JP2015176777A - Ｌｅｄ電源装置及びｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力を制限するための制御回路を有するＤＣ／ＤＣコンバータを備えるＬＥＤ電源装置において、ＬＥＤ消灯直前の閃光を防止する。【解決手段】ＬＥＤ電源装置（１）は、第１のコンデンサ（１１４）と、スイッチング素子（２０１）のスイッチング動作により第１のコンデンサの電圧を変圧して第２のコンデンサ（２０４）に充電し、第２のコンデンサから直流出力をＬＥＤ（２）に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）と、スイッチング素子の駆動状態を決定する制御信号を出力する出力制御部（４０）と、制御信号に応じてスイッチング素子を駆動する駆動制御部（３０）と、スイッチング素子の駆動に応じて制御電圧（Ｖｃｃ２）を出力制御部に供給する補助電源部（５０）と、補助電源部による制御電圧の供給能力が低下した場合に第２のコンデンサから補助電源部に電流を供給するバイパス回路（６０）を備える。【選択図】 図１

Description

本発明はＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。

特許文献１は、消灯状態から点灯状態に切り替わる際に発生する閃光を低減するＬＥＤ点灯装置を開示する。そのＬＥＤ点灯装置は、ＬＥＤに駆動電流を供給する絶縁型フライバックコンバータと、検出されたＬＥＤの順方向電流が目標値となるようにスイッチング動作を制御する制御回路部を備える。制御回路部は、消灯状態のＬＥＤを点灯させるために絶縁型フライバックコンバータのスイッチング動作を開始させた時点からＬＥＤへの印加電圧が点灯開始電圧に増加するまでの間に、スイッチング素子のオン時間が長い第１のスイッチング期間を設けた後、オン時間が短い第２のスイッチング期間を設ける。

特開２０１３−６９７６６号公報

ところで、特許文献１のようなフライバックコンバータ等のスイッチング電源回路を用いるＬＥＤ電源装置においては、点灯開始だけでなく消灯時にも閃光が発生し得る。これは、入力電源がオフされた時に、スイッチング素子を駆動するための駆動回路（ドライバＩＣ等）よりも、スイッチング電源回路の出力を制限するための制御回路（オペアンプ等）が先に停止することにより、駆動回路が制御回路によって出力制限されない状態でスイッチング素子が駆動されることに起因する。これにより、消灯直前にスイッチング電源回路が最大出力状態となり、スイッチング電源回路の前段に設けられたコンデンサの電荷が一気に放電されて閃光が発生する。しかし、このようなＬＥＤ消灯時の閃光は、点灯開始時の閃光とは異なり、照明を消して暗くするというユーザの意図に反する現象であり、ユーザにおける視覚的違和感は点灯開始時の閃光よりも大きいものとなる。またさらに、消灯前の閃光によりユーザの目に与えられた残光により、ユーザの目が消灯後の暗さに適応するのに時間がかかり、不快感がもたらされる。このように、消灯直前の閃光によってユーザには視覚的違和感、不快感等がもたらされてしまう。

そこで、本発明は、出力を制限するための制御回路を有するＤＣ／ＤＣコンバータを備えるＬＥＤ電源装置において、ＬＥＤ消灯直前の閃光を防止する構成を提供することを課題とする。

本発明のＬＥＤ電源装置は、第１のコンデンサと、スイッチング素子のスイッチング動作により第１のコンデンサの電圧を変圧して第２のコンデンサに充電し、第２のコンデンサから直流出力をＬＥＤに供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、スイッチング素子の駆動状態を決定する制御信号を出力する出力制御部と、制御信号に応じてスイッチング素子を駆動する駆動制御部と、スイッチング素子の駆動に応じて制御電圧を出力制御部に供給する補助電源部と、補助電源部による制御電圧の供給能力が低下した場合に第２のコンデンサから補助電源部に電流を供給するバイパス回路を備える。

本発明のＬＥＤ電源装置によると、スイッチング素子の駆動に応じて制御電圧を出力制御部に供給する補助電源部による制御電圧の供給能力が低下した場合に、バイパス回路が第２のコンデンサから補助電源部に電流を供給する。したがって、入力電源遮断後における出力制御部の制御電圧の残存時間を長くすることができ、出力制御部が駆動制御部よりも先に動作を停止することに起因するＬＥＤ消灯直前の閃光が防止される。また、上記制御電圧が出力制御部の動作停止電圧未満となるまでに充分な時間を経過させることができるので、出力制御部が駆動制御部よりも先に動作を停止したとしても、出力制御部の動作停止時点での第１のコンデンサの残電圧は閃光を生じさせるほどのエネルギーとはならない。このように、いずれの場合であっても、消灯動作中に出力制御部による出力制限機能が確保されるので、ＬＥＤ消灯直前の閃光は発生しない。したがって、出力を制限するための制御回路を有するＤＣ／ＤＣコンバータを備えるＬＥＤ電源装置において、ＬＥＤ消灯直前の閃光の効果的な防止が実現される。またさらに、ＬＥＤ消灯時に第２のコンデンサの電荷がバイパス回路によって放電されてからＬＥＤ電源装置が停止するので、消灯後にＬＥＤ電源装置の出力端子間に高電圧が発生せず、ＬＥＤ電源装置の使用における安全性が向上する。

