JP2020137305A - 電力システム - Google Patents

Abstract

【課題】太陽光発電システムのＭＰＰＴ制御を実行できるように設計された直流電力変換装置を用いてＭＰＰＴ制御を実行することにより燃料電池発電システムから直流電力変換装置に電力を取り出すことが可能な電力システムであって、過渡時における電力の過度な取り出しを防ぐのに適した電力システムを提供する。【解決手段】特性変換回路１００において、電圧電流制御回路１６０は、ＤＣＤＣコンバータである。電圧電流制御回路の変圧比は、特性変換回路１００の出力電圧が所定範囲内の値であるときに特性変換回路の出力電力が最大となるように、変更される。第１装置１７０Ａは、センサ出力Ｖｓを用いて、特性変換回路の出力電流の時間変化に応じた第１制御信号Ｓ１を生成する。第２装置１８０Ａは、第１制御信号に応じて、電圧電流制御回路から直流電力変換装置に流れる電流が抵抗成分１８１を経由する電流制限状態を実現する。【選択図】図４Ａ

Description

本開示は、電力システムに関する。

種々の発電システムが提案されている。発電システムの例として、太陽光発電パネルを用いて発電する太陽光発電システムが挙げられる。発電システムの別の例として、燃料電池を用いて発電する燃料電池発電システムが挙げられる。

発電システムでは、電力変換が行われることがある。特許文献１には、電力変換により、太陽光発電システムおよび燃料電池発電システムの出力電圧を所定電圧に変更することが記載されている。

また、最大電力点追従制御により、太陽光発電システムの電力を取り出すことが知られている。最大電力点追従制御は、ＭＰＰＴ制御とも称される。ＭＰＰＴ制御によれば、太陽光発電システムから取り出される電力が最大化される。具体的には、太陽光発電システムに直流電力変換装置を接続し、直流電力変換装置にＭＰＰＴ制御を実行させることができる。

特開２０１７−１１７６７３号公報

太陽光発電システムのＭＰＰＴ制御を実行可能な電力システムを構成する場合、太陽光発電システムのＭＰＰＴ制御を実行できるように直流電力変換装置が設計される。本開示は、このように設計された直流電力変換装置を用いてＭＰＰＴ制御を実行することにより燃料電池発電システムから直流電力変換装置に電力を取り出すことが可能な電力システムであって、過渡時における電力の過度な取り出しを防ぐのに適した電力システムを提供する。

本開示は、
出力電圧が所定範囲内にあるときに出力電力が最大になる太陽光発電システムに対して、ＭＰＰＴ制御を実行できるように設計された直流電力変換装置と、
燃料電池発電システムであって、該燃料電池発電システムで生成された直流電力は前記直流電力変換装置に供給される燃料電池発電システムと、
前記燃料電池発電システムと前記直流電力変換装置とを接続する経路上に設けられた特性変換回路と、を備え、
前記特性変換回路は、
前記特性変換回路の出力電流の検出を行い、前記検出の結果を表すセンサ出力を出力する電流センサと、
ＤＣＤＣコンバータである電圧電流制御回路であって、前記特性変換回路の出力電圧が前記所定範囲内の値であるときに前記特性変換回路の出力電力が最大となるように、前記センサ出力に応じて変圧比が変更される電圧電流制御回路と、
前記センサ出力を用いて、前記特性変換回路の出力電流の時間変化に応じた第１制御信号を生成する第１装置と、
前記第１制御信号に応じて、前記電圧電流制御回路から前記直流電力変換装置に流れる電流が抵抗成分を経由する電流制限状態を実現する第２装置と、を含む、
電力システムを提供する。

本開示に係る電力システムによれば、太陽光発電システムのＭＰＰＴ制御を実行できるように設計された直流電力変換装置を用いてＭＰＰＴ制御を実行することにより、燃料電池発電システムから直流電力変換装置に電力を取り出すことが可能である。また、本開示に係る電力システムは、過渡時における電力の過度な取り出しを防ぐのに適している。

図１は、系統連系時における電力システムのブロック図である。 図２は、停電時における電力システムのブロック図である。 図３は、特性変換回路で得られるＶ−Ｐ特性を説明するための図である。 図４Ａは、特性変換回路の一例を示す図である。 図４Ｂは、第１装置の動作の説明図である。 図４Ｃは、第１装置の動作の説明図である。 図５は、特性変換回路の一例を示す図である。 図６は、特性変換回路の一例を示す図である。 図７は、特性変換回路の一例を示す図である。 図８は、電流センサを説明するための図である。 図９は、第１シャントレギュレータを説明するための図である。 図１０は、第２シャントレギュレータを説明するための図である。 図１１は、比較形態を説明するための図である。 図１２は、第１装置および第２装置によって奏される効果を説明するための図である。 図１３は、特性変換回路の一具体例を示す図である。 図１４は、特性変換回路の別例を示す図である。 図１５は、特性変換回路の別の具体例を示す図である。

（本開示の基礎となった知見）
太陽光発電システムのＭＰＰＴ制御を実行できるように設計された直流電力変換装置があるとする。その直流電力変換装置を用いてＭＰＰＴ制御を実行することにより、燃料電池発電システムから直流電力変換装置に電力を取り出すことを考える。そのような電力の取り出しは、燃料電池発電システムの出力特性を変換することによって実現可能である。本発明者の検討によれば、特性変換回路によって、そのような変換を行うことができる。そして、燃料電池発電システムから特性変換回路を介して直流電力変換装置へと電力が供給される電力システムを構成できる。

上記のようにして燃料電池発電システムから直流電力変換装置へと電力を供給する場合、特性変換回路から直流電力変換装置へと流れる電流が急峻に増加するという過渡現象が発生することがある。例えば、直流電力変換装置がコンデンサを有し、そのコンデンサに、大きな突入電流を引き込み易い負荷が接続されたとする。この場合において、負荷に大きな突入電流が流れ込むと、コンデンサの電圧がドロップし、このドロップを補うように特性変換回路からコンデンサに大きな電流が過渡的に流れることがある。大きな突入電流を引き込み易い負荷としては、白熱ランプ、モータ等が例示される。例えば、白熱ランプでは、その点灯直後に、定格電流の約１０〜１５倍程度の突入電流が瞬間的に流れ込むことがある。

上記のような過渡時には、狙いとする特性変換が一時的にできなくなり、直流電力変換装置によって過度な電力が取り出されるという事態が生じ得る。このような事態は、負荷の種類、使い方等によっては、頻繁に生じ得る。

電力システムのユーザによる負荷の選定、使い方等に制約を課すことなく上記の事態の発生を抑えることには価値がある。そこで、本発明者は、過渡時における電力の過度な取り出しを防止する技術が組み込まれた電力システムを構築することを考えた。

（本開示に係る一態様の概要）
本開示の第１態様に係る電力システムは、
出力電圧が所定範囲内にあるときに出力電力が最大になる太陽光発電システムに対して、ＭＰＰＴ制御を実行できるように設計された直流電力変換装置と、
燃料電池発電システムであって、該燃料電池発電システムで生成された直流電力は前記直流電力変換装置に供給される燃料電池発電システムと、
前記燃料電池発電システムと前記直流電力変換装置とを接続する経路上に設けられた特性変換回路と、を備え、
前記特性変換回路は、
前記特性変換回路の出力電流の検出を行い、前記検出の結果を表すセンサ出力を出力する電流センサと、
ＤＣＤＣコンバータである電圧電流制御回路であって、前記特性変換回路の出力電圧が前記所定範囲内の値であるときに前記特性変換回路の出力電力が最大となるように、前記センサ出力に応じて変圧比が変更される電圧電流制御回路と、
前記センサ出力を用いて、前記特性変換回路の出力電流の時間変化に応じた第１制御信号を生成する第１装置と、
前記第１制御信号に応じて、前記電圧電流制御回路から前記直流電力変換装置に流れる電流が抵抗成分を経由する電流制限状態を実現する第２装置と、を含む。

第１態様に係る電力システムによれば、太陽光発電システムのＭＰＰＴ制御を実行できるように設計された直流電力変換装置を用いてＭＰＰＴ制御を実行することにより、燃料電池発電システムから直流電力変換装置に電力を取り出すことが可能である。また、第１態様に係る電力システムは、過渡時における電力の過度な取り出しを防ぐのに適している。

本開示の第２態様において、例えば、第１態様に係る電力システムでは、
前記第１装置は、ＲＣ回路と、信号比較装置と、を含んでいてもよく、
前記信号比較装置は、第１信号と第２信号の比較により前記第１制御信号を生成してもよく、
前記第１信号は、前記センサ出力に基づいておりかつ前記特性変換回路の出力電流に同期して変化する信号であってもよく、
前記第２信号は、前記センサ出力に基づいておりかつ前記ＲＣ回路を用いて得られた信号であってもよい。

第２態様の構成は、第１制御信号を生成可能な構成の具体例である。

本開示の第３態様において、例えば、第１態様に係る電力システムでは、
前記第１装置は、ソフトウエアを含んでいてもよく、前記ソフトウエアを用いて前記第１制御信号を生成してもよい。

第３態様の構成は、第１制御信号を生成可能な構成の具体例である。

本開示の第４態様において、例えば、第１から第３態様のいずれか１つに係る電力システムでは、
前記第２装置は、互いに並列接続された電流制限抵抗および制御スイッチを含んでいてもよく、
前記抵抗成分は、前記電流制限抵抗であってもよく、
前記電流制限状態は、前記制御スイッチがオフ状態であることにより前記電流制限抵抗に電流が流れている状態であってもよい。

第４態様の電流制限状態は、電流制限状態の具体例である。

本開示の第５態様において、例えば、第１から第３態様のいずれか１つに係る電力システムでは、
前記第２装置は、トランジスタを含んでいてもよく、
前記電流制限状態は、前記抵抗成分が前記トランジスタに現れるように前記トランジスタが制御され、かつ、前記トランジスタに現れた前記抵抗成分に電流が流れている状態であってもよい。

第５態様の電流制限状態は、電流制限状態の具体例である。

本開示の第６態様において、例えば、第１から第５態様のいずれか１つに係る電力システムでは、
前記電圧電流制御回路は、前記電圧電流制御回路に入力された直流電力のＤＣ−ＡＣ変換と、前記ＤＣ−ＡＣ変換で得られた交流電力のＡＣ−ＤＣ変換と、前記ＡＣ−ＤＣ変換で得られた直流電力の平滑化と、をこの順に実行してもよく、
前記電圧電流制御回路は、前記平滑化を行うコンデンサを含んでいてもよい。

第６態様の構成は、電圧電流制御回路の構成の具体例である。

実施形態では、第１、第２、第３・・・という序数詞を用いることがある。ある要素に序数詞が付されている場合に、より若番の同種類の要素が存在することは必須ではない。例えば、第３接続点という用語は、第３接続点とともに第１接続点および第２接続点が必ず存在することを意として使用されているわけではない。

実施形態では、経路という用語を用いることがある。経路は、複数の線路を有し得るものである。接続点等についても同様である。例えば、単相３線式の経路は、２本の非接地線路と１本の接地線路を有する。単相３線式の経路どうしの接続点は、経路における各線路の接続がなされている箇所を含むある範囲の領域を示す意で使用されていると理解するべきである。

実施形態では、特性変換回路の出力電流、出力電圧および出力電力の組み合わせを、特性変換回路の動作点と称することがある。特性変換回路の出力電力が最大となるときの動作点を、最大電力点と称することがある。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。本開示は、以下の実施の形態に限定されない。

図１および図２は、本実施の形態に係る電力システム３００のブロック図である。具体的には、図１は、系統連系時の電力の流れの例を示している。図２は、停電時の電力の流れの例を示している。これらの図において、実線は、電力が電路を流れていることを表す。点線は、電力が電路を流れていないことを表す。また、Ｖ_AC1およびＶ_AC2は、交流電圧を表す。交流電圧Ｖ_AC1の実効値は、交流電圧Ｖ_AC2の実効値よりも小さい。交流電圧Ｖ_AC1の実効値は、例えば１００Ｖである。交流電圧Ｖ_AC2の実効値は、例えば２００Ｖである。この例では、交流電圧Ｖ_AC1の電路または経路は、単相２線式の２本の電線により実現されている。また、交流電圧Ｖ_AC2の電路または経路は、単相３線式の３本の電線のうちの２本の非接地線路により実現されている。

