ バッテリ充電装置、１０２ トランス、１０００，１００１ ＡＣ／ＤＣコンバータ、Ｃ１ 平滑用コンデンサ、Ｃ２，Ｃ３０，Ｃ３１，Ｃ９，Ｃ１００ コンデンサ、Ｄ１ 還流用ダイオード、Ｄ４０ ダイオード、Ｄ５０〜Ｄ５３，Ｄ６０，Ｄ１００〜Ｄ１０３ 整流用ダイオード、Ｄ９０ 逆流阻止用ダイオード、Ｌ１，Ｌ６０，Ｌ１００ コイル、Ｒ１ 電流検出抵抗、Ｒ２，Ｒ３０〜Ｒ３３，Ｒ９０ 抵抗、Ｒ２０，Ｒ２１ 電圧検出抵抗、ＳＷ１，ＳＷ６０ スイッチング素子。

Claims (12)

1. 電源からの入力と負荷への出力との間に平滑用コンデンサを備えた電源装置であって、
   前記平滑用コンデンサと前記出力との間に直列に配置したスイッチング素子およびコイルと、
   出力電流あるいは出力電圧を検出する検出部と、
   前記検出部が検出した検出値を平均化する平均部と、
   前記検出部が検出した検出値と前記平均部が平均化した平均値との差分を増幅する誤差増幅部と、
   前記誤差増幅部の出力から前記スイッチング素子を断続駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、
   前記検出値を前記平均値に近づける動作を行うことを特徴とする電源装置。
2. 前記電源あるいは前記負荷の状態に変動がないときに、前記誤差増幅部が出力する出力値の平均値を予め設定された電圧に維持することによって、前記スイッチング素子に予め設定した動作を行わせる誤差増幅出力安定部を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記スイッチング素子が動作しないとき、あるいは、動作しない可能性があるときに、前記スイッチング素子に予め設定された動作を行わせる補助動作部を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
4. 前記電源と前記平滑用コンデンサとの間には整流部を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
5. 前記電源と前記平滑用コンデンサとの間には昇圧用あるいは降圧用のコンバータ部を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
6. 前記電源は交流電源であって、前記昇圧用あるいは前記降圧用のコンバータ部は、力率を改善する力率改善部であることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
7. 前記昇圧用あるいは前記降圧用のコンバータ部は、前記検出部が検出した検出値を使用して昇圧変換あるいは降圧変換を制御する制御部を有することを特徴とする請求項５記載の電源装置。
8. 前記駆動信号生成部は、前記電源の変動周期の１／２以下の周期で、前記スイッチング素子を断続駆動することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
9. 電源からの入力と負荷となる光源との間に平滑用コンデンサを備え、当光源を点灯する電流を出力する光源点灯装置であって、
   前記平滑用コンデンサと前記光源との間に直列に配置したスイッチング素子およびコイルと、
   出力電流を検出する検出部と、
   前記検出部が検出した検出値を平均化する平均部と、
   前記検出部が検出した検出値と前記平均部が平均化した平均値との差分を増幅する誤差増幅部と、
   前記誤差増幅部の出力から前記スイッチング素子を断続駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、
   前記検出値を前記平均値に近づける動作を行うことを特徴とする光源点灯装置。
10. 電源からの入力と負荷となる光源との間に平滑用コンデンサを備え、当光源を周期的なパルス状の電流によって点灯する光源点灯装置であって、
    前記平滑用コンデンサと前記光源との間に直列に配置したスイッチング素子およびコイルと、
    出力電流を検出する検出部と、
    前記検出部が検出した検出値を平滑化する平滑部と、
    前記検出部が検出した検出値を前記平滑部の平滑より長時間あるいは数多く平均化する平均部と、
    前記平滑部が平滑した平滑値と前記平均部が平均化した平均値との差分を増幅する誤差増幅部と、
    前記誤差増幅部の出力から前記スイッチング素子を断続駆動して、予め設定された波高値のパルス状の電流を出力し、当パルス状の電流の出力周期を操作する駆動信号生成部とを備え、
    前記平滑値を前記平均値に近づける動作を行うことを特徴とする光源点灯装置。
11. 電源からの入力と負荷となるバッテリとの間に平滑用コンデンサを備え、当バッテリを充電する電流を出力するバッテリ充電装置であって、
    前記平滑用コンデンサと前記バッテリとの間に直列に配置したスイッチング素子およびコイルと、
    出力電流を検出する検出部と、
    前記検出部が検出した検出値を平均化する平均部と、
    前記検出部が検出した検出値と前記平均部が平均化した平均値との差分を増幅する誤差増幅部と、
    前記誤差増幅部の出力から前記スイッチング素子を断続駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、
    前記検出値を前記平均値に近づける動作を行うことを特徴とするバッテリ充電装置。
12. 車両に搭載されることを特徴とする請求項１１記載のバッテリ充電装置。

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