上記ＬＥＤ電源装置の第１の形態として、補助電源部が、スイッチング素子の駆動に応じて補助電圧を生成する回路、及び補助電圧から制御電圧を生成するレギュレータ回路を備え、バイパス回路が、補助電圧が所定値未満となった場合に第２のコンデンサからレギュレータ回路の入力端に電流を供給するように構成される。この構成によると、第２のコンデンサからの電流がレギュレータ回路の入力側に供給されるので、レギュレータ回路による精度の高い電圧供給能力が最大限発揮され、消灯直前の過渡的な動作においても出力制御部が高い精度で動作することができる。

また、上記ＬＥＤ電源装置の第２の形態として、補助電源部が、スイッチング素子の駆動に応じて補助電圧を生成する回路、及び補助電圧から制御電圧を生成するレギュレータ回路を備え、バイパス回路が、制御電圧が所定値未満となった場合に第２のコンデンサからレギュレータ回路の出力端に電流を供給するように構成される。この構成によると、第２のコンデンサからの電流がレギュレータ回路の出力側に供給されるので第２のコンデンサの残電圧を制御電圧の生成に最大限利用することができ、より長い時間にわたって出力制御部の動作を確保することができる。

具体的には、バイパス回路はトランジスタ、ツェナーダイオード及び抵抗を含み、トランジスタのコレクタ端子が第２のコンデンサの高電位端に接続される。エミッタ端子は、第１の形態ではレギュレータ回路の入力端に接続され、第２の形態ではレギュレータ回路の出力端に接続される。ベース端子がツェナーダイオードのカソードに接続され、ツェナーダイオードのアノードが第２のコンデンサの低電位端に接続され、抵抗がコレクタ端子とベース端子の間に接続される。これにより、簡素な構成により、バイパス回路が構成され、少ない追加部品でＬＥＤ消灯時の閃光を防止できる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータがトランスを有する絶縁型フライバックコンバータからなり、トランスの一次主巻線にＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路が接続され、トランスの二次主巻線にＤＣ／ＤＣコンバータの二次側回路が接続され、トランスの補助巻線に補助電源部が接続される。このように、本発明のＬＥＤ電源装置は、一次側回路と二次側回路の基準電位が異なる絶縁型フライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて好適に適用される。

本発明のＬＥＤ照明装置は、上記のＬＥＤ電源装置と、ＬＥＤとを備える。上記効果を有するＬＥＤ電源装置が採用されるので、消灯時の視覚的違和感、不快感を解消することができるＬＥＤ照明装置が実現される。

本発明の第１の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す図である。 比較例によるＬＥＤ電源装置の動作を説明する図である。 第１の実施形態によるＬＥＤ電源装置の動作を説明する図である。 本発明の第２の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す図である。 第２の実施形態によるＬＥＤ電源装置の動作を説明する図である。

実施形態１．
図１に、本発明の第１の実施形態に係るＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路構成図を示す。ＬＥＤ照明装置３はＬＥＤ電源装置１及びＬＥＤ２を含む。交流電源ＡＣからの入力電圧がＬＥＤ電源装置１の入力端子Ｔ１及びＴ２に入力され、ＬＥＤ電源装置１の高電位出力端子Ｔ３及び低電位出力端子Ｔ４からの直流出力がそれぞれ配線Ｗ１及びＷ２を介してＬＥＤモジュール２の端子Ｔ５及びＴ６に供給される。ＬＥＤ電源装置１の端子Ｔ７及びＴ８からは、調光器からの調光指令信号が入力される。

ＬＥＤ電源装置１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、駆動制御部３０、出力制御部４０、補助電源部５０、及びバイパス回路６０を備える。ＬＥＤ２は、端子Ｔ５と端子Ｔ６間に直列接続された複数のＬＥＤ素子を含む。なお、ＬＥＤ電源装置１とＬＥＤ２とは、１つの筐体において一体化されていてもよいし、２つの筐体において別体として構成されていてもよい。本明細書における説明において、各回路又は構成要素が上記のどのブロックに属するかは便宜的なものであり、本発明を拘束するものではない。

ＡＣ／ＤＣ変換部１０は、全波整流器１０１、入力コンデンサ１０２、力率改善回路（以下、「ＰＦＣ」という）１１０、及び必要に応じて全波整流器１０１の前段に電流ヒューズ、ノイズフィルタ等を備える。入力交流電圧が全波整流器１０１によって全波整流され、入力コンデンサ１０２に発生する脈流電圧がＰＦＣ１１０に供給される。ＰＦＣ１１０は、インダクタ１１１、スイッチング素子１１２、ダイオード１１３、コンデンサ１１４（第１のコンデンサ）及びＰＷＭ制御回路１１５を含む。以降の説明において、コンデンサ１１４の負極側電極と同電位のノードを一次側グランドというものとする。

スイッチング素子１１２はＰＷＭ制御回路１１５によって高周波スイッチングによりＰＷＭ制御され、これにより入力力率が改善される。スイッチング素子１１２がオンの期間においては、全波整流器１０１からの脈流電圧がインダクタ１１１及びスイッチング素子１１２に流れることによりインダクタ１１１にエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子１１２がオフの期間においては、インダクタ１１１に蓄えられているエネルギーがダイオード１１３を介してコンデンサ１１４に充電される。これにより、コンデンサ１１４には入力電源電圧から昇圧された電圧が充電される。ＰＷＭ制御回路１１５は、ＰＷＭ制御におけるオン幅を適宜制御してスイッチング素子１１２をＰＷＭ駆動する。この動作によりＰＦＣ１１０は、昇圧された直流電圧を出力する。なお、コンデンサ１１４は、ＬＥＤ電源装置１の定格電力に応じて１μＦ〜１０００μＦ程度、好ましくは１０μＦ〜１００μＦ程度の電解コンデンサであればよい。