電力システム３００は、系統電源２００と連系する。電力システム３００には、系統電源２００から電力が供給され得る。また、電力システム３００は、系統電源２００に電力を逆潮流させ得る。電力システム３００は、パワーステーション１０と、燃料電池発電システム４０と、基板６０と、太陽光発電システム３１および３２と、蓄電装置２５と、電力切替ユニット２８と、第１分電盤８０と、第２分電盤９０と、負荷２５１，２５２および２５３と、コンセント２６０と、を有する。以下では、第１分電盤８０を主分電盤８０と称することがある。また、第２分電盤９０を自立分電盤９０と称することがある。

［パワーステーション１０］
パワーステーション１０は、直流電力変換装置２０と、第１ＤＣバス１１と、第４ＤＣＤＣコンバータ１２と、第１インバータ１３と、を有する。

直流電力変換装置２０は、出力電圧が所定範囲内にあるときに出力電力が最大になる太陽光発電システム対して最大電力点追従制御を実行できるように設計されている。太陽光発電システムは、太陽光発電パネルを用いて発電するシステムである。以下では、最大電力点追従制御を、ＭＰＰＴ制御と称することがある。

直流電力変換装置２０には、太陽光発電システム３１および３２ならびに燃料電池発電システム４０から直流電力が入力される。直流電力変換装置２０から出力された直流電力は、第１ＤＣバス１１に供給される。

具体的には、直流電力変換装置２０は、第１ＤＣＤＣコンバータ２１と、第２ＤＣＤＣコンバータ２２と、第３ＤＣＤＣコンバータ２３と、を有する。第１ＤＣＤＣコンバータ２１には、燃料電池発電システム４０から直流電力が入力される。第２ＤＣＤＣコンバータ２２には、第１太陽光発電システム３１から直流電力が入力される。第３ＤＣＤＣコンバータ２３には、第２太陽光発電システム３２から直流電力が入力される。これらのＤＣＤＣコンバータ２１，２２および２３から出力された直流電力は、第１ＤＣバス１１に供給される。

第４ＤＣＤＣコンバータ１２は、第１ＤＣバス１１から入力された直流電力を、電圧の異なる直流電力に変換する。第４ＤＣＤＣコンバータ１２で変換された直流電力は、蓄電装置２５に供給される。また、第４ＤＣＤＣコンバータ１２は、蓄電装置２５から入力された電力を、電圧の異なる直流電力に変換し、第１ＤＣバス１１に供給する。つまり、第４ＤＣＤＣコンバータ１２は、双方向ＤＣＤＣコンバータである。第４ＤＣＤＣコンバータ１２は、蓄電装置２５の端子電圧が定格範囲となるように動作する。

第１インバータ１３は、直流電力を交流電力に変換する。具体的には、第１インバータ１３は、第１ＤＣバス１１から入力された直流電力を、電圧Ｖ_AC1または電圧Ｖ_AC2の交流電力に変換する。第１インバータ１３で電圧Ｖ_AC1の交流電力が得られる場合、その電力は電力切替ユニット２８に供給される。第１インバータ１３で電圧Ｖ_AC2の交流電力が得られる場合、その電力は主分電盤８０に供給される。

第１インバータ１３は、系統電源２００から主分電盤８０を介して入力された電圧Ｖ_AC2の交流電力を、直流電力に変換することもできる。こうして得られた直流電力は、第１ＤＣバス１１および第４ＤＣＤＣコンバータ１２を介して蓄電装置２５に供給される。

［太陽光発電システム３１および３２］
本実施形態では、電力システム３００は、出力電圧が所定範囲内にあるときに出力電力が最大になる太陽光発電システムを少なくとも１つ備える。当該少なくとも１つの太陽光発電システムで生成された直流電力は、直流電力変換装置２０に供給される。

具体的に、太陽光発電システム３１および３２は、出力電圧が所定範囲内にあるときに出力電力が最大になる太陽光発電システムに該当する。第１太陽光発電システム３１は、少なくとも１つの太陽光発電パネル３６を有する。第１太陽光発電システム３１は、該少なくとも１つの太陽光発電パネル３６を用いて発電する。第２太陽光発電システム３２は、少なくとも１つの太陽光発電パネル３７を有する。第２太陽光発電システム３２は、該少なくとも１つの太陽光発電パネル３７を用いて発電する。太陽光発電システム３１および３２で生成された直流電力は、直流電力変換装置２０に供給される。

［燃料電池発電システム４０］
燃料電池発電システム４０は、燃料電池４１を用いて発電するシステムである。燃料電池発電システム４０で生成された直流電力は、直流電力変換装置２０に供給され得る。燃料電池発電システム４０で生成された交流電力は、主分電盤８０に供給され得る。

燃料電池発電システム４０は、燃料電池４１と、第５ＤＣＤＣコンバータ４２と、第２ＤＣバス４３と、第２インバータ４４と、第６ＤＣＤＣコンバータ４５と、ヒーター４６と、貯湯ユニット４７と、マイクロコントロールユニット５１と、低圧電源５２と、補機用電源５５と、を有する。以下では、補機用電源５５を、Ｄ１電源５５と称することがある。マイクロコントロールユニット５１を、ＭＣＵ５１と称することがある。

燃料電池４１は、直流電力を発電する。具体的には、燃料電池４１はスタックを含む。そして、スタックが、酸素および水素から直流電力を生成する。

第５ＤＣＤＣコンバータ４２は、燃料電池４１で生成された直流電力を、電圧の異なる直流電力に変換する。この例では、第５ＤＣＤＣコンバータ４２は、燃料電池４１で生成された直流電力を昇圧する。昇圧された直流電力は、第２ＤＣバス４３に供給される。

第２インバータ４４は、第２ＤＣバス４３から入力された直流電力を、電圧Ｖ_AC2の交流電力に変換する。第２インバータ４４で得られた交流電力は、主分電盤８０に供給される。

第６ＤＣＤＣコンバータ４５は、第２ＤＣバス４３から入力された直流電力を、電圧の異なる直流電力に変換する。この例では、第６ＤＣＤＣコンバータ４５は、第２ＤＣバス４３から入力された直流電力を降圧する。

ヒーター４６は、第６ＤＣＤＣコンバータ４５で変換された直流電力を用いて、水を温める。温められた水（以下、湯と称することがある）は、貯湯ユニット４７に貯められる。

仮に、燃料電池４１の発電電力が第２インバータ４４の出力先の要求負荷よりも大きいときに、燃料電池発電システム４０が燃料電池４１の発電電力の全てを第２インバータ４４から出力したとする。その場合、第２インバータ４４から出力された電力のうち要求負荷を超える分（以下、余剰電力と称することがある）が系統電源２００に逆潮流されてしまう。逆潮流を避けるために、この例では、余剰電力に所定マージンを加えた電力がゼロよりも大きい場合、その電力を、第２ＤＣバス４３から第６ＤＣＤＣコンバータ４５を介してヒーター４６に供給する。つまり、第６ＤＣＤＣコンバータ４５は、余剰電力用である。また、ヒーター４６は、水を温めつつ、逆潮流を防止する。

ＭＣＵ５１は、ＤＣＤＣコンバータ４２および４５と、第２インバータ４４と、後述の保護リレー６２とを制御する。低圧電源５２は、ＭＣＵ５１と、保護リレー６２と、後述の特性変換回路１００とに、制御用の電力を供給する。Ｄ１電源５５は、ポンプ、ブロワ、弁などの、燃料電池発電システム４０の補機を動かすのに用いられる。

［基板６０］
基板６０は、燃料電池発電システム４０とパワーステーション１０とを接続する経路上に設けられている。基板６０には、燃料電池発電システム４０から、具体的には第２ＤＣバス４３から、直流電力が供給される。基板６０は、特性変換回路１００と、ＬＣフィルタ６１と、保護リレー６２と、を有する。

上述の説明から明らかであるように、特性変換回路１００は、燃料電池発電システム４０と直流電力変換装置２０とを接続する経路上、詳細には直流電力の経路上、に設けられている。本実施形態の特性変換回路１００では、第１フィードバック回路１１０と、第２フィードバック回路１２０と、が設けられている。第１フィードバック回路１１０は、特性変換回路１００の出力電圧の上限の目標値を規定するのに用いられる。第２フィードバック回路１２０は、特性変換回路１００の出力電力がピークになるときにおける特性変換回路１００の出力電圧（以下、最大電力点における出力電圧と称することがある）を所定範囲内の値に調整するのに用いられる。このピークは、具体的には、単一ピークである。

第１フィードバック回路１１０によれば、特性変換回路１００の出力電圧が過度に大きくなることを防止できる。このため、第１フィードバック回路１１０によれば、燃料電池発電システム４０から直流電力変換装置２０に過電圧が入力され直流電力変換装置２０が壊れるのを防止できる。

直流電力変換装置２０は、出力電圧が所定範囲内にあるときに出力電力が最大になる太陽光発電システムに対して、ＭＰＰＴ制御を実行できるように設計されている。第２フィードバック回路１２０によれば、その所定範囲内の値へと、特性変換回路１００の最大電力点における出力電圧を調整できる。このため、特性変換回路１００のＭＰＰＴ制御が可能となる。また、特性変換回路１００の出力電圧が上記の値となった時点で、特性変換回路１００から直流電力変換装置２０に送られる電力の増加が停止される。このため、特性変換回路１００から直流電力変換装置２０に送られる電力が過度に増加することを防止できる。燃料電池発電システム４０から特性変換回路１００に送られる電力が過度に増加することも防止できる。このため、燃料電池発電システム４０の出力電力の増加に伴って燃料電池発電システム４０の出力電流が過度に増加することを防止できる。このため、過電流保護機能が働いて燃料電池４１の発電が停止され燃料電池発電システム４０から直流電力変換装置２０への電力供給が停止されることを防止できる。

この例の特性変換回路１００について、図３を用いてさらに説明する。図３において、実線は、特性変換回路１００の出力電圧と特性変換回路１００の出力電力との関係すなわちＶ−Ｐ特性を表す。点線は、特性変換回路１００の出力電圧と特性変換回路１００の出力電流との関係すなわちＶ−Ｉ特性を表す。一点鎖線は、第１フィードバック回路１１０の寄与を表す。二点鎖線は、第２フィードバック回路１２０の寄与を表す。

図３から理解されるように、第１フィードバック回路１１０により、特性変換回路１００のＶ−Ｉ特性は、出力電流が小さい領域において出力電圧が目標値に追従するものとなる。第２フィードバック回路１２０により、特性変換回路１００のＶ−Ｉ特性は、出力電流が大きい領域において出力電流が増加するにつれて出力電圧が低下するものとなる。これらの回路１１０および１２０の作用が相俟って、特性変換回路１００のＶ−Ｉ特性は、図３の点線に示すものとなる。結果として、特性変換回路１００のＶ−Ｐ特性は、図３の実線に示すような、単一ピークを有する上に凸のものとなる。このため、特性変換回路１００のＭＰＰＴ制御が可能となる。

なお、上記の所定範囲内の値は、目標値よりも低い。このため、特性変換回路１００の最大電力点における出力電圧は、目標値よりも低い。また、この例では、特性変換回路１００の入力電圧（この例では第２ＤＣバス４３における電圧）は、目標値よりも大きい。ただし、入力電圧が目標値よりも小さい場合であっても、図３に示すＶ−Ｐ特性を得ることは可能である。

この例では、上記の所定範囲は、太陽光発電システム３１または３２の出力電力がピークになるときにおける太陽光発電システム３１または３２の出力電圧の±２０Ｖ以内の範囲である実機基準範囲を含む。そして、第２フィードバック回路１２０は、特性変換回路１００の最大電力点における出力電圧を実機基準範囲内の値に調整するのに用いられる。電力システム３００で用いられる太陽光発電システム３１または３２が分かっている場合、その太陽光発電システムに対するＭＰＰＴ制御を実施できるように電力システム３００を設計することができる。つまり、実機基準範囲を含むように、上記の所定範囲を設定できる。さらに、特性変換回路１００の最大電力点における出力電圧が実機基準範囲内の値に調整されるように、特性変換回路１００を設計できる。この例の電力システム３００は、設計のし易さの観点から有利である。

