CN103249221B - 电源装置以及点亮装置以及包括点亮装置的照明器材 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电源装置以及点亮装置以及包括点亮装置的照明器材。一种电源装置，包括：输出直流电压的直流电源部；通过开关元件的接通/断开(ON/OFF)驱动向负载供给直流电力的电压转换部；电阻器；进行开关元件的ON/OFF驱动的控制部；以及辅助绕组。控制部包括：计算开关元件的驱动周期的计算部；将在计算部中获得的计算结果与驱动周期的上限值相比较的计数部；以及触发器。在计算结果比上限值更短的情况下，触发器使用计算结果来设置驱动周期。在计算结果比上限值更长的情况下，触发器使用上限值来设置驱动周期。

Description

电源装置以及点亮装置以及包括点亮装置的照明器材
技术领域
本发明涉及电源装置、以及点亮装置和包括该点亮装置的照明器材。
背景技术
在用于包括照明的各种目的电源装置中，一般已知斩波控制方法作为用于取出所需的电力的控制方法。通过使用斩波控制方法，电源装置的能量损耗相对小。于是，能够相对容易地实现斩波控制方法的控制电路被制造成集成电路并且从各制造商处作为商品提供。
在斩波控制中，以高频率重复接通和断开电流，并且能够获得期望的电力。于是，将用于使得输出电压比输入电压更高的控制称为升压斩波控制，并且将用于使得输出电压比输入电压更低的控制称为降压斩波控制。
关于斩波控制的工作模式，存在连续模式、临界模式以及间歇(非连续)模式，这些模式根据流过构成斩波控制电路的电感器的电流是连续还是间歇来分类。各个工作模式都有优点和缺点。连续模式一般适合用于输出高电力的装置，并且从构成斩波控制电路的开关元件生成高噪声，并且电感器的电感值也变得大。作为结果，连续模式具有电感器的大小容易增大的特征。临界模式以及间歇模式适合在用于输出低电力的装置中使用，并且从开关元件生成相对低的噪声，并且电感器的大小相对能够减小。此外，已知这两种模式与连续模式相比具有相对高的效率。关于临界模式与间歇模式之间的差异，在取出相同电能的情况下，间歇模式具有开关电流的峰值比临界模式更高的趋势。接着，间歇模式具有在输出的电压波形中容易生成开关周期的纹波成分的特征。
此外，还有进行降压斩波控制以使得输出电压变得恒定并且进行操作以在连续模式和临界模式之间切换的电源装置(例如，见日本特开2009-240114)。电源装置在供给高电力的情况下以连续模式工作，并且在供给低电力的情况下以临界模式工作。
首先，使用图10的A和B来说明临界模式。图10的A是流过开关元件的电流的波形图。图10的B是流过电感器的电感器电流的波形图。
当开关元件接通时，电感器电流沿由电感器的电感值所确定的斜率而增大，并且在电感器中储存能量。接着，在经过预先设置在控制电路中的ON时间段Ton1后，断开开关元件以使得检测到的供给电压成为期望电压。此时，通过平滑电容器将储存在电感器中的能量供给至输出侧，并且输出平均电流Iout1。
在供给了电感器中储存的全部能量的情况下，反转在电感器的辅助绕组中生成的电压的极性。控制电路检测到在辅助绕组中发生的电压极性反转，并且根据控制电路检测到电压极性反转的时刻再次接通开关元件。由此，电源装置以临界模式工作。
接着，使用图11的A和B来说明连续模式。图11的A是流过开关元件的电流的波形图。图11的B是流过电感器的电感器电流的波形图。
在供给电力高的情况下，延长开关元件的ON时间段以使得检测到的供给电压成为恒定电压。ON时间段变为Ton2（>Ton1）。与供给电力低的情况相似，电感器电流沿由电感器的电感值而确定的斜率增大。