本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は絶縁型フライバックコンバータからなる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、スイッチング素子２０１、トランス２０２、ダイオード２０３、及びコンデンサ２０４（第２のコンデンサ）を含み、必要に応じて消磁用の抵抗２０５及びコンデンサ２０６を備える。コンデンサ２０４は、例えば、１μＦ〜１０００μＦ、好ましくは１０μＦ〜１００μＦ程度の電解コンデンサであればよい。コンデンサ２０４の負極側電極と同電位のノードを二次側グランドというものとする。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０において、スイッチング素子２０１、トランス２０２の一次主巻線Ｎ１、抵抗２０５及びコンデンサ２０６が一次側回路を構成し、トランス２０２の二次主巻線Ｎ２、ダイオード２０３及びコンデンサ２０４が二次側回路を構成する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０において、スイッチング素子２０１のオン期間にコンデンサ１１４からのエネルギーがトランス２０２の一次主巻線Ｎ１に蓄積され、スイッチング素子２０１のオフ期間にそのエネルギーがトランス２０２の二次主巻線Ｎ２側からダイオード２０３を介してコンデンサ２０４に充電される。降圧比は一次主巻線Ｎ１に対する二次主巻線Ｎ２の巻数比によって決まり、出力電流はスイッチング素子２０１のＰＷＭ制御におけるオンデューティ（オン幅）によって決まる。スイッチング素子２０１は、駆動制御部３０によって駆動される。なお、以降の説明において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電流を「出力電流Ｉｏｕｔ」といい、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧を「出力電圧Ｖｏｕｔ」という。なお、以下の実施形態においては、出力電流ＩｏｕｔはＬＥＤ電流に等しく、出力電圧ＶｏｕｔはＬＥＤ電圧に等しい。

駆動制御部３０は駆動制御ＩＣからなる（以下、「駆動制御ＩＣ３０」ともいう）。駆動制御ＩＣ３０の基準電位は一次側グランドであり、後述する一次側制御電圧Ｖｃｃ１を受けて動作する。駆動制御ＩＣ３０は、フォトカプラ４１７のフォトトランジスタのコレクタ端子に接続されるＦＢ端子（ＦＢ）、スイッチング素子２０１のゲート端子に接続された出力端子（ＯＵＴ）等を有する。駆動制御ＩＣ３０の内部では、ＦＢ端子は内部基準電圧源３０１（例えば５Ｖの定電圧源）に抵抗３０２を介して接続され、ＯＵＴ端子がゲート回路３０３に接続される。ゲート回路３０３では、ＦＢ端子の入力電圧に応じて、出力端子からのゲート信号のパルス幅が決定される。具体的には、駆動制御ＩＣ３０では、ＦＢ端子の入力電圧（制御信号）の増加に対してゲート信号のパルス幅が増加するように構成されているものとし、これにより（コンデンサ１１４の電圧が一定であれば）ＦＢ端子の入力電圧の増加に対して出力電流Ｉｏｕｔは増加する。ＦＢ端子の入力電圧を決定するフォトカプラ４１７のフォトトランジスタの出力状態は出力制御部４０によって決定される。

出力制御部４０は、定電流制御回路４１０及び調光制御回路４２０を含み、駆動制御部３０によるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力を制限するよう機能する。出力制御部４０の基準電位は二次側グランドであり、後述する二次側制御電圧Ｖｃｃ２の供給を受けて動作する。

定電流制御回路４１０は、電流検出抵抗４１１、オペアンプ４１２、抵抗４１３〜４１６、及びフォトカプラ４１７を含む。なお、オペアンプ４１２の周辺には、必要に応じてさらに抵抗が接続される。

電流検出抵抗４１１は二次側グランドと低電位側出力端子Ｔ４の間に挿入された低抵抗素子からなり、出力電流Ｉｏｕｔに比例した電圧が電流検出抵抗４１１に発生する。
オペアンプ４１２は出力電流Ｉｏｕｔを一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプである。すなわち、スイッチング素子２０１は、出力制御部４０による定電流制御によって駆動制御部３０を介してＰＷＭ制御される。オペアンプ４１２の負入力端子（−）には電流検出抵抗４１１によって検出された電流検出値が抵抗（不図示）を介して入力され、正入力端子（＋）には出力電流Ｉｏｕｔの目標値に対応する電流基準値が入力される。電流基準値は、全光点灯時においては、二次側制御電圧Ｖｃｃ２の抵抗４１３及び４１４による分圧値となり、調光時には、調光制御回路４２０によって調整される。オペアンプ４１２の負入力端子と出力端子間には帰還抵抗４１５が接続される。オペアンプ４１２の出力端子は抵抗４１６を介してフォトカプラ４１７のフォトダイオードのカソードに接続され、フォトカプラ４１７のフォトダイオードのアノードには二次側制御電圧Ｖｃｃ２が供給される。オペアンプ４１２は、負入力端子に入力される電流検出値と、正入力端子に入力される電流基準値との誤差を増幅して出力する。言い換えると、オペアンプ４１２は電流検出値が電流基準値に一致するように上記ＰＷＭ制御におけるオン幅を決定することになる。