この例では、直流電力変換装置２０は、第１ＤＣＤＣコンバータ２１、第２ＤＣＤＣコンバータ２２および第３ＤＣＤＣコンバータ２３を有する。第１ＤＣＤＣコンバータ２１は、ＭＰＰＴ制御によって、特性変換回路１００の出力電圧を変化させる。第２ＤＣＤＣコンバータ２２は、ＭＰＰＴ制御によって、第１太陽光発電システム３１の出力電圧を変化させる。第３ＤＣＤＣコンバータ２３は、ＭＰＰＴ制御によって、第２太陽光発電システム３２の出力電圧を変化させる。このように、この例では、太陽光発電システム３１および３２ならびに特性変換回路１００を個別にＭＰＰＴ制御するマルチストリング型の直流電力変換装置２０が実現されている。ただし、直流電力変換装置は、これらを一括してＭＰＰＴ制御する集中型のものであってもよい。

図４Ａに、特性変換回路１００の一例を示す。図４Ａの特性変換回路１００は、電流センサ１２８と、電圧電流制御回路１６０と、第１装置１７０Ａと、第２装置１８０Ａと、フィードバック電流供給部１３０と、を含む。特性変換回路１００では、第１フィードバック回路１１０と、第２フィードバック回路１２０と、が設けられている。

第１フィードバック回路１１０は、第１抵抗１１１と、第２抵抗１１２と、第１シャントレギュレータ１１５と、を有する。第２フィードバック回路１２０は、第３抵抗１２１と、第４抵抗１２２と、第５抵抗１２３と、第２シャントレギュレータ１２５と、電流センサ１２８と、を有する。フィードバック電流供給部１３０は、定電圧源１３１と、第６抵抗１３２と、を有する。

電流センサ１２８は、特性変換回路１００の出力電流の検出を行う。電流センサ１２８は、その検出の結果を表すセンサ出力を出力する。本実施形態では、電流センサ１２８は、その検出の結果を表すセンサ電圧Ｖ_sを出力する。電流センサ１２８は、特性変換回路１００の出力電流が大きくなるほどセンサ電圧Ｖ_sを大きく出力する。つまり、センサ電圧Ｖ_sは、特性変換回路１００の出力電流が大きくなるほど大きくなる。そのような電流センサ１２８は、例えば、シャント抵抗を用いて実現できる。

図８に、具体例に係る電流センサ１２８を示す。電流センサ１２８は、シャント抵抗１２８ｒと、電流センスアンプ１２８ｓと、を含む。シャント抵抗１２８ｒの抵抗値は、Ｒ_senseである。シャント抵抗１２８ｒに電流Ｉ_loadが流れると、シャント抵抗１２８ｒに電圧Ｒ_senseＩ_loadがかかる。電流センスアンプ１２８ｓは、電圧Ｒ_senseＩ_loadにゲインＧを乗じた電圧と、バイアス電圧Ｖ_biasと、の合計電圧を、センサ電圧Ｖ_sとして出力する。つまり、本実施形態の電流センサ１２８が生成するセンサ電圧Ｖ_sは、数式１で与えられる。ただし、電流センサ１２８としてホール素子方式の電流センサ等の他の電流センサを用い、その電流センサの出力をセンサ電圧Ｖ_sとして用いてもよい。なお、電流Ｉ_loadは、特性変換回路１００の出力電流に対応する。「＊」は、乗算を表す記号である。
数式１：Ｖ_s＝Ｒ_sense＊Ｉ_load＊Ｇ＋Ｖ_bias

第１フィードバック回路１１０では、第１抵抗１１１および第２抵抗１１２により、特性変換回路１００の出力電圧が分圧される。分圧された電圧が、第１抵抗１１１および第２抵抗１１２の接続点ｐ１に現れる。以下、第１接続点ｐ１に現れる電圧を、第１参照電圧Ｖ_ref1と称することがある。第１参照電圧Ｖ_ref1が、第１シャントレギュレータ１１５の第１参照電圧端子に入力される。第１参照電圧端子に入力される電圧が大きいほど、定電圧源１３１、第６抵抗１３２、第１シャントレギュレータ１１５および基準電位をこの順に流れる電流（以下、第１電流と称することがある）ｉ１は、大きくなる。図４Ａにおいて、第１電流ｉ１は、第１シャントレギュレータ１１５を図示下向きに流れる電流である。

第２フィードバック回路１２０では、第３抵抗１２１および第４抵抗１２２により、特性変換回路１００の出力電圧が分圧される。また、電流センサ１２８が、特性変換回路１００の出力電流が大きくなるほど大きくなるセンサ電圧Ｖ_sを生成する。第５抵抗１２３および第４抵抗１２２により、このセンサ電圧Ｖ_sが分圧される。抵抗１２１および１２２に由来する分圧電圧に抵抗１２３および１２２に由来する分圧電圧が加算された電圧が、３つの抵抗１２１，１２２および１２３の接続点ｐ２に現れる。以下、第２接続点ｐ２に現れる電圧を、第２参照電圧Ｖ_ref2と称することがある。第２参照電圧Ｖ_ref2が、第２シャントレギュレータ１２５の第２参照電圧端子に入力される。第２参照電圧端子に入力される電圧が大きいほど、定電圧源１３１、第６抵抗１３２、第２シャントレギュレータ１２５および基準電位をこの順に流れる電流（以下、第２電流と称することがある）ｉ２は、大きくなる。図４Ａにおいて、第２電流ｉ２は、第２シャントレギュレータ１２５を図示下向きに流れる電流である。

特性変換回路１００の出力電流が小さい領域では、第２電流は実質的にゼロとなり、定電圧源１３１から流出する電流は、実質的に第１電流である。一方、特性変換回路１００の出力電流が大きい領域では、第１電流は実質的にゼロとなり、定電圧源１３１から流出する電流は、実質的に第２電流である。つまり、特性変換回路１００の出力電流が小さい領域では第１フィードバック回路１１０によって、特性変換回路１００の出力電流が大きい領域では第２フィードバック回路１２０によって、特性変換回路１００における特性変換が行われると言える。そのように回路１１０および１２０が動作するように、抵抗１１１，１１２，１２１，１２２および１２３ならびにシャントレギュレータ１１５および１２５のパラメータが選定されている。

電圧電流制御回路１６０は、ＤＣＤＣコンバータである。電圧電流制御回路１６０の変圧比は、特性変換回路１００の出力電圧が上記所定範囲内の値であるときに特性変換回路１００の出力電力が最大となるように、センサ出力に応じて変更される。本実施形態では、電圧電流制御回路１６０は、定電圧源１３１から流出する電流が大きいほど、電圧電流制御回路１６０の入力電圧に対する出力電圧の比率を小さくする。このように、特性変換回路１００は、定電圧源１３１から流出する電流に応じて上記比率が調整されるようになっている。このような特性変換回路１００は、適宜設計可能である。

図９を参照して、本実施形態の第１シャントレギュレータ１１５についてさらに説明する。第１シャントレギュレータ１１５は、第１参照電圧端子１１５ａと、第１カソード１１５Ｋと、第１アノード１１５Ａと、第１基準電圧源１１５ｓと、第１オペアンプ１１５оと、第１トランジスタ１１５ｔと、を含む。第１オペアンプ１１５оは、非反転増幅端子１１５оａと、反転増幅端子１１５оｂと、出力端子１１５оｃと、を含む。第１トランジスタ１１５ｔは、カソード側端子１１５ｔａと、アノード側端子１１５ｔｂと、制御端子１１５ｔｃと、を含む。非反転増幅端子１１５оａには、第１参照電圧端子１１５ａに入力された電圧が供給される。反転増幅端子１１５оｂの電圧は、第１基準電圧源１１５ｓによって、第１アノード１１５Ａの電圧よりも第１基準電圧Ｖ_s1だけ高い電圧に設定されている。第１参照電圧端子１１５ａに第１基準電圧Ｖ_s1よりも大きい電圧が入力されることによって非反転増幅端子１１５оａの電圧が反転増幅端子１１５оｂよりも電圧が大きくなると、出力端子１１５оｃから制御端子１１５ｔｃに電流が流れ、第１カソード１１５Ｋからカソード側端子１１５ｔａおよびアノード側端子１１５ｔｂをこの順に介して第１アノード１１５Ａへと第１電流ｉ１が流れる。図９の例では、第１トランジスタ１１５ｔは、バイポーラトランジスタであり、具体的にはＮＰＮトランジスタである。カソード側端子１１５ｔａは、コレクタである。アノード側端子１１５ｔｂは、エミッタである。制御端子１１５ｔｃは、ベースである。なお、この説明では、出力端子１１５оｃと制御端子１１５ｔｃの間で流れる電流、具体的にはベース電流、は十分に小さいものとして無視している。

図９を参照した説明を踏まえて、第１フィードバック回路１１０の動作を以下のように説明できる。特性変換回路１００の出力電圧Ｖ_outが大きくなると、第１参照電圧Ｖ_ref1は大きくなる。第１シャントレギュレータ１１５では、第１参照電圧Ｖ_ref1が大きくなることにより第１参照電圧Ｖ_ref1の第１基準電圧Ｖ_s1からの乖離が大きくなればなるほど、第１電流ｉ１が大きくなる。第１電流ｉ１が大きくなると、電流供給電源１３１から流出する電流が大きくなる。この流出電流が大きくなると、電圧電流制御回路１６０の入力電圧に対する出力電圧の比率は小さくなる。このようにして、第１フィードバック回路１１０は、電圧電流制御回路１６０と協働して、特性変換回路１００の出力電圧Ｖ_outを制御する。具体的には、第１フィードバック回路１１０は、電圧電流制御回路１６０と協働して、第１参照電圧Ｖ_ref1が第１基準電圧Ｖ_s1に追従するように、特性変換回路１００の変圧比を調節する。結果として、特性変換回路１００の出力電圧Ｖ_outは目標値に追従する。

図１０を参照して、本実施形態の第２シャントレギュレータ１２５についてさらに説明する。第２シャントレギュレータ１２５は、第２参照電圧端子１２５ａと、第２カソード１２５Ｋと、第２アノード１２５Ａと、第２基準電圧源１２５ｓと、第２オペアンプ１２５оと、第２トランジスタ１２５ｔと、を含む。第２オペアンプ１２５оは、非反転増幅端子１２５оａと、反転増幅端子１２５оｂと、出力端子１２５оｃと、を含む。第２トランジスタ１２５ｔは、カソード側端子１２５ｔａと、アノード側端子１２５ｔｂと、制御端子１２５ｔｃと、を含む。非反転増幅端子１２５оａには、第２参照電圧端子１２５ａに入力された電圧が供給される。反転増幅端子１２５оｂの電圧は、第２基準電圧源１２５ｓによって、第２アノード１２５Ａの電圧よりも第２基準電圧Ｖ_s2だけ高い電圧に設定されている。第２参照電圧端子１２５ａに第２基準電圧Ｖ_s2よりも大きい電圧が入力されることによって非反転増幅端子１２５оａの電圧が反転増幅端子１２５оｂよりも電圧が大きくなると、出力端子１２５оｃから制御端子１２５ｔｃに電流が流れ、第２カソード１２５Ｋからカソード側端子１２５ｔａおよびアノード側端子１２５ｔｂをこの順に介して第２アノード１２５Ａへと第２電流ｉ２が流れる。図１０の例では、第２トランジスタ１２５ｔは、バイポーラトランジスタであり、具体的にはＮＰＮトランジスタである。カソード側端子１２５ｔａは、コレクタである。アノード側端子１２５ｔｂは、エミッタである。制御端子１２５ｔｃは、ベースである。なお、この説明では、出力端子１２５оｃと制御端子１２５ｔｃの間で流れる電流、具体的にはベース電流、は十分に小さいものとして無視している。