在经过ON时间段Ton2后断开开关元件的情况下，将储存在电感器中的能量供给至输出侧，并且输出平均电流Iout2。在这种情况下，将在电感器的辅助绕组中生成的电压输入至计时器电路。在计时器电路中，设置了OFF时间段的上限值Toff1。在自开关元件断开起已经过的时间超过上限值Toff1的情况下，在辅助绕组中发生电压极性反转之前接通开关元件。由此，电源装置以连续模式工作。
即，在供给电力逐渐增大的情况下，在临界模式中所控制的开关元件的OFF时间段逐渐延长。因此，在该时间超过在计时器电路中设置的上限值Toff1的情况下，开关元件的OFF时间段固定在上限值Toff1。
这里，在上述的电源装置以连续模式工作的情况下，开关元件的OFF时间段固定在上限值Toff1，但是ON时间段没有固定。作为结果，在供给电力增大的情况下，ON时间段延长并且于是也延长了开关元件的驱动周期。换言之，降低了开关元件的驱动频率。接着，驱动频率降低至闻听区，因此，存在生成噪声或者该驱动频率干扰在红外遥控中所使用的频率的可能性。
发明内容
本发明的一个目的在于提供能够防止开关元件的驱动周期在供给电力增加或者减小的情况下超过上限值的电源装置、以及点亮装置和包括该点亮装置的照明器材。
本发明的电源装置包括：直流电源部，用于输出直流电压；电压转换部，设置有开关元件、电感器和电容器，并且使用所述直流电源部作为输入电源，通过所述开关元件的接通断开驱动向负载供给直流电力；电流检测部，用于检测流过所述负载的电流；控制部，用于基于在所述电流检测部中获得的检测结果进行所述开关元件的接通断开驱动，以使得从所述电压转换部供给至所述负载的直流电流维持恒定；以及能量检测部，用于检测由所述电感器释放的能量，其中，所述控制部包括用于计算与供给至所述负载的直流电力的增大或减小相对应的所述开关元件的驱动周期的计算部，以及用于将在所述计算部中获得的计算结果与所述开关元件的驱动周期的上限值相比较的周期比较器，其中，在由所述计算部计算出的所述开关元件的驱动周期比所述上限值更短的情况下，所述控制部配置为使用在所述计算部中获得的计算结果来设置所述开关元件的驱动周期、并且根据所述电感器释放的能量降低为零的定时来接通所述开关元件，以及其中，在由所述计算部计算出的所述开关元件的驱动周期比所述上限值更长的情况下，所述控制部配置为使用所述上限值来设置所述开关元件的驱动周期。
在电源装置中，优选为调整在所述计算部中获得的计算结果以使得随着供给至所述负载的直流电力减小而延长所述开关元件的驱动周期。
本发明的点亮装置包括：上述电源装置中的任何一种；以及由所述电源装置供给直流电力的负载，其中，所述负载包括串联连接或者并联连接的多个发光二极管，并且所述负载设置有以能够拆卸的方式安装到所述电源装置的输出端子的连接部，并且通过接收来自所述电源装置的直流电力而点亮。
本发明的照明器材包括：上述的点亮装置；以及用于安装点亮装置的主体。
如上所述，本发明具有防止开关元件的驱动周期在供给电力增加或者减小的情况下超过上限值的效果。
附图说明
以下将详细说明本发明的优选实施例。通过以下的详细说明和附图，本发明的其它特征和优点将更加明显，其中：
图1是根据本发明的第一实施例的电源装置的电路结构图；
图2是根据本发明的第一实施例的电源装置中的时间延迟部的电路结构图；
图3的A至L是根据本发明的第一实施例的电源装置在临界模式下的时序图；
图4的A至L是根据本发明的第一实施例的电源装置在连续模式下的时序图；
图5是根据本发明的第一实施例的设置有调光电平发生器的电源装置的电路结构图；
图6是根据本发明的第二实施例的电源装置的电路结构图；
图7是根据本发明的第三实施例的电源装置的电路结构图；
图8是使用根据本发明的第三实施例的电源装置的照明器材的外观图；
图9是在使用根据本发明的第三实施例的电源装置的照明器材中设置的负载的外观图；