調光制御回路４２０は、ＡＣフォトカプラ４２１、抵抗４２２、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）４２３、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）４２４を含む。なお、ＭＣＵ４２３及びＤＡＣ４２４の周辺には、必要に応じてさらに抵抗、コンデンサ等が接続される。ＡＣフォトカプラ４２１は入力側の逆並列接続されたフォトダイオードと出力側のフォトトランジスタを内蔵する。ＡＣフォトカプラ４２１は、外部の調光器からの調光指令信号（本実施形態では、調光指令信号はデューティ比が調光率に対応するＰＷＭ調光信号であるものとする）をレベル変換する。ＡＣフォトカプラ４２１によってレベル変換されたＰＷＭ調光信号はＭＣＵ４２３に入力される。ＭＣＵ４２３は入力された信号に応じて調光率を演算し、演算された調光率に応じたデジタルの電流基準値を出力する。ＭＣＵ４２３からのデジタルの電流基準値はＤＡＣ４２４によってアナログ変換され、そのアナログ値が抵抗（不図示）を介して電流基準値として定電流制御回路４１０（オペアンプ４１２）に出力される。これにより、調光制御回路４２０、定電流制御回路４１０及び駆動制御部３０を介して、外部の調光器からの調光指令信号に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が定電流制御される。

本実施形態においては、電流検出値が電流基準値よりも小さいと、オペアンプ４１２の出力端子電圧はハイ側に振れ、フォトカプラ４１７のフォトダイオードに流れる電流が減少するとともにフォトトランジスタからの出力電流も減少する。一方、電流検出値が電流基準値よりも大きいと、オペアンプ４１２の出力端子電圧はロー側に振れ、フォトカプラ４１７のフォトダイオードに流れる電流が増加するとともにフォトトランジスタからの出力電流も増加する。上述したように、駆動制御ＩＣ３０はフォトカプラ４１７のフォトトランジスタの出力電流の減少（ＦＢ端子電圧の増加）に対してＰＷＭ制御のパルス幅を増加させるように構成されている。したがって、電流検出値が電流基準値よりも小さいと、オペアンプ４１２はスイッチング素子２０１のＰＷＭ制御のパルス幅を増加させる方向、すなわち出力電流Ｉｏｕｔを増大させる方向に作用する。逆に、電流検出値が電流基準値よりも大きいと、オペアンプ４１２はスイッチング素子２０１のＰＷＭ制御のパルス幅を減少させる方向、すなわち出力電流Ｉｏｕｔを低下させる方向に作用する。これにより、通常点灯時には出力電流Ｉｏｕｔのフィードバックによる定電流制御が行われる。

補助電源部５０は、一次側の補助電源回路５１０及び二次側の補助電源回路５２０を含む。補助電源回路５１０は、トランス２０２の一次側補助巻線Ｎ３、ダイオード５１１、コンデンサ５１２を含む。一次主巻線Ｎ１に対する一次側補助巻線Ｎ３の巻数比に応じた電圧が一次側補助巻線Ｎ３に発生する。一次側補助巻線Ｎ３に発生する電圧はダイオード５１１及びコンデンサ５１２によって整流及び平滑され、駆動制御ＩＣ３０の制御電源となる。なお、コンデンサ５１２の電圧を一次側制御電圧Ｖｃｃ１というものとする。

補助電源回路５２０は、トランス２０２の二次側補助巻線Ｎ４、ダイオード５２１、コンデンサ５２２、及び三端子レギュレータ５２３（レギュレータ回路）を含む。一次主巻線Ｎ１に対する二次側補助巻線Ｎ４の巻数比に応じた電圧が二次側補助巻線Ｎ４に発生する。二次側補助巻線Ｎ４に発生する電圧はダイオード５２１及びコンデンサ５２２によって整流及び平滑され、この平滑された電圧が、三端子レギュレータ５２３で降圧及び安定化される。なお、三端子レギュレータ５２３の入力電圧を二次側補助電圧Ｖｓといい、三端子レギュレータ５２３の出力電圧を二次側制御電圧Ｖｃｃ２というものとする。本実施形態では、５Ｖの二次側制御電圧Ｖｃｃ２が出力制御部４０に供給される。

バイパス回路６０は、トランジスタ６０１、ツェナーダイオード６０２及び抵抗６０３を含む。トランジスタ６０１のコレクタ端子がコンデンサ２０４の高電位端（正極端）に接続され、エミッタ端子がコンデンサ５２２の正極端、すなわち三端子レギュレータ５２３の入力端に接続される。トランジスタ６０１のベース端子はツェナーダイオード６０２のカソードに接続され、ツェナーダイオード６０２のアノードは二次側グランドに接続される。抵抗６０３はトランジスタ６０１のコレクタ端子とベース端子の間に接続される。

ツェナーダイオード６０２のツェナー電圧は、三端子レギュレータ５２３の動作可能電圧（すなわち、定電圧を出力可能な入力電圧）よりも高く、かつ点灯時の二次側補助電圧Ｖｓよりも低い値に設定される。例えば、ツェナーダイオード６０２のツェナー電圧は、三端子レギュレータ５２３の動作可能電圧よりも１Ｖ〜１０Ｖ程度高い値であればよい。これにより、補助電源回路５２０の二次側補助電源生成能力が低下すると、トランジスタ６０１がオンし、コンデンサ２０４からトランジスタ６０１を介して補助電源回路５２０に電流が供給される。

本実施形態では、ツェナーダイオード６０２のツェナー電圧は１３Ｖであり、抵抗６０３は２２０ｋΩである。バイパス回路６０において、トランジスタ６０１のエミッタ端子電圧、すなわち、コンデンサ５２２の電圧がツェナーダイオード６０２のツェナー電圧よりも約０．５Ｖ以上低くなると、トランジスタ６０１がオンする。したがって、上記の場合、コンデンサ５２２の電圧が１２．５Ｖ程度を下回ると、トランジスタ６０１がオンする。