図１０を参照した説明を踏まえて、第２フィードバック回路１２０の動作を以下のように説明できる。特性変換回路１００の出力電圧Ｖ_outが大きくなると、また、特性変換回路１００の出力電流が大きくなってセンサ電圧Ｖ_sが大きくなると、第２参照電圧Ｖ_ref2は大きくなる。第２シャントレギュレータ１２５では、第２参照電圧Ｖ_ref2が大きくなることにより第２参照電圧Ｖ_ref2の第２基準電圧Ｖ_s2からの乖離が大きくなればなるほど、第２電流ｉ２が大きくなる。第２電流ｉ２が大きくなると、電流供給電源１３１から流出する電流が大きくなる。この流出電流が大きくなると、電圧電流制御回路１６０の入力電圧に対する出力電圧の比率は小さくなる。このようにして、第２フィードバック回路１２０は、電圧電流制御回路１６０と協働して、特性変換回路１００の出力電圧Ｖ_outを制御する。具体的には、第２フィードバック回路１２０は、電圧電流制御回路１６０と協働して、第２参照電圧Ｖ_ref2が第２基準電圧Ｖ_s2に追従するように、特性変換回路１００の変圧比を調節する。

第２フィードバック回路１２０による第２フィードバック制御において、特性変換回路１００の出力電流が大きくなりセンサ電圧Ｖ_sが大きくなると、電流センサ１２８から第５抵抗１２３を介して第２接続点ｐ２に流れる電流が大きくなる。第２シャントレギュレータ１２５により、第２参照電圧Ｖ_ref2は、一定の第２基準電圧Ｖ_s2に追従する。この追従を実現するために、第４抵抗１２２には、一定の電流が流れる。このことは、第５抵抗１２３を第２接続点ｐ２に向かって流れる上記電流が大きくなると、第３抵抗１２１を第２接続点ｐ２に向かって流れる電流が小さくなることを意味する。この電流が小さくなると、第３抵抗１２１で生じる電圧が小さくなる。このような理由で、特性変換回路１００の出力電流が大きくなると、第２接続点ｐ２の電圧が第２参照電圧Ｖ_ref2に追従した状態で第３抵抗１２１で生じる電圧が小さくなる。その結果、特性変換回路１００の出力電圧Ｖ_outが小さくなる。このようにして、第２フィードバック制御により、図３に示すような、特性変換回路１００の出力電圧が大きくなるほど特性変換回路１００の出力電流が小さくなる出力電圧−出力電流特性が得られる。

以上の説明から理解されるように、特性変換回路１００では、特性変換回路１００の出力電流および出力電圧がその後の特性変換回路１００の出力電流および出力電圧に反映されるという、フィードバック制御ループが構成されている。フィードバック制御ループは、フィードバック回路１１０または１２０を用いて構成されている。

［電力の過度な取り出しの防止］
本実施形態では、直流電力変換装置２０を用いたＭＰＰＴ制御が実施される。これにより、燃料電池発電システム４０から特性変換回路１００を介して直流電力変換装置２０に電力が取り出される。電力システム３００は、過渡時における電力の過度な取り出しを防止するのに適している。以下、この点について説明する。以下の説明では、実出力電流という用語を用いることがある。実出力電流は、実際の特性変換回路の出力電流である。

図４Ａに示す特性変換回路１００から第１装置１７０Ａおよび第２装置１８０Ａを取り除いた比較形態の特性変換回路ＣＯＭについて考える。比較形態の特性変換回路ＣＯＭにおいて、現在の制御サイクルにおける目標動作点（以下、現目標動作点と称することがある）が、図１１に示す位置にある状況を考える。現目標動作点が表す特性変換回路ＣＯＭの出力電流は、ゼロである。現目標動作点が表す特性変換回路ＣＯＭの出力電圧は、該出力電圧の上限の目標値である。

上記の状況で実出力電流が増加すると、現目標動作点から新たな目標動作点（以下、新目標動作点と称することがある）へと動作点が近づくように、特性変換回路ＣＯＭによる制御が行われる。具体的には、新目標動作点は、実出力電流の増加によって、出力電流が大きい位置に設定される。

特性変換回路ＣＯＭの出力が検出されてからその検出結果が特性変換回路ＣＯＭの出力に反映されるまでには遅延時間がある。このため、実出力電流の増加が急峻であると、動作点の移動が、特性変換回路ＣＯＭによる制御が狙いとするＶ−Ｉ特性のグラフに沿って行われない場合がある。この場合、狙いとするＶ−Ｉ特性のグラフから動作点が過渡的に逸脱する。この様子が、図１１における「実出力電流が急峻に増加したときに動作点が実際にとり得る軌跡（Ｖ−Ｉ）」に模式的に示されている。なお、電流センサ１２８を用いた検出は、上記検出に該当する。

上記の場合、動作点の移動は特性変換回路ＣＯＭによる制御が狙いとするＶ−Ｐ特性のグラフに沿って行われず、狙いとするＶ−Ｐ特性のグラフから動作点が過渡的に逸脱する事態が生じ得る。この様子が、図１１における「実出力電流が急峻に増加したときに動作点が実際にとり得る軌跡（Ｖ−Ｐ）」に模式的に示されている。

詳細については今後の検討を待つ必要があるが、上記Ｖ−Ｐ特性グラフからの動作点の過渡的な逸脱は、実出力電流の急峻な増加時に、ＭＰＰＴ制御が電圧を減少させて上記逸脱を防止しようとするが間に合わないため生じているものと思われる。

狙いとするＶ−Ｐ特性のグラフから動作点が大きく逸脱する場合、特性変換回路ＣＯＭの出力電力が該Ｖ−Ｐ特性グラフ上の最大電力点における値を超えるおそれがある。以下、狙いとする特性グラフ上の最大電力点を、最大電力点と簡略化して記載することがある。図１１におけるハッチング部は、特性変換回路ＣＯＭの出力電力が最大電力点における値を超えている領域を示している。

狙いとするＶ−Ｐ特性のグラフから動作点が大きく逸脱することが頻繁に発生する場合、すなわち同グラフに実際の特性変換回路の出力特性を追従させるという特性変換制御の品質が低い場合、直流電力変換装置２０によるＭＰＰＴ制御が不可能になるおそれがある。

また、特性変換回路ＣＯＭの出力電力が上記Ｖ−Ｐ特性グラフ上の最大電力点における値を過渡的に超えることは、燃料電池発電システム４０から想定を超えた電力が過渡的に取り出されることを意味する。燃料電池発電システム４０の出力電力が過度に増加すると、燃料電池発電システム４０の過電力保護機能が働き、燃料電池４１の発電が停止され、燃料電池発電システム４０から直流電力変換装置２０への電力供給が停止されるおそれがある。

これに対し、図４Ａに示す特性変換回路１００は、第１装置１７０Ａおよび第２装置１８０Ａを有する。第１装置１７０Ａは、電流センサ１２８のセンサ出力を用いて、特性変換回路１００の出力電流の時間変化に応じた第１制御信号Ｓ１を生成する。第２装置１８０Ａは、この第１制御信号Ｓ１に応じて、電圧電流制御回路１６０から直流電力変換装置２０に流れる電流が抵抗成分を経由する電流制限状態を実現する。上述のとおり、本実施形態では、電流センサ１２８のセンサ出力は、センサ電圧Ｖ_sである。

実出力電流が急峻に増加するときに第１装置１７０Ａおよび第２装置１８０Ａによって電流制限状態を実現することにより、実出力電流の増加幅を抑制できる。これにより、実出力電力の増加が抑制され、燃料電池発電システム４０から直流電力変換装置２０に電力が過度に取り出されることが防止され得る。

実出力電流の増加が抑制されている様子が、図１２に表されている。具体的には、図１２でも、図１１と同様、実出力電流が急峻に増加すると、特性変換回路１００による制御が狙いとするＶ−Ｉ特性のグラフから動作点が過渡的に逸脱することが示されている。しかし、図１２の例では、実出力電流の増加中に電流制限状態が実現されている。このため、図１２の例では、図１１の例に比べ、狙いとするＶ−Ｉ特性のグラフからの動作点の逸脱幅は小さい。

電流制限状態の実現により、特性変換回路１００による制御が狙いとするＶ−Ｐ特性のグラフからの動作点の逸脱幅も抑制され、特性変換回路１００の出力電力の増加が抑制されている。具体的には、特性変換回路１００の出力電力が上記Ｖ−Ｐ特性グラフ上の最大電力点における値を過渡的に超える事態が回避されている。これにより、燃料電池発電システム４０の過電力保護機能が働き、燃料電池発電システム４０から直流電力変換装置２０への電力供給が停止されるという事態が生じ難くなる。

典型的には、直流電力変換装置２０は、コンデンサを有している。そのコンデンサに、大きな突入電流を引き込み易い負荷が接続されたとする。この場合において、負荷に大きな突入電流が流れ込むと、コンデンサの電圧がドロップし、このドロップを補うように特性変換回路からコンデンサに大きな電流が過渡的に流れ、直流電力変換装置２０によって過度な電力が取り出されるおそれがある。しかし、上述の説明から理解されるように、電流制限状態の実現により、このような不具合が回避され得る。

なお、図１１および図１２では、目標動作点が表す出力電流がゼロであるときに実出力電流が急峻に増加する場合を例示的に示している。目標動作点が他の位置にあるときに実出力電流が急峻に増加する場合にも、電流制限状態の実現により先に説明した効果は発揮され得る。

以下、図４Ａの第１装置１７０Ａおよび第２装置１８０Ａについて、さらに説明する。

本実施形態では、第１装置１７０Ａは、ＲＣ回路と、信号比較装置１７５と、を含む。信号比較装置１７５は、第１信号と第２信号の比較により第１制御信号Ｓ１を生成する。第１信号は、センサ出力に基づいておりかつ特性変換回路１００の出力電流に同期して変化する信号である。第２信号は、センサ出力に基づいておりかつＲＣ回路を用いて得られた信号である。図４Ａの例では、ＲＣ回路は、抵抗１７２およびコンデンサ１７４によって構成されている。第１信号および第２信号は、電圧信号である。なお、「ＡがＢに同期して変化する」という表現は、Ｂが変化するタイミングにおいてＡも変化することを意とした表現である。

第１信号は、特性変換回路１００の出力電流に同期して変化する信号である。このため、特性変換回路１００の出力電流が急峻に変化している最中において、その急峻な変化が第１信号の値に反映される。一方、第２信号は、ＲＣ回路を用いて得られる信号である。ＲＣ回路への入力信号の値が変化する場合、その変化は、ＲＣ回路からの出力信号では遅れて現れる。一具体例では、入力信号の値が急峻に変化している最中には、その変化は、出力信号には実質的に現れない。このように、ＲＣ回路は、過去の信号の値をホールドする機能を有する。

特性変換回路１００の出力電流が急峻に変化している最中には、第１信号の値に、該変化の最中にある出力電流が反映される。一方、第２信号の値には、該変化の最中にある出力電流よりもむしろ該変化前の出力電流が強く反映される。信号比較装置１７５は、出力電流の急峻な変化が反映された第１信号と、該変化前の出力電流が強く反映された第２信号と、を比較できる。従って、信号比較装置１７５は、この比較により、出力電流の変化の大きさに応じた第１制御信号Ｓ１を生成できる。この大きさが大きいときに、第１制御信号Ｓ１は、電流制限状態をもたらす値をとる。

図４Ａの例では、第１信号は、センサ電圧Ｖ_sを２つの抵抗１７１および１７３によって分圧することによって得た電圧信号である。第２信号は、センサ電圧Ｖ_sを入力信号とする上記ＲＣ回路の出力信号である。

本実施形態では、信号比較装置１７５は、第１信号が入力される第１入力端子と、第２信号が入力される第２入力端子と、第１制御信号Ｓ１が出力される出力端子と、を有する。信号比較装置１７５の一例はコンパレータであり、信号比較装置１７５の別例はオペアンプである。具体的に、信号比較装置１７５を構成するコンパレータでは、第１入力端子における第１信号の値が変化している最中に、出力端子における第１制御信号Ｓ１の値が変化し得る。そのような高い応答性は、例えば、コンパレータが位相補償用のコンデンサを有していないことにより実現され得る。ただし、信号比較装置１７５は、位相補償用のコンデンサを有するオペアンプであってもよい。