图10的A和B是传统电源装置在临界模式下的时序图；以及
图11的A和B是传统电源装置在连续模式下的时序图。
具体实施方式
以下将基于附图说明本发明的实施例。
第一实施例
图1示出根据本实施例的电源装置1的电路结构。
电源装置1包括直流电源部2、电压转换部3、控制部4以及控制电源部5。电源装置1向负载6供给直流电力。首先，将要说明在电源装置1中各部的结构。
直流电源部2利用从电源装置1的外部供给的电源电压生成整流和平滑后的直流电压Vo1。接着，直流电源部2将直流电压Vo1输出至随后的电压转换部3。只要直流电源部2被配置成将直流电压Vo1输出至电压转换部3，则直流电源部2还可以具有其它结构。例如，直流电源部2可以包括通过升高输入电压来生成直流电压Vo1的升压斩波器电路。
电压转换部3包括开关元件Q1、电感器L1、平滑电容器C1、二极管D1以及电阻器R1。接着，开关元件Q1、电感器L1、平滑电容器C1以及二极管D1构成降压斩波器电路。降压斩波器电路利用直流电源部2作为输入电源，通过开关元件Q1的ON/OFF驱动向负载6供给恒定直流电流Io1。具体地，开关元件Q1、电感器L1、平滑电容器C1以及电阻器R1的串联电路连接在直流电源部2的输出端子之间。此外，电感器L1、平滑电容器C1以及电阻器R1的串联电路与二极管D1并联连接。开关元件Q1由N沟道金属氧化物半导体场效应管构成，并且其栅极通过电阻器R2与控制部4相连接。接着，由控制部4进行开关元件Q1的ON/OFF驱动，并且由此使直流电压Vo1降压。接着，通过对直流电压Vo1降压而跨平滑电容器C1生成直流电压Vo2，并且对负载6供给通过将流过电感器L1的电感器电流IL进行平均而获得的直流电流Io1。
负载6包括串联连接的多个发光二极管61。负载6与平滑电容器C1并联连接，并且对负载6施加直流电压Vo2。在本实施例中，控制为向负载6以预定值供给直流电流Io1。因此，在电压转换部3中生成的直流电压Vo2响应于负载6而变化。例如，在负载6中的发光二极管61的数量大的情况下，直流电压Vo2改变为高值。相反地，在发光二极管61的数量小的情况下，直流电压Vo2改变为低值。本实施例的负载6中的发光二极管61串联连接，但是可以并联连接。
电阻器R1与平滑电容器C1串联连接，并且用作检测电感器电流IL的电流检测部。接着，将与电感器电流IL成比例的检测电压Vd(跨电阻器R1生成的电压)输出至控制部4。
在开关元件Q1接通的情况下，电感器电流IL沿由电感器L1的电感值La所确定的斜率增大，并且能量储存在电感器L1中。在开关元件Q1断开的情况下，已储存的能量被释放并且通过平滑电容器C1供给至负载6。电感器L1设置有辅助绕组L11。辅助绕组L11用作检测由电感器L1释放的能量的能量检测部。辅助绕组L11的一端接地，并且该端在电感器电流IL增大的情况下成为高压侧。辅助绕组L11的另一端通过电阻器R3和稳压二极管ZD1的串联电路接地。接着，由电感器电流IL在辅助绕组L11中生成感应电压Vzcd1。在电感器L1中储存的能量减少到零、即电感器电流IL减小到零的情况下，感应电压Vzcd1发生极性反转。接着，感应电压Vzcd1由稳压二极管ZD1进行箝位，并且作为感应电压Vzcd2被输出至控制部4。