次にＬＥＤ電源装置１の動作を説明する。まず、図２に比較例によるＬＥＤ電源装置の入力電源オフ時（すなわち、消灯動作時）の各部波形を示す。比較例によるＬＥＤ電源装置は、上記ＬＥＤ電源装置１からバイパス回路６０を除いたものである。すなわち、二次側補助電源Ｖｃｃは、全てＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング動作によって賄われる。図２は、（ａ）コンデンサ１１４の平滑電圧Ｖｄｃ、（ｂ）一次側制御電圧Ｖｃｃ１、（ｃ）二次側補助電圧Ｖｓ（実線）及び二次側制御電圧Ｖｃｃ２（破線）、（ｄ）駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂ、並びに（ｅ）出力電流Ｉｏｕｔ（すなわちＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間である。なお、図は模式図であり、寸法通りではない。

時刻ｔ１までは、平滑電圧Ｖｄｃは４００Ｖ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は１８Ｖ、二次側補助電圧Ｖｓは１８Ｖ、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖ、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは１．３Ｖ、出力電流Ｉｏｕｔは３００ｍＡであるものとする。全光時の出力電流は６００ｍＡであり、本例では、５０％の調光状態で入力電源がオフされる場合が例示される。なお、比較例及び各実施形態では、一次側の補助電源回路５１０の電圧供給能力は補助電源回路５２０のものとほぼ同等であり、出力制御部４０の消費電力は駆動制御部３０の消費電力よりも大きいものとする。

時刻ｔ１において、入力電源ＡＣがオフされる。これにより、平滑電圧Ｖｄｃが低下し始め、二次側補助電圧Ｖｓも低下し始める。一方、三端子レギュレータ５２３の入力電圧は動作可能電圧よりも高いので正常な動作を継続し、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は通常点灯時と同様に５Ｖに維持される。また、一次側制御電圧Ｖｃｃ１も駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（例えば８Ｖ程度）よりも高いので通常点灯時と同様に動作を継続し、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは時刻ｔ１以前と同様に１．３Ｖに維持される。ただし、平滑電圧Ｖｄｃの低下に伴い出力電流Ｉｏｕｔは減少していく。

時刻ｔ２において、一次側制御電圧Ｖｃｃ１が駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（８Ｖ程度）以上である一方で、二次側補助電圧Ｖｓが三端子レギュレータ５２３の動作可能電圧（６Ｖ程度）を下回ることにより、二次側制御電圧Ｖｃｃ２が低下を開始する。これにより、フォトカプラ４１７のフォトダイオード及びフォトトランジスタの電流が減少し、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂが上昇を開始する。

時刻ｔ２〜ｔ３において、時刻ｔ２以降のＦＢ端子電圧Ｖｆｂの上昇に応じて、駆動制御ＩＣ３０がＰＷＭ制御におけるオン幅を増加させ、出力電流Ｉｏｕｔが急峻に上昇する。この出力電流Ｉｏｕｔの急峻な上昇が閃光となる。時刻ｔ２〜ｔ３の閃光点灯により、コンデンサ１１４の電荷が一気に放電され、平滑電圧Ｖｄｃは瞬時に低下する。これにより、時刻ｔ３において、ＬＥＤ２は消灯し、ＬＥＤ電源装置１は完全に停止する。なお、本例においては、時刻ｔ１〜ｔ２は数１００ｍ秒であり、時刻ｔ２〜ｔ３は数ｍ秒程度である。

図３に、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１の入力電源オフ時（すなわち、消灯動作時）の各部波形を示す。図２と同様に、図３は、（ａ）コンデンサ１１４の平滑電圧Ｖｄｃ、（ｂ）一次側制御電圧Ｖｃｃ１、（ｃ）二次側補助電圧Ｖｓ（実線）及び二次側制御電圧Ｖｃｃ２（破線）、（ｄ）駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂ、並びに（ｅ）出力電流Ｉｏｕｔ（すなわちＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間である。なお、図は模式図であり、寸法通りではない。

図２の例と同様に、時刻ｔ１までは、平滑電圧Ｖｄｃは４００Ｖ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は１８Ｖ、二次側補助電圧Ｖｓは１８Ｖ、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖ、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは１．３Ｖ、出力電流Ｉｏｕｔは３００ｍＡである。全光時の出力電流は６００ｍＡであり、５０％の調光状態で入力電源がオフされた状態が例示される。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは３５Ｖ〜９０Ｖ程度となる。

時刻ｔ１において、入力電源ＡＣがオフされる。これにより、平滑電圧Ｖｄｃが低下し始め、二次側補助電圧Ｖｓも低下し始める。一方、三端子レギュレータ５２３の入力電圧は動作可能電圧よりも高いので正常な動作を継続し、二次側制御電圧Ｖｃｃは通常点灯時と同様に５Ｖに維持される。また、一次側制御電圧Ｖｃｃ１も駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（例えば８Ｖ程度）よりも高いので通常点灯時と同様に動作を継続し、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは時刻ｔ１以前と同様に１．３Ｖに維持される。ただし、平滑電圧Ｖｄｃの低下に伴い出力電流Ｉｏｕｔは減少していく。

時刻ｔ２において、二次側補助電圧Ｖｓが１２．５Ｖを下回ると、バイパス回路６０が動作を開始する。すなわち、トランジスタ６０１がオンし始め、二次側補助電圧Ｖｓを補充し始める。これにより、その後、二次側補助電圧Ｖｓが１２．５Ｖに維持されるとともに、二次側制御電圧Ｖｃｃ２も５Ｖに維持される。したがって、出力制御部４０が正常に動作するので、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂも１．３Ｖに維持される。