図４Ｂに、特性変換回路１００の出力電流が急峻かつ小幅に増加する場合における、センサ電圧Ｖ_s、第１信号の電圧および第２信号の電圧を示す。図４Ｃに、特性変換回路１００の出力電流が急峻かつ大幅に増加する場合における、センサ電圧Ｖ_s、第１信号の電圧および第２信号の電圧を示す。図４Ｂおよび図４Ｃにおいて、横軸は時間である。縦軸は、電圧である。

図４Ｂおよび図４Ｃの両方において、時刻ｔ１までの期間では、抵抗１７１および１７３による分圧により、第１信号の電圧は第２信号の電圧よりも低いレベルに維持されている。時刻ｔ１において、特性変換回路１００の出力電流が急峻に増加している。出力電流の増加と同期して、センサ電圧Ｖ_sおよび第１信号の電圧が増加している。また、ＲＣ回路の寄与により、第２信号の電圧は、時刻ｔ１からゆっくりと増加している。

図４Ｂでは、時刻ｔ１における特性変換回路１００の出力電流の増加幅が小さい。センサ電圧Ｖ_sの増加幅も小さい。第１信号の電圧の増加幅は、第１信号の電圧が第２信号の電圧を超えるには至っていない。

図４Ｃでは、時刻ｔ１における特性変換回路１００の出力電流の増加幅が大きい。センサ電圧Ｖ_sの増加幅も大きい。第１信号の電圧の増加幅は、第１信号の電圧が第２信号の電圧を超えるに至っている。

図４Ｃに示したような、第１信号の電圧が第２信号の電圧よりも小さい状態から第１信号の電圧が第２信号の電圧よりも大きい状態への切り替わりを、信号比較装置１７５によって検出することができる。この検出がなされたときに第１制御信号Ｓ１が電流制限状態をもたらす値をとるように、信号比較装置１７５を構成することが可能である。また、特性変換回路１００の出力電流の増加幅が大きいレベルに達したときに上記の切り替わりが発生するように、抵抗１７１および１７３の値を設定できる。

図４Ａの例では、第２装置１８０Ａは、互いに並列接続された電流制限抵抗１８１および制御スイッチ１８２を含む。上記抵抗成分は、電流制限抵抗１８１である。電流制限状態は、制御スイッチ１８２がオフ状態であることにより電流制限抵抗１８１に電流が流れている状態である。

制御スイッチ１８２として、スイッチング素子を採用できる。制御スイッチ１８２を構成するスイッチング素子は、例えば、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のトランジスタである。本実施形態では、制御スイッチ１８２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。

本実施形態では、第１信号が第２信号よりも大きいとき、信号比較装置１７５は、制御スイッチ１８２をオフ状態にする第１制御信号Ｓ１を制御スイッチ１８２に供給する。第１制御信号Ｓ１は、信号レベルがゼロである信号を含む概念である。本実施形態では、第１制御信号Ｓ１は、電圧信号である。

出力電流が過渡的に高まった過渡状態が解消されると、制御スイッチ１８２がオン状態に戻る。具体的には、第１信号が第２信号以下であるとき、信号比較装置１７５は、制御スイッチ１８２をオン状態にする第１制御信号Ｓ１を制御スイッチ１８２に供給する。

一具体例では、信号比較装置１７５は、コンパレータを用いて構成されている。制御スイッチ１８２は、ＭＯＳＦＥＴである。コンパレータの第１入力端子に、第１信号が入力される。コンパレータの第２入力端子に、第２信号が入力される。コンパレータの出力端子は、制御スイッチ１８２のゲート電極に接続されている。

この具体例において、第１信号から第２信号を差し引いた差分がゼロよりも大きいとき、出力端子からゲート電極に電圧Ｖ１が供給されることによって、制御スイッチ１８２がオフ状態に維持される。第１信号から第２信号を差し引いた差分がゼロ以下であるとき、出力端子からゲート電極に電圧Ｖ２が供給されることによって、制御スイッチ１８２がオン状態に維持される。上記の電圧Ｖ１および電圧Ｖ２は、第１制御信号Ｓ１である。

詳細には、上記の具体例において、電圧Ｖ１は電圧Ｖ２よりも小さい。

図５から図７に示す特性変換回路も採用され得る。以下、図５から図７に示す特性変換回路について説明する。以下では、既に説明した例とその後に説明される例とで共通する要素には同じ参照符号を付し、それらの説明を省略することがある。各例に関する説明は、技術的に矛盾しない限り、相互に適用され得る。

［特性変換回路１０１］
図５の特性変換回路１０１では、第２装置１８０Ａに代えて、第２装置１８０Ｂが採用されている。第２装置１８０Ｂは、トランジスタ１８３および可変電圧器１８４を含む。

図５の例では、電流制限状態は、抵抗成分がトランジスタ１８３に現れるようにトランジスタ１８３が制御され、かつ、トランジスタ１８３に現れた抵抗成分に電流が流れている状態である。

トランジスタ１８３として、例えば、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等を採用できる。本実施形態では、トランジスタ１８３は、ＭＯＳＦＥＴである。

図５の第１装置１７０Ａは、図４Ａの第１装置１７０Ａと同様に動作し、第１制御信号Ｓ１を生成する。図５の例で生成される第１制御信号Ｓ１は、図４Ａの例で生成される第１制御信号Ｓ１と同様である。

図５の例では、信号比較装置１７５から可変電圧器１８４に第１制御信号Ｓ１が供給される。可変電圧器１８４は、第１制御信号Ｓ１に応じて第２制御信号Ｓ２を生成し、第２制御信号Ｓ２をトランジスタ１８３に供給する。第２制御信号Ｓ２により、トランジスタ１８３が制御される。第２制御信号Ｓ２は、信号レベルがゼロである信号を含む概念である。本実施形態では、第２制御信号Ｓ２は、電圧信号である。

以上の説明から理解されるように、図５の例では、第２制御信号Ｓ２に応じて、電流制限状態が実現される。第２制御信号Ｓ２は、第１制御信号Ｓ１に応じて生成される。このため、図５の例でも、図４Ａの例と同様、第１制御信号Ｓ１に応じて電流制限状態が実現されると言える。

具体的には、第１信号が第２信号よりも大きいとき、信号比較装置１７５は、その旨を表す第１制御信号Ｓ１を可変電圧器１８４に供給する。可変電圧器１８４は、そのような第１制御信号Ｓ１が供給された場合には、抵抗成分がトランジスタ１８３に現れるようにする第２制御信号Ｓ２を、トランジスタ１８３に供給する。具体的には、可変電圧器１８４は、その場合には、トランジスタ１８３を線形領域で動作させる第２制御信号Ｓ２を、トランジスタ１８３に供給する。

一方、第１信号が第２信号以下であるとき、信号比較装置１７５は、その旨を表す第１制御信号Ｓ１を可変電圧器１８４に供給する。可変電圧器１８４は、そのような第１制御信号Ｓ１が供給された場合には、トランジスタ１８３をオン状態にする第２制御信号Ｓ２を、トランジスタ１８３に供給する。具体的には、可変電圧器１８４は、その場合には、トランジスタ１８３を飽和領域で動作させる第２制御信号Ｓ２を、トランジスタ１８３に供給する。

念のために断っておくが、トランジスタが線形領域で動作している状態と、トランジスタのオフ状態と、トランジスタのオン状態と、は区別される。トランジスタのオフ状態は、トランジスタを遮断領域で動作させることにより実現され得る。トランジスタのオン状態は、トランジスタを飽和領域で動作させることにより実現され得る。

一具体例では、信号比較装置１７５は、コンパレータを用いて構成されている。トランジスタ１８３は、ＭＯＳＦＥＴである。コンパレータの第１入力端子に、第１信号が入力される。コンパレータの第２入力端子に、第２信号が入力される。コンパレータの出力端子は、可変電圧器１８４に接続されている。可変電圧器１８４は、トランジスタ１８３のゲート電極に接続されている。

この具体例において、第１信号から第２信号を差し引いた差分がゼロよりも大きいとき、コンパレータの出力端子から可変電圧器１８４に、電圧Ｖ１が供給される。可変電圧器１８４は、電圧Ｖ１が供給されると、トランジスタ１８３のゲート電極に電圧Ｖ３を供給する。これにより、トランジスタ１８３が線形領域で動作する。

この具体例において、第１信号から第２信号を差し引いた差分がゼロ以下であるとき、コンパレータの出力端子から可変電圧器１８４に、電圧Ｖ２が供給される。可変電圧器１８４は、電圧Ｖ２が供給されると、トランジスタ１８３のゲート電極に電圧Ｖ４を供給する。これにより、トランジスタ１８３が飽和領域で動作する。

電圧Ｖ１および電圧Ｖ２は、第１制御信号Ｓ１である。電圧Ｖ３および電圧Ｖ４は、第２制御信号Ｓ２である。

詳細には、上記の具体例において、電圧Ｖ１は電圧Ｖ２よりも小さく、電圧Ｖ３は電圧Ｖ４よりも小さい。

図５の例では、可変電圧器１８４によって、電圧可変機能付きレギュレータが構成されている。電圧可変機能付きレギュレータは、例えば、リニアレギュレータ（ＬＤＯ：Low Dropout）である。

［特性変換回路１０２］
図６の特性変換回路１０２では、第１装置１７０Ａに代えて、第１装置１７０Ｂが採用されている。第１装置１７０Ｂは、ソフトウエアを含む。第１装置１７０Ｂは、このソフトウエアを用いて第１制御信号Ｓ１を生成する。

本実施形態では、第１装置１７０Ｂは、制御装置１７６である。ソフトウエアは、制御装置１７６に含まれている。この制御装置１７６が、ソフトウエアを用いて第１制御信号Ｓ１を生成する。図６の例では、制御装置１７６は、マイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）である。

本実施形態では、第１装置１７０Ｂは、センサ電圧Ｖ_sに基づいて、第１制御信号を生成する。

本実施形態では、センサ電圧Ｖ_sが急峻かつ大幅に増加したとき、第１装置１７０Ｂは、制御スイッチ１８２をオフ状態にする第１制御信号Ｓ１を制御スイッチ１８２に供給する。

出力電流が過渡的に高まった過渡状態が解消されると、制御スイッチ１８２がオン状態に戻る。具体的には、センサ電圧Ｖ_sがが過渡的に高まった過渡状態が解消されると、第１装置１７０Ｂは、制御スイッチ１８２をオン状態にする第１制御信号Ｓ１を制御スイッチ１８２に供給する。

図６の例で生成される第１制御信号Ｓ１は、図４Ａの例で生成される第１制御信号Ｓ１と同様である。

［特性変換回路１０３］
図７の特性変換回路１０３では、第１装置１７０Ｂおよび第２装置１８０Ｂが採用されている。

図７の第１装置１７０Ｂは、図６の第１装置１７０Ｂと同様に動作し、第１制御信号Ｓ１を生成する。図７の例で生成される第１制御信号Ｓ１は、図６の例で生成される第１制御信号Ｓ１と同様である。

図７の例では、第１装置１７０Ｂから可変電圧器１８４に第１制御信号Ｓ１が供給される。図７の可変電圧器１８４は、図５の可変電圧器１８４と同様に動作し、第１制御信号Ｓ１に応じて第２制御信号Ｓ２を生成する。図７の例で生成される第２制御信号Ｓ２は、図５の例で生成される第２制御信号Ｓ２と同様である。

図４Ａから図７の例では、電圧電流制御回路１６０は、電圧電流制御回路１６０に入力された直流電力のＤＣ−ＡＣ変換と、ＤＣ−ＡＣ変換で得られた交流電力のＡＣ−ＤＣ変換と、ＡＣ−ＤＣ変換で得られた直流電力の平滑化と、をこの順に実行する。電圧電流制御回路１６０は、平滑化を行うコンデンサを含む。コンデンサによる平滑化は、特性変換回路１００の出力が検出されてからその検出結果が特性変換回路１００の出力に反映されるまでの遅延時間を大きくし得る。また、電圧電流制御回路１６０の出力部には、巻線およびコンデンサで構成されたローパスフィルタが設けられている場合がある。そのようなローパスフィルタも、遅延時間を大きくし得る。フィードバック回路１１０または１２０を用いて実現されるフィードバック制御ループの位相余裕を確保するために、電圧電流制御回路１６０の出力部には、位相補償回路が設けられている場合がある。そのような位相補償回路も、遅延時間を大きくし得る。また、フィードバック制御ループ上には、電圧電流制御回路１６０における電力入力部と電力出力部とが電気的に分離されるように、フォトカプラが設けられている場合がある（例えば、図１３参照）。そのようなフォトカプラも、遅延時間を大きくし得る。

一方、図４Ａから図７の第１装置および第２装置の組み合わせでは、電流センサ１２８のセンサ出力が過渡的な上昇を示してから電流制限状態が実施されるまでの遅延時間を生じさせる要素が少ない。このため、上記組み合わせによれば、高速な制御を実行し易い。上記組み合わせは、電圧電流制御回路１６０に比べて、高速な制御を実行し易い構成を有していると言える。このことは、狙いとするＶ−Ｉ特性グラフおよびＶ−Ｐ特性グラフからの動作点の逸脱を素早く解消する観点から有利である。

図１および図２に戻って、特性変換回路１００の出力電力は、ＬＣフィルタ６１および保護リレー６２を介して、直流電力変換装置２０に、具体的には第１ＤＣＤＣコンバータ２１に、供給される。

［蓄電装置２５］
上述のように、蓄電装置２５には、第４ＤＣＤＣコンバータ１２から電力が供給される。また、蓄電装置２５は、第４ＤＣＤＣコンバータ１２に電力を供給する。

蓄電装置２５は、例えば、リチウム電池である。ただし、蓄電装置２５として、リチウム電池以外の電池を用いてもよい。蓄電装置２５として、キャパシタを用いてもよい。

［主分電盤８０］
主分電盤８０は、連系ブレーカー８１と、主幹ブレーカー８２と、二次連系ブレーカー８３と、第１分岐部８５と、を有する。第１分岐部８５は、複数の分岐ブレーカーを含む。この例では、第１分岐部８５は、分岐ブレーカー８５ａ，８５ｂおよび８５ｃを含む。

主幹ブレーカー８２は、上流側電路８８により、系統電源２００と接続されている。上流側電路８８は、主幹ブレーカー８２を介して下流側電路８９に接続されている。

下流側電路８９には、二次連系ブレーカー８３が接続されている。二次連系ブレーカー８３は、主幹ブレーカー８２と第２インバータ４４とを接続する経路上に設けられている。二次連系ブレーカー８３は、第１分岐部８５と電気的に接続されている。

下流側電路８９には、第１分岐部８５も接続されている。第１分岐部８５の分岐ブレーカー８５ａは、主幹ブレーカー８２と電力切替ユニット２８の系統電力入力部２８ａとを接続する経路上に設けられている。分岐ブレーカー８５ｂは、主幹ブレーカー８２と第２負荷２５２とを接続する経路上に設けられている。分岐ブレーカー８５ｃは、主幹ブレーカー８２と第３負荷２５３とを接続する経路上に設けられている。

上流側電路８８には、第３接続点ｐ３がある。連系ブレーカー８１は、第３接続点ｐ３と第１インバータ１３とを接続する経路上に設けられている。

この例では、系統電源２００から第３接続点ｐ３を介して主幹ブレーカー８２に電圧Ｖ_AC2の交流電力が供給され得る。系統電源２００から第３接続点ｐ３および連系ブレーカー８１をこの順に介して第１インバータ１３に電圧Ｖ_AC2の交流電力が供給され得る。第１インバータ１３から連系ブレーカー８１および第３接続点ｐ３をこの順に介して系統電源２００に電圧Ｖ_AC2の交流電力が逆潮流され得る。第１インバータ１３から連系ブレーカー８１および第３接続点ｐ３をこの順に介して主幹ブレーカー８２に電圧Ｖ_AC2の交流電力が供給され得る。二次連系ブレーカー８３には、第２インバータ４４から電圧Ｖ_AC2の交流電力が供給され得る。分岐ブレーカー８５ａから電力切替ユニット２８に電圧Ｖ_AC1の交流電力が供給され得る。分岐ブレーカー８５ｂから第２負荷２５２に電圧Ｖ_AC1の交流電力が供給され得る。分岐ブレーカー８５ｃから第３負荷２５３に電圧Ｖ_AC2の交流電力が供給され得る。

［電力切替ユニット２８］
電力切替ユニット２８は、複数の入力部と、電力出力部２８ｃと、を有する。複数の入力部は、系統電力入力部２８ａおよび自立電力入力部２８ｂを含む。電力切替ユニット２８は、複数の入力部のいずれを電力出力部２８ｃに接続するかを切り替える。この例では、電力切替ユニット２８は、系統電力入力部２８ａおよび自立電力入力部２８ｂのいずれを電力出力部２８ｃに接続するかを切り替える。この例では、こうして、電力切替ユニット２８は、第１インバータ１３と分岐ブレーカー８５ａとのいずれかを、選択的に、自立分電盤９０に、具体的には主幹ブレーカー９２に、接続する。

［自立分電盤９０］
自立分電盤９０は、主幹ブレーカー９２と、第２分岐部９５を有する。第２分岐部９５は、複数の分岐ブレーカーを含む。この例では、第２分岐部９５は、分岐ブレーカー９５ａ，９５ｂおよび９５ｃを含む。

主幹ブレーカー９２は、上流側電路９８により、電力切替ユニット２８と接続されている。上流側電路９８は、主幹ブレーカー９２を介して下流側電路９９に接続されている。

下流側電路９９には、第２分岐部９５が接続されている。第２分岐部９５の分岐ブレーカー９５ａは、主幹ブレーカー９２とＤ１電源５５とを接続する経路上に設けられている。分岐ブレーカー９５ｂは、主幹ブレーカー９２と貯湯ユニット４７とを接続する経路上に設けられている。分岐ブレーカー９５ｃは、主幹ブレーカー９２と第１負荷２５１とを接続する経路上に設けられている。

この例では、電力切替ユニット２８から主幹ブレーカー９２を介して下流側電路９９に電圧Ｖ_AC1の交流電力が供給され得る。分岐ブレーカー９５ａからＤ１電源５５に電圧Ｖ_AC1の交流電力が供給され得る。分岐ブレーカー９５ｂから貯湯ユニット４７に電圧Ｖ_AC1の交流電力が供給され得る。分岐ブレーカー９５ｃからコンセント２６０を介して第１負荷２５１に電圧Ｖ_AC1の交流電力が供給され得る。

［系統連系時の電力システム３００の動作］
図１に示すように、系統連系時には、ＭＣＵ５１からの解列指令に基づき、保護リレー６２が開状態となっている。ここで、開状態は、自身を電流が流れることを禁止する状態を指す。また、電力切替ユニット２８では、系統電力入力部２８ａと電力出力部２８ｃとが接続されている。こうして、電力切替ユニット２８は、分岐ブレーカー８５ａと自立分電盤９０とを接続している。

燃料電池４１で発電された電力は、第５ＤＣＤＣコンバータ４２を経由して第２ＤＣバス４３に供給される。第２ＤＣバス４３に供給された電力の一部または全部は、第２インバータ４４を経由して二次連系ブレーカー８３に供給される。

二次連系ブレーカー８３に供給された電力の一部は、分岐ブレーカー８５ａと電力切替ユニット２８とをこの順に経由して、主幹ブレーカー９２に供給される。主幹ブレーカー９２に供給された電力の一部は、分岐ブレーカー９５ａを経由して、Ｄ１電源５５に供給される。主幹ブレーカー９２に供給された電力の別の一部は、分岐ブレーカー９５ｂを経由して、貯湯ユニット４７に供給される。主幹ブレーカー９２に供給された電力のさらに別の一部は、分岐ブレーカー９５ｃとコンセント２６０とをこの順に経由して、第１負荷２５１に供給される。

二次連系ブレーカー８３に供給された電力の別の一部は、分岐ブレーカー８５ｂを経由して、第２負荷２５２に供給される。二次連系ブレーカー８３に供給された電力のさらに別の一部は、分岐ブレーカー８５ｃを経由して、第３負荷２５３に供給される。

余剰電力に所定マージンを加えた電力がゼロよりも大きい場合、その電力は、第２ＤＣバス４３から第６ＤＣＤＣコンバータ４５を経由してヒーター４６に供給される。

直流電力変換装置２０は、具体的には第２ＤＣＤＣコンバータ２２は、ＭＰＰＴ制御により、第１太陽光発電システム３１から電力を取り出し、取り出した電力を第１ＤＣバス１１に供給する。直流電力変換装置２０は、具体的には第３ＤＣＤＣコンバータ２３は、ＭＰＰＴ制御により、第２太陽光発電システム３２から電力を取り出し、取り出した電力を第１ＤＣバス１１に供給する。

蓄電装置２５が満充電状態にない場合、第１ＤＣバス１１に供給された電力の一部が蓄電装置２５に供給され、該電力の残部が第１インバータ１３に供給される。蓄電装置２５が満充電状態にある場合、第１ＤＣバス１１に供給された電力の全部が第１インバータ１３に供給される。第１インバータ１３に供給された電力は、連系ブレーカー８１に供給される。

上記の説明から理解されるように、この例の電力システム３００は、第２インバータ４４から二次連系ブレーカー８３へと供給される電力が、少なくとも上記マージンの分だけ、負荷２５１〜２５３、Ｄ１電源５５および貯湯ユニット４７の合計要求負荷に対して不足するように構成されている。この不足分に相当する電力が、連系ブレーカー８１から主幹ブレーカー８２を経由して下流側電路８９へと供給され、第２インバータ４４から二次連系ブレーカー８３へと供給された電力とともに、第１分岐部８５に供給される。連系ブレーカー８１に供給された電力の残部は、系統電源２００に逆潮流される。

太陽光発電システム３１および３２での発電が不十分な場合、上記の不足分の電力が、系統電源２００から主幹ブレーカー８２を経由して下流側電路８９へと供給され、第２インバータ４４から二次連系ブレーカー８３へと供給された電力とともに、第１分岐部８５に供給される。また、蓄電装置２５が満充電状態でなくかつ太陽光発電システム３１および３２での発電が蓄電装置２５を充電するのに不十分な場合、系統電源２００から、第１インバータ１３、第１ＤＣバス１１および第４ＤＣＤＣコンバータ１２を経由して、蓄電装置２５に電力が供給される。

［停電時の電力システム３００の動作］
図２に示すように、停電時には、ＭＣＵ５１からの並列指令に基づき、保護リレー６２が閉状態となっている。ここで、閉状態は、自身を電流が流れることを許可する状態を指す。また、電力切替ユニット２８は、第１インバータ１３と自立分電盤９０とを接続している。

燃料電池４１で発電された電力は、ＤＣＤＣコンバータ４２を経由して第２ＤＣバス４３に供給される。第２ＤＣバス４３に供給された直流電力の一部または全部は、特性変換回路１００に供給される。直流電力変換装置２０は、具体的には第１ＤＣＤＣコンバータ２１は、ＭＰＰＴ制御により特性変換回路１００から（厳密にはＬＣフィルタ６１を介して）電力を取り出し、取り出した電力を第１ＤＣバス１１に供給する。

また、直流電力変換装置２０は、系統連系時と同様に、太陽光発電システム３１および３２から電力を取り出し、取り出した電力を第１ＤＣバス１１に供給する。

直流電力変換装置２０によって太陽光発電システム３１および３２ならびに特性変換回路１００から取り出された合計電力が第１負荷２５１、Ｄ１電源５５および貯湯ユニット４７の要求負荷よりも小さい場合、不足分に相当する電力が、蓄電装置２５から第４ＤＣＤＣコンバータ１２を経由して第１ＤＣバス１１にさらに供給される。取り出された電力が要求負荷よりも大きい場合、過剰分の電力が第４ＤＣＤＣコンバータ１２を介して蓄電装置２５に充電され、この充電を行っても過剰分の電力が余る場合は、第２ＤＣバス４３の電力の一部が第６ＤＣＤＣコンバータ４５を介してヒーター４６に供給される。