時刻ｔ３において、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（８Ｖ）を下回り、駆動制御ＩＣ３０及びＤＣ／ＤＣコンバータ２０は動作を停止する。一方、この時点で、二次側補助電圧Ｖｓは三端子レギュレータ５２３の動作可能電圧以上であり、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖに維持され、出力制御部４０は動作を継続する。

時刻ｔ４において、コンデンサ２０４の電圧の低下により、バイパス回路６０の電流供給能力が低下し始め、二次補助電圧Ｖｓが低下を開始する。なお、時刻ｔ４における事象は、コンデンサ２０４の容量が小さい場合には時刻ｔ３よりも前に起こり得る。

時刻ｔ５において、二次側制御電圧Ｖｃｃが５Ｖを下回る。その後、二次側制御電圧Ｖｃｃが出力制御部４０の動作可能電圧を下回った時点で、ＬＥＤ電源装置１の動作が全て停止する。

このように、入力電源オフ時に、平滑電圧Ｖｄｃが低下していく過程において、一次側制御電圧Ｖｃｃ１が時刻ｔ１以降に単調に降下して時刻ｔ４で駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧未満となる。一方、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は時刻ｔ１〜時刻ｔ５において三端子レギュレータ５２３の動作可能電圧以上で一定に維持される。したがって、入力電源遮断後に出力制御部４０が駆動制御部３０よりも後に動作を停止する。

なお、上記においては、調光率が５０％の場合について説明したが、本発明は他の調光率における消灯動作についても同様に実施できる。ただし、調光率が浅い（明るい）場合又は全光時には、入力電源ＡＣの遮断直後のスイッチング素子２０１の駆動によりコンデンサ１１４の電圧が直ちに放電されるのでコンデンサ１１４の残電圧をエネルギー源とする閃光は起こりにくい。言い換えると、調光が浅い場合には、二次側補助電圧Ｖｓを保持するコンデンサ５２２の放電よりもコンデンサ１１４の放電の方が速く進むので、出力制御部４０が動作停止する以前に閃光点灯のためのエネルギーが尽きることになる。

以上のように、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１によると以下の効果が得られる。
（１）ＬＥＤ消灯直前の閃光防止
ＬＥＤ電源装置１は、二次側補助電圧Ｖｓが所定値未満となった場合にコンデンサ２０４から三端子レギュレータ５２３の入力端に電流を供給するバイパス回路６０を備える。したがって、入力電源遮断後の二次側制御電圧Ｖｃｃ２の残存時間を長くすることができ、出力制御部４０が駆動制御部３０よりも先に動作を停止することに起因するＬＥＤ消灯直前の閃光が防止される。また、本実施形態によると、二次側制御電圧Ｖｃｃ２が出力制御部４０の動作可能電圧を下回るまでに充分な時間を経過させることができる。したがって、出力制御部４０が駆動制御部３０よりも先に動作を停止したとしても、出力制御部４０の停止時点でのコンデンサ１１４の残電圧は閃光を生じさせるほどのエネルギーとはならない。このように、いずれの場合であっても、消灯動作において出力制御部４０による出力制限機能が有効化されるので、ＬＥＤ消灯直前の閃光は発生しない。

（２）ＬＥＤ消灯後の安全性向上
入力電源遮断後のＬＥＤ電源装置１の動作によると、ＬＥＤ消灯時に出力側のコンデンサ２０４の電荷がバイパス回路６０によって放電される。したがって、ＬＥＤ消灯後に出力端子Ｔ３−Ｔ４間に高電圧が発生せず、ＬＥＤ電源装置１及びＬＥＤ照明装置３の使用における安全性が向上する。

（３）簡素な構成
本実施形態によって追加されたバイパス回路６０は、トランジスタ、ツェナーダイオード及び抵抗だけで構成される。特に、ＤＣ／ＤＣコンバータが一次側回路と二次側回路の基準電位が異なる絶縁型フライバックコンバータである場合においても、簡素な構成でバイパス回路を導入することができ、ＬＥＤ電源装置１の小型化及び低コスト化に貢献する。

（４）精度の高い制御電圧
本実施形態によると、コンデンサ２０４からの電流が三端子レギュレータ５２３の入力側に供給されるので、三端子レギュレータ５２３による精度の高い電圧供給能力を最大限発揮させることができる。これにより、消灯直前の過渡的な動作状態においても出力制御部４０が高精度に動作される。

実施形態２．
上記第１の実施形態では、バイパス回路が三端子レギュレータ５２３の入力端に接続される構成を示したが、本実施形態では、バイパス回路が三端子レギュレータ５２３の出力端に接続される構成を示す。

図４に、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路構成図を示す。なお、図１に示す第１の実施形態と同様の構成要素には同様の符号を付し、その説明を省略する。本実施形態は、補助電源部５０に対するバイパス回路の接続が第１の実施形態と異なる。

図４に示すように、本実施形態のバイパス回路６１は、トランジスタ６１１、ツェナーダイオード６１２及び抵抗６１３を含む。トランジスタ６１１のコレクタ端子がコンデンサ２０４の高電位端（正極端）に接続され、エミッタ端子が三端子レギュレータ５２３の出力端に接続される。トランジスタ６１１のベース端子はツェナーダイオード６１２のカソードに接続され、ツェナーダイオード６１２のアノードが二次側グランドに接続される。抵抗６１３はトランジスタ６１１のコレクタ端子とベース端子の間に接続される。