このようにして、上記要求負荷に追従させられたあるいは近づけられた電力が、第１ＤＣバス１１から第１インバータ１３および電力切替ユニット２８を経由して主幹ブレーカー９２に供給される。主幹ブレーカー９２に供給された電力は、系統連系時と同様に、Ｄ１電源５５、貯湯ユニット４７および第１負荷２５１に供給される。

［電力システム３００における機器の接続の仕方による利点］
この例では、電力システム３００は、蓄電装置２５を備える。太陽光発電システム３１および３２と、直流電力変換装置２０と、蓄電装置２５と、はこの順に接続されている。また、燃料電池発電システム４０と、特性変換回路１００と、直流電力変換装置２０と、蓄電装置２５と、はこの順に接続されている。このため、太陽光発電システム３１および３２からのみならず、燃料電池発電システム４０からも、蓄電装置２５を充電することができる。

この例では、電力システム３００は、蓄電装置２５と、直流電力を交流電力に変換するインバータ１３と、コンセント２６０と、を備える。太陽光発電システム３１および３２と、直流電力変換装置２０と、インバータ１３と、コンセント２６０と、はこの順に接続されている。燃料電池発電システム４０と、特性変換回路１００と、直流電力変換装置２０と、インバータ１３と、コンセント２６０と、はこの順に接続されている。蓄電装置２５と、インバータ１３と、コンセント２６０と、はこの順に接続されている。このため、この例では、太陽光発電システム３１および３２ならびに蓄電装置２５から電力供給されるコンセント２６０に、燃料電池発電システム４０からも電力供給できる。このことは、以下の理由で、停電時に便利である。すなわち、夜、雨天時などには、太陽光発電システム３１および３２は発電できない。仮にコンセント２６０に燃料電池発電システム４０から電力を供給できないとすると、夜、雨天時などに停電が続く場合において、コンセント２６０から電力を取り出し可能な期間は蓄電装置２５のみに基づく限られたものとなる。これに対し、この例では、コンセント２６０に燃料電池発電システム４０から電力を供給できるため、上記期間を延ばすことができる。夜、雨天時などに停電が続く場合において、別のコンセントへの差し替えなしで１つのコンセントから長時間電力を取り出せることは、ユーザーにとって便利である。

また、この例では、コンセント２６０に対する上記接続と同様の接続が、貯湯ユニット４７にもなされている。このため、夜、雨天時などに停電が続く場合において、貯湯ユニット４７へとその動作に必要な電力を長時間供給することができる。

この例では、電力システム３００は、蓄電装置２５から燃料電池発電システム４０に（具体的には、Ｄ１電源５５に）電力を供給することができるように構成されている。具体的には、コンセント２６０に対する上記接続と同様の接続が、Ｄ１電源５５にもなされている。このようにすれば、停電時に燃料電池発電システム４０を起動させるための専用電源を省略することができる。専用電源は、典型的には、燃料電池発電システム４０の補機に電力を供給するための電源である。

［特性変換回路の具体例］
上記の説明から理解されるように、この例では、特性変換回路１００は、ＤＣＤＣコンバータである電圧電流制御回路１６０を有する。特性変換回路１００の出力電流が所定値未満のときにおいて、電圧電流制御回路１６０および第１フィードバック回路１１０は、協働して、特性変換回路１００の出力電圧に応じて特性変換回路１００の出力電圧を調整することによって特性変換回路１００の出力電圧を目標値に追従させる第１フィードバック制御を行う。また、特性変換回路１００の出力電流が所定値以上のときにおいて、電圧電流制御回路１００および第２フィードバック回路１２０は、協働して、特性変換回路１００の出力電流が大きいほど特性変換回路１００の出力電圧を低下させることによって特性変換回路１００の出力電力がピークになるときにおける特性変換回路１００の出力電圧を所定範囲内の値に調整する第２フィードバック制御を行う。

このような第１および第２フィードバック制御を実現する特性変換回路１００は適宜設計可能であるが、以下では、特性変換回路１００の具体例である特性変換回路１００Ｘについて、図１３を参照しながら説明する。以下では、図４Ａから図７を参照して既に説明した要素については、同一符号を付し、その説明を省略することがある。また、図１３では、第１装置１７０Ａおよび第２装置１８０Ａの図示を省略している。

特性変換回路１００Ｘでは、ＬＬＣコンバータが構成されている。このＬＬＣコンバータは、定電圧源１３１から流出する電流が大きいほど高い発振周波数が規定され、発振周波数が高いほど特性変換回路１００Ｘの入力電圧に対する出力電圧の比率が小さくなるように構成されている。

具体的には、特性変換回路１００Ｘは、第１フィードバック回路１１０と、第２フィードバック回路１２０と、フィードバック電流供給部１３０Ｘと、電流共振制御部１４０と、電圧電流制御回路１６０Ｘと、を有する。電圧電流制御回路１６０Ｘが、上記ＬＬＣコンバータを構成している。

フィードバック電流供給部１３０Ｘは、定電圧源１３１および第６抵抗１３２に加え、第１発光ダイオード１３５を有する。第１発光ダイオード１３５には、定電圧源１３１から流出した電流が流れる。

電流共振制御部１４０は、第７抵抗１４１と、第１コンデンサ１４２と、第８抵抗１４３と、第１フォトトランジスタ１４５と、制御ＩＣ１４６と、を有する。第７抵抗１４１と、第１コンデンサ１４２と、第８抵抗１４３および第１フォトトランジスタ１４５の組み合わせとは、互いに並列に接続されている。第１フォトトランジスタ１４５は、第１発光ダイオード１３５と協働して、第１フォトカプラ１５０を構成している。制御ＩＣ１４６は、定電流源１４７と、フィードバック端子１４８と、ハイサイドドライバ出力端子１４９ａと、ローサイドドライバ出力端子１４９ｂと、を有する。

電流共振制御部１４０では、第１コンデンサ１４２に電荷が充電される期間（以下、充電期間と称することがある）と、第１コンデンサ１４２から電荷が放電される期間（以下、放電期間と称することがある）とが、交互に訪れる。放電期間と充電期間とは、フィードバック端子１４８の電圧に基づいて切り替わる。

具体的には、充電期間において、定電流源１４７からフィードバック端子１４８を介して第１コンデンサ１４２に電荷が充電されていく。充電が進むにつれて、フィードバック端子１４８の電圧が上昇していく。フィードバック端子１４８の電圧が第１の電圧に達すると、放電期間に切り替わる。放電期間においては、定電流源１４７から第１コンデンサ１４２への電荷の充電は停止される。放電期間においては、第１コンデンサ１４２に充電された電荷は、第７抵抗１４１を介して放電される。放電期間においては、電荷が第８抵抗１４３および第１フォトトランジスタ１４５を介してさらに放電される。放電が進むにつれて、フィードバック端子１４８の電圧が低下していく。フィードバック端子１４８の電圧が第２の電圧に達すると、充電期間に切り替わる。

第１発光ダイオード１３５を流れる電流が大きいほど、第１フォトトランジスタ１４５に大きい電流が流れ、放電期間における第８抵抗１４３および第１フォトトランジスタ１４５を介した電荷の放電が速くなり、放電期間が短くなり、充放電周波数が高くなる。充放電周波数は、上記の発振周波数に対応する。

ある放電期間において、ハイサイドドライバ出力端子１４９ａから駆動信号が出力される。次の放電期間において、ローサイドドライバ出力端子１４９ｂから駆動信号が出力される。次の放電期間において、ハイサイドドライバ出力端子１４９ａから駆動信号が出力される。次の放電期間において、ローサイドドライバ出力端子１４９ｂから駆動信号が出力される。これが繰り返され、ドライバ出力端子１４９ａおよび１４９ｂから、互いに逆位相の駆動パルス信号が出力される。これらの駆動パルス信号の周波数は、上記の充放電周波数が高くなるほど高くなる。なお、充電期間は、両ドライバ出力端子１４９ａおよび１４９ｂのいずれからも駆動信号が出力されないデッドタイムとなる。

電圧電流制御回路１６０Ｘは、第２コンデンサ１６１と、第１スイッチング素子１６２ａと、第２スイッチング素子１６２ｂと、第３コンデンサ１６３ａと、第４コンデンサ１６３ｂと、第５コンデンサ１６４と、トランス１６５と、第１ダイオード１６６ａと、第２ダイオード１６６ｂと、第６コンデンサ１６７と、を有する。

スイッチング素子１６２ａおよび１６２ｂは、直列に接続されることにより、直列回路を構成している。この直列回路には、第２コンデンサ１６１が並列接続されている。第１スイッチング素子１６２ａには第３コンデンサ１６３ａが並列接続されている。第２スイッチング素子１６２ｂには第４コンデンサ１６３ｂが並列接続されている。

この例では、スイッチング素子１６２ａおよび１６２ｂは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。また、第５コンデンサ１６４は、共振コンデンサである。

トランス１６５は、１次側の巻線である第１巻線１６５ａと、２次側の巻線である第２巻線１６５ｂおよび第３巻線１６５ｃと、を有する。

第１巻線１６５ａの一端には、第１スイッチング素子１６２ａの電流流出端子と、第２スイッチング素子１６２ｂの電流流入端子と、が接続されている。第１巻線１６５ａの他端と第２スイッチング素子１６２ｂの電流流出端子との間には、第５コンデンサ１６４が接続されている。なお、この例では、電流流出端子はソース端子である。電流流入端子は、ドレイン端子である。

第２巻線１６５ｂの一端には、第１ダイオード１６６ａのアノードが接続されている。第１ダイオード１６６ａのカソードには、第６コンデンサ１６７の一端と、第２ダイオード１６６ｂのカソードと、が接続されている。第２巻線１６５ｂの他端には、第６コンデンサ１６７の他端と、基準電位とが接続されている。

第３巻線１６５ｃの一端には、第６コンデンサ１６７の他端と、基準電位とが接続されている。第３巻線１６５ｃの他端には、第２ダイオード１６６ｂのアノードが接続されている。

第１スイッチング素子１６２ａの制御端子には、ハイサイドドライバ出力端子１４９ａから駆動パルス信号が供給される。第２スイッチング素子１６２ｂの制御端子には、ローサイドドライバ出力端子１４９ｂから駆動パルス信号が供給される。これにより、スイッチング素子１６２ａおよび１６２ｂは、互いに逆位相の駆動パルス信号が供給されることによって、交互にオンオフする。なお、この例では、制御端子は、ゲート端子である。

スイッチング素子１６２ａおよび１６２ｂに供給される駆動パルス信号の周波数が高いほど、ＬＬＣ共振に基づき、電圧電流制御回路１６０Ｘの入力電圧に対する出力電圧の比率が小さくなる。

［特性変換回路の別例］
図１４に、特性変換回路の別例を示す。以下では、図４Ａから図７の例と同様の部分については、説明を省略することがある。

図１４に示す特性変換回路１９０では、図４Ａの特性変換回路１００のフィードバック電流供給部１３０に代えて、フィードバック電流供給部１９５が設けられている。フィードバック電流供給部１９５は、定電圧源１３１および第６抵抗１３２に加え、第９抵抗１９１を有する。

特性変換回路１９０では、特性変換回路１００と同様、第１シャントレギュレータ１１５の第１参照電圧端子に入力される電圧が大きいほど、定電圧源１３１、第６抵抗１３２、第１シャントレギュレータ１１５および基準電位をこの順に流れる電流すなわち第１電流が大きくなる。一方、特性変換回路１９０では、特性変換回路１００と異なり、第２シャントレギュレータ１２５の第２参照電圧端子に入力される電圧が大きいほど、定電圧源１３１、第９抵抗１９１、第２シャントレギュレータ１２５および基準電位をこの順に流れる電流すなわち第２電流が大きくなる。