本実施形態では、ツェナーダイオード６１２のツェナー電圧は５．１Ｖであり、抵抗６１３は２２０ｋΩである。バイパス回路６１において、トランジスタ６１１のエミッタ端子電圧がツェナーダイオード６１２のツェナー電圧よりも０．５Ｖ程度低くなると、トランジスタ６０１がオンする。したがって、二次側補助電圧Ｖｓが三端子レギュレータ５２３の動作可能電圧未満となった後に三端子レギュレータ５２３の出力電圧が４．６Ｖ程度を下回ると、トランジスタ６１１がオンする。すなわち、補助電源回路５２０の二次側補助電源Ｖｓの生成能力が低下すると、トランジスタ６１１がオンし、コンデンサ２０４からトランジスタ６１１を介して補助電源回路５２０に電流が供給される。

ここで、通常動作時にはバイパス回路６１を動作させずに、三端子レギュレータ５２３の出力電圧を二次側制御電圧Ｖｃｃとすることが制御電圧の精度の観点から望ましい。そのためには、ツェナーダイオード６１２のツェナー電圧が、三端子レギュレータ５２３の出力電圧（例えば、５Ｖ）にトランジスタ６１１のエミッタ−ゲート間電圧（例えば、０．５Ｖ）を加えた値（例えば、５．５Ｖ）よりも小さくする必要がある。また、バイパス回路６１の動作時に出力制御部４０の動作を確保するために、ツェナーダイオード６１２のツェナー電圧が、出力制御部４０を構成するオペアンプ４２２等の動作可能電圧（例えば、３Ｖ）以上とする必要がある。

なお、本実施形態では、バイパス回路６１が動作している間は、上述したように、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は三端子レギュレータ５２３の出力設定電圧（５Ｖ）以下の４．６Ｖとなる。そして、バイパス回路６１の供給電圧精度は、三端子レギュレータ５２３ほどは高くはない。これにより、出力制御部４０からの制御信号の電圧精度が低下するものの、ＬＥＤ消灯時の閃光防止の状況では、この制御信号の電圧精度の低下は大きな問題とならない。

図５に、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１の入力電源オフ時（すなわち、消灯動作時）の各部波形を示す。図５は、（ａ）コンデンサ１１４の平滑電圧Ｖｄｃ、（ｂ）一次側制御電圧Ｖｃｃ１、（ｃ）二次側補助電圧Ｖｓ（破線）及び二次側制御電圧Ｖｃｃ２（実線）、（ｄ）駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂ、並びに（ｅ）出力電流Ｉｏｕｔ（すなわちＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間である。なお、図は模式図であり、寸法通りではない。

図３の例と同様に、時刻ｔ１までは、平滑電圧Ｖｄｃは４００Ｖ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は１８Ｖ、二次側補助電圧Ｖｓは１８Ｖ、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖ、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは１．３Ｖ、出力電流Ｉｏｕｔは３００ｍＡである。全光時の出力電流は６００ｍＡであり、５０％の調光状態で入力電源がオフされた状態が例示される。

時刻ｔ１において、入力電源ＡＣがオフされる。これにより、平滑電圧Ｖｄｃが低下し始め、二次側補助電圧Ｖｓが低下し始める。一方、三端子レギュレータ５２３は正常な動作を継続するので、二次側制御電圧Ｖｃｃは通常点灯時と同様に５Ｖに維持される。また、駆動制御ＩＣ３０も通常点灯時と同様に動作を継続するので、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは時刻ｔ１以前と同様に１．３Ｖに維持されるが、平滑電圧Ｖｄｃの低下に伴い出力電流Ｉｏｕｔは減少していく。

時刻ｔ２において、二次側補助電圧Ｖｓが５Ｖ程度となり、二次側制御電圧Ｖｃｃ１が４．６Ｖを下回ると、バイパス回路６１が動作を開始する。すなわち、トランジスタ６１１がオンし始め、二次側制御電圧Ｖｃｃ２を補充し始める。これにより、二次側制御電圧Ｖｃｃ２が４．６Ｖに維持される。したがって、出力制御部４０はある程度正常に動作するので、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂも１．３Ｖ付近に維持される。

時刻ｔ３において、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は駆動制御ＩＣ３０の動作停止電圧（例えば、８Ｖ程度）を下回り、駆動制御部３０及びＤＣ／ＤＣコンバータ２０は動作を停止する。一方、この時点で、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は４．６Ｖを維持しているので、出力制御部４０は動作を継続する。

時刻ｔ４において、コンデンサ２０４の電圧の低下により、バイパス回路６０の電流供給能力が低下し始め、その後、二次側制御電圧Ｖｃｃが出力制御部４０の動作可能電圧未満となった時点で、ＬＥＤ電源装置１の動作が全て停止する。

以上のように、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１は、二次側制御電圧Ｖｃｃ２が所定値未満となった場合にコンデンサ２０４から三端子レギュレータ５２３の出力端に電流を供給するバイパス回路６１を備える。本実施形態によると、第１の実施形態に関して上述した効果（１）〜（３）及び以下の効果（５）が得られる。

（５）出力制御部の動作時間の増大
本実施形態によると、コンデンサ２０４からの電流が三端子レギュレータ５２３の出力側に供給されるので、入力側に供給される構成と比べて低いツェナー電圧のツェナーダイオード６１２が採用される。これにより、コンデンサ２０４の残電圧を二次側制御電圧Ｖｃｃ２の生成に最大限利用することができ、出力制御部４０の動作をより長い時間にわたって確保することができる。

＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。

（１）ＡＣ／ＤＣ変換部１０の変形
上記実施形態においては、ＡＣ／ＤＣ変換部１０を力率改善回路１１０で構成したが、ＡＣ／ＤＣ変換部１０は全波整流器１０１及びコンデンサ１１４からなる所謂コンデンサインプット型の回路であっても、本発明の有利な効果が得られる。