特性変換回路１９０の出力電流が小さい領域では、第２電流は実質的にゼロとなり、定電圧源１３１から流出する電流は、実質的に第１電流である。一方、特性変換回路１００の出力電流が大きい領域では、第１電流は実質的にゼロとなり、定電圧源１３１から流出する電流は、実質的に第２電流である。つまり、特性変換回路１９０の出力電流が小さい領域では第１フィードバック回路１１０によって、特性変換回路１９０の出力電流が大きい領域では第２フィードバック回路１２０によって、特性変換回路１９０における特性変換が行われると言える。これらの点で、特性変換回路１９０は、特性変換回路１００と共通している。このため、特性変換回路１９０では、特性変換回路１００と同様に、電圧電流制御回路１６０の入力電圧に対する出力電圧の比率が調整される。

図１４の第１装置１７０Ａを、第１装置１７０Ｂに変更してもよい。図１４の第２装置１８０Ａを、第２装置１８０Ｂに変更してもよい。具体的には、図１４の第１装置および第２装置の組み合わせを、図５から図７の同組み合わせに変更してもよい。

図１５に、特性変換回路１９０の具体例である特性変換回路１９０Ｘを示す。以下では、図１３の例と同様の部分については、説明を省略することがある。また、図１５では、第１装置１７０Ａおよび第２装置１８０Ａの図示を省略している。

図１５に示す特性変換回路１９０Ｘでは、図１３の特性変換回路１００Ｘのフィードバック電流供給部１３０Ｘに代えて、フィードバック電流供給部１９５Ｘが設けられている。また、特性変換回路１９０Ｘでは、特性変換回路１００Ｘの電流共振制御部１４０に代えて、電流共振制御部１９９が設けられている。

フィードバック電流供給部１９５Ｘは、定電圧源１３１、第６抵抗１３２および第１発光ダイオード１３５に加え、第９抵抗１９１および第２発光ダイオード１９２を有する。電流共振制御部１９９は、第７抵抗１４１、第１コンデンサ１４２、第８抵抗１４３、第１フォトトランジスタ１４５および制御ＩＣ１４６に加え、第１０抵抗１９６および第２フォトトランジスタ１９７を有する。

第７抵抗１４１と、第１コンデンサ１４２と、第８抵抗１４３および第１フォトトランジスタ１４５の組み合わせと、第１０抵抗１９６および第２フォトトランジスタ１９７の組み合わせとは、互いに並列に接続されている。第２発光ダイオード１９２および第２フォトトランジスタ１９７は、協働して、第２フォトカプラ１９８を構成している。

電流共振制御部１９９では、電流共振制御部１４０と同様、第１コンデンサ１４２に電荷が充電される期間（以下、充電期間と称することがある）と、第１コンデンサ１４２から電荷が放電される期間（以下、放電期間と称することがある）とが、交互に訪れる。

具体的には、充電期間において、定電流源１４７からフィードバック端子１４８を介して第１コンデンサ１４２に電荷が充電されていく。充電が進むにつれて、フィードバック端子１４８の電圧が上昇していく。フィードバック端子１４８の電圧が第１の電圧に達すると、放電期間に切り替わる。放電期間においては、定電流源１４７から第１コンデンサ１４２への電荷の充電は停止される。放電期間においては、第１コンデンサ１４２に充電された電荷は、第７抵抗１４１を介して放電される。放電期間においては、電荷が、第８抵抗１４３および第１フォトトランジスタ１４５を介して、または、第１０抵抗１９６および第２フォトトランジスタ１９７を介して、さらに放電される。放電が進むにつれて、フィードバック端子１４８の電圧が低下していく。フィードバック端子１４８の電圧が第２の電圧に達すると、充電期間に切り替わる。

電流共振制御部１９９における第１コンデンサ１４２の電荷の充電状態は、電流共振制御部１４０と同様に変化する。このため、特性変換回路１９０Ｘでは、特性変換回路１００Ｘと同様に、電圧電流制御回路１６０Ｘの入力電圧に対する出力電圧の比率が調整される。

改めて断っておくが、図４Ａの特性変換回路１００の具体例は、図１３の特性変換回路１００Ｘには限られない。例えば、定電圧源１３１から流出する電流が大きいほど小さいデューティ比が規定され、そのデューティ比に基づいて動作するＤＣＤＣコンバータを特性変換回路内に構成することもできる。図１４の特性変換回路１９０の具体例についても同様である。

また、図４Ａから図７および図１３の第１フィードバック回路１１０および第２フィードバック回路１２０の構成も必須ではない。

本開示に、その他の種々の変更を適用することもできる。例えば、電力システムにおける太陽光発電システムの数は１つであってもよく、３つ以上であってもよい。電力システムは、太陽光発電システムを有していないくてもよい。直流電力変換装置は、パワーステーションに組み込まれていなくてもよい。電力システムは、蓄電装置、貯湯ユニットなどの図示した一部の要素を有していないくてもよい。また、発電部と負荷の接続経路は、図示したものに限られない。例えば、コンセント２６０を省略して第１負荷２５１に電力を供給することも可能である。

本開示は、特性変換回路を開示していると考えることもできる。具体的には、本開示に係る特性変換回路は、電流センサと、電圧電流制御回路と、第１装置と、第２装置と、を含む。電流センサは、特性変換回路の出力電流の検出を行い、検出の結果を表すセンサ出力を出力する。電圧電流制御回路は、ＤＣＤＣコンバータである。電圧電流制御回路の変圧比は、特性変換回路の出力電圧が所定範囲内の値であるときに特性変換回路の出力電力が最大となるように、センサ出力に応じて変更される。第１装置は、センサ出力を用いて、特性変換回路の出力電流の時間変化に応じた第１制御信号を生成する。第２装置は、第１制御信号に応じて、電圧電流制御回路から出力された電流が抵抗成分を経由する電流制限状態を実現する。

本開示は、特性変換回路と燃料電池発電システムとを備えた直流電力供給システムを開示していると考えることもできる。具体的には、特性変換回路には、燃料電池発電システムから出力された直流電力が入力される。特性変換回路は、電流センサと、電圧電流制御回路と、第１装置と、第２装置と、を含む。電流センサは、特性変換回路の出力電流の検出を行い、検出の結果を表すセンサ出力を出力する。電圧電流制御回路は、ＤＣＤＣコンバータである。電圧電流制御回路の変圧比は、特性変換回路の出力電圧が所定範囲内の値であるときに特性変換回路の出力電力が最大となるように、センサ出力に応じて変更される。第１装置は、センサ出力を用いて、特性変換回路の出力電流の時間変化に応じた第１制御信号を生成する。第２装置は、第１制御信号に応じて、電圧電流制御回路から出力された電流が抵抗成分を経由する電流制限状態を実現する。

本開示に係る技術は、太陽光発電システム用に設計された直流電力変換装置と、燃料電池発電システムと、を有する電力システムに利用可能である。

１０ パワーステーション
１１，４３ ＤＣバス
１２，２１，２２，２３，４２，４５ ＤＣＤＣコンバータ
１３，４４ インバータ
２０ 直流電力変換装置
２５ 蓄電装置
２８ 電力切替ユニット
３１，３２ 太陽光発電システム
３６，３７ 太陽光発電パネル
４０ 燃料電池発電システム
４１ 燃料電池
４６ ヒーター
４７ 貯湯ユニット
５１,１７６ ＭＣＵ
５２ 低圧電源
５５ Ｄ１電源
６０ 基板
６１ ＬＣフィルタ
６２ 保護リレー
８０，９０ 分電盤
８１，８２，８３，８５ａ，８５ｂ，８５ｃ，９２，９５ａ，９５ｂ，９５ｃ ブレーカー
８８，８９，９８，９９ 電路
１００，１００Ｘ，１９０，１９０Ｘ 特性変換回路
１１０，１２０ フィードバック回路
１１１，１１２，１２１，１２２，１２３，１３２，１４１，１４３，１７１，１７２，１７３，１８１，１９１，１９６ 抵抗
１１５，１２５ シャントレギュレータ
１１５Ａ，１２５Ａ アノード
１１５Ｋ，１２５Ｋ カソード
１１５ａ，１２５ａ 参照電圧端子
１１５о，１２５о オペアンプ
１１５ｔ，１２５ｔ，１８３ トランジスタ
１２８ 電流センサ
１３０，１３０Ｘ、１９５，１９５Ｘ フィードバック電流供給部
１３１ 定電圧源
１３５，１９２ 発光ダイオード
１４０，１９９ 電流共振制御部
１４２，１６１，１６３ａ，１６３ｂ，１６４，１６７，１７４ コンデンサ
１４５，１９７ フォトトランジスタ
１４６ 制御ＩＣ
１４７ 定電流源
１４８，１４９ａ，１４９ｂ 端子
１５０，１９８ フォトカプラ
１６０，１６０Ｘ 電圧電流制御回路
１６２ａ，１６２ｂ スイッチング素子
１６５ トランス
１６５ａ，１６５ｂ，１６５ｃ 巻線
１６６ａ，１６６ｂ ダイオード
１７０Ａ，１７０Ｂ 第１装置
１７５ 信号比較装置
１８０Ａ，１８０Ｂ 第２装置
１８４ 可変電圧器
２００ 系統電源
２５１，２５２，２５３ 負荷
２６０ コンセント
３００ 電力システム
ｐ１，ｐ２，ｐ３ 接続点

Claims (6)

1. 出力電圧が所定範囲内にあるときに出力電力が最大になる太陽光発電システムに対して、ＭＰＰＴ制御を実行できるように設計された直流電力変換装置と、
   燃料電池発電システムであって、該燃料電池発電システムで生成された直流電力は前記直流電力変換装置に供給される燃料電池発電システムと、
   前記燃料電池発電システムと前記直流電力変換装置とを接続する経路上に設けられた特性変換回路と、を備え、
   前記特性変換回路は、
   前記特性変換回路の出力電流の検出を行い、前記検出の結果を表すセンサ出力を出力する電流センサと、
   ＤＣＤＣコンバータである電圧電流制御回路であって、前記特性変換回路の出力電圧が前記所定範囲内の値であるときに前記特性変換回路の出力電力が最大となるように、前記センサ出力に応じて変圧比が変更される電圧電流制御回路と、
   前記センサ出力を用いて、前記特性変換回路の出力電流の時間変化に応じた第１制御信号を生成する第１装置と、
   前記第１制御信号に応じて、前記電圧電流制御回路から前記直流電力変換装置に流れる電流が抵抗成分を経由する電流制限状態を実現する第２装置と、を含む、
   電力システム。
2. 前記第１装置は、ＲＣ回路と、信号比較装置と、を含み、
   前記信号比較装置は、第１信号と第２信号の比較により前記第１制御信号を生成し、
   前記第１信号は、前記センサ出力に基づいておりかつ前記特性変換回路の出力電流に同期して変化する信号であり、
   前記第２信号は、前記センサ出力に基づいておりかつ前記ＲＣ回路を用いて得られた信号である、
   請求項１に記載の電力システム。
3. 前記第１装置は、ソフトウエアを含み、前記ソフトウエアを用いて前記第１制御信号を生成する、
   請求項１に記載の電力システム。
4. 前記第２装置は、互いに並列接続された電流制限抵抗および制御スイッチを含み、
   前記抵抗成分は、前記電流制限抵抗であり、
   前記電流制限状態は、前記制御スイッチがオフ状態であることにより前記電流制限抵抗に電流が流れている状態である、
   請求項１から３のいずれか一項に記載の電力システム。
5. 前記第２装置は、トランジスタを含み、
   前記電流制限状態は、前記抵抗成分が前記トランジスタに現れるように前記トランジスタが制御され、かつ、前記トランジスタに現れた前記抵抗成分に電流が流れている状態である、
   請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電力システム。
6. 前記電圧電流制御回路は、前記電圧電流制御回路に入力された直流電力のＤＣ−ＡＣ変換と、前記ＤＣ−ＡＣ変換で得られた交流電力のＡＣ−ＤＣ変換と、前記ＡＣ−ＤＣ変換で得られた直流電力の平滑化と、をこの順に実行し、
   前記電圧電流制御回路は、前記平滑化を行うコンデンサを含む、
   請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電力システム。

Images