（２）ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の変形
上記各実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０として、フライバックコンバータを示したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は他の方式のコンバータからなるスイッチング電源回路であってもよい。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、フォワード型コンバータ、非絶縁型の降圧チョッパ回路等であってもよい。

（３）出力制御部４０の変形
上記各実施形態においては、出力制御部４０が定電流制御（電流フィードバック制御）を行う構成を示したが、駆動制御部３０の出力を制限できれば定電流制御は行われなくてもよい。例えば、出力制御部４０が出力電流をフィードフォワード制御する構成であっても本発明の有利な効果を享受できる。

（４）補助電源部５０の変形
上記各実施形態においては、二次側補助電圧Ｖｓから二次側制御電圧Ｖｃｃ２を生成するレギュレータ回路として三端子レギュレータ５２３を用いたが、バイパス回路６０及び６１において示したようなシリーズレギュレータによる降圧回路を用いてもよいし、降圧チョッパ回路、リンギングチョークコンバータ回路等を用いてもよい。また、上記各実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０がフライバックコンバータで構成され、一次側制御電圧Ｖｃｃ１及び二次側補助電圧Ｖｓが、フライバックコンバータのトランスの補助巻線から生成される構成を示したが、これらの制御電圧が生成される構成はこれに限られない。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０がフォワード型コンバータからなる場合には、一次側制御電圧Ｖｃｃ１及び二次側補助電圧Ｖｓは、トランス二次巻線に直列接続されるチョークコイルに設けられた補助巻線から生成されるようにすることもできる。また、一次側制御電圧Ｖｃｃ１はスイッチング素子２０１に対して設けられたスナバ回路から生成されるようにしてもよい。

１ ＬＥＤ電源装置
２ ＬＥＤ
３ ＬＥＤ照明装置
１０ ＡＣ／ＤＣ変換部
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０ 駆動制御部、駆動制御ＩＣ
４０ 出力制御部
５０ 補助電源部
６０、６１ バイパス回路
１１４ コンデンサ（第１のコンデンサ）
２０１ スイッチング素子
２０４ コンデンサ（第２のコンデンサ）
５２３ 三端子レギュレータ（レギュレータ回路）
６０１、６１１ トランジスタ
６０２、６１２ ツェナーダイオード
６０３、６１３ 抵抗

Claims (7)

1. ＬＥＤ電源装置であって、
   第１のコンデンサと、
   スイッチング素子のスイッチング動作により前記第１のコンデンサの電圧を変圧して第２のコンデンサに充電し、該第２のコンデンサから直流出力をＬＥＤに供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記スイッチング素子の駆動状態を決定する制御信号を出力する出力制御部と、
   前記制御信号に応じて前記スイッチング素子を駆動する駆動制御部と、
   前記スイッチング素子の駆動に応じて制御電圧を前記出力制御部に供給する補助電源部と、
   前記補助電源部による制御電圧の供給能力が低下した場合に前記第２のコンデンサから前記補助電源部に電流を供給するバイパス回路と
   を備えたＬＥＤ電源装置。
2. 請求項１に記載のＬＥＤ電源装置において、
   前記補助電源部が、前記スイッチング素子の駆動に応じて補助電圧を生成する回路と、前記補助電圧から前記制御電圧を生成するレギュレータ回路を備え、
   前記バイパス回路が、前記補助電圧が所定値未満となった場合に前記第２のコンデンサから前記レギュレータ回路の入力端に電流を供給するように構成されたＬＥＤ電源装置。
3. 請求項２に記載のＬＥＤ電源装置において、前記バイパス回路がトランジスタ、ツェナーダイオード及び抵抗を含み、前記トランジスタのコレクタ端子が前記第２のコンデンサの高電位端に接続され、エミッタ端子が前記レギュレータ回路の入力端に接続され、ベース端子が前記ツェナーダイオードのカソードに接続され、前記ツェナーダイオードのアノードが前記第２のコンデンサの低電位端に接続され、前記抵抗が前記コレクタ端子と前記ベース端子の間に接続された、ＬＥＤ電源装置。
4. 請求項１に記載のＬＥＤ電源装置において、
   前記補助電源部が、前記スイッチング素子の駆動に応じて補助電圧を生成する回路と、前記補助電圧から前記制御電圧を生成するレギュレータ回路を備え、
   前記バイパス回路が、前記制御電圧が所定値未満となった場合に前記第２のコンデンサから前記レギュレータ回路の出力端に電流を供給するように構成されたＬＥＤ電源装置。
5. 請求項４に記載のＬＥＤ電源装置において、前記バイパス回路がトランジスタ、ツェナーダイオード及び抵抗を含み、前記トランジスタのコレクタ端子が前記第２のコンデンサの高電位端に接続され、エミッタ端子が前記レギュレータ回路の出力端に接続され、ベース端子が前記ツェナーダイオードのカソードに接続され、前記ツェナーダイオードのアノードが前記第２のコンデンサの低電位端に接続され、前記抵抗が前記コレクタ端子と前記ベース端子の間に接続された、ＬＥＤ電源装置。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがトランスを有する絶縁型フライバックコンバータからなり、前記トランスの一次主巻線に前記ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路が接続され、前記トランスの二次主巻線に前記ＤＣ／ＤＣコンバータの二次側回路が接続され、前記トランスの補助巻線に前記補助電源部が接続されたＬＥＤ電源装置。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置と、前記ＬＥＤとを備えたＬＥＤ照明装置。
   

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