控制电源部5生成用作操作控制部4的电源的控制电源Vcc以供给至控制部4。当电压转换部3正停止时，即，在电压转换部3启动之前，存在开关元件Q1中的源极侧电位未减小至几乎为零[伏]的风险。因此，为了在接通开关元件Q1时确实启动电压转换部3，在地与控制电源部5的输出端子之间插入了二极管D2、电容器C2和阻抗元件Z1的串联电路。阻抗元件Z1由诸如电阻器等的具有直流阻抗的分量构成。阻抗元件Z1的一端与电容器C2的一端以及开关元件Q1的源极相连接，并且阻抗元件Z1的另一端接地。作为结果，即使在电压转换部3正停止的情况下，电流也从控制电源部5按随后的二极管D2、电容器C2和阻抗元件Z1的顺序流过该路径，并且电容器C2能够得到充电。在电容器C2一端的基准电位(开关元件Q1的源)设置为Hgnd的情况下，跨电容器C2生成控制电源HVcc并且将其供给至控制部4。控制部4利用该控制电源HVcc进行开关元件Q1的ON/OFF驱动。按照这种方式，即使在电压转换部3正停止的情况下，也能够确保控制电源HVcc，并且能够确实启动电压转换部3。
控制部4包括驱动部7、计数部8、信号生成部9以及基准电源部10。控制部4进行开关元件Q1的ON/OFF驱动以使得从电压转换部3向负载6供给的直流电流Io1保持恒定，并且接着使得电压转换部3以临界模式或者连续模式工作。基准电源部10从控制电源Vcc生成用作控制部4的内部电源的基准电源Vreg。信号生成部9将包括开关元件Q1接通和断开的定时的控制信号S1输出至驱动部7。驱动部7包括高侧驱动电路，并且基于从信号生成部9输出的控制信号S1生成用于进行开关元件Q1的ON/OFF驱动的驱动信号。计数部8对从信号生成部9输出的控制信号S1的周期(开关元件Q1的驱动周期T)计数，并且将驱动周期T与已设置的驱动周期T的上限值Tmax相比较。以下将要说明各部的结构。
信号生成部9包括计算部90和R-S触发器91。计算部90包括比较器92、93，脉冲发生器94，时间延迟部95，误差放大器96，运算放大器97，电阻器R4-R7以及电容器C3。
计算部90确定在电压转换部3以临界模式工作的情况下开关元件Q1接通和断开的定时。即，计算部90确定开关元件Q1的驱动周期T。以下将说明计算部90的结构。
比较器92的非反转输入端子与位于电阻器R3和稳压二极管ZD1之间的连接点相连接，并且输入感应电压Vzcd2。比较器92的反转输入端子与电压发生器(未示出)相连接，并且输入预定阈值电压Vth1。比较器92的输出端子与脉冲发生器94相连接，并且接着输出通过将感应电压Vzcd2与阈值电压Vth1相比较而获得的比较结果。
脉冲发生器94根据输入信号(从比较器92输出的信号)的下降定时生成脉冲宽度为Tos1(高电平时间段)的脉冲信号P1，并且将其输出至触发器91的S2端子(第二设置端子)。
误差放大器96的反转输入端子通过电阻器R4与电阻器R1的一端(位于电阻器R1和电容器C1之间的连接点)相连接，并且输入检测电压Vd。误差放大器96的非反转输入端子与电压发生器(未示出)相连接，并且输入预定的阈值电压Vth2。误差放大器96的输出端子侧用于能够基于通过将检测电压Vd与阈值电压Vth2相比较而获得的比较结果来接收或者输出恒定电流。电容器C3连接在地与误差放大器96的输出端子之间。在检测电压Vd比阈值电压Vth2更高的情况下，误差放大器96接收恒定电流。在检测电压Vd比阈值电压Vth2更低的情况下，误差放大器96输出恒定电流。因此，跨电容器C3的电压响应于检测电压Vd的电平而变化。为了获得稳定的操作，优选为使用具有足够大的电容的电容器C3，由此降低跨电容器C3的电压的波形中的纹波电压。
位于误差放大器96和电容器C3之间的连接点与运算放大器97相连接。运算放大器97的非反转输入端子与电容器C3相连接。运算放大器97的反转输入端子与输出端子彼此相互连接。即，运算放大器97用作缓冲器。电阻器R5和R6的串联电路连接在地与运算放大器97的输出端子之间。位于电阻器R5和R6之间的连接点与比较器93的反转输入端子相连接。因此，跨电容器C3的电压通过缓冲器(运算放大器97)由电阻器R5和R6分割，由此被转换为基准电压Vref。接着，将基准电压Vref施加于比较器93的反转输入端子。
比较器93的非反转输入端子通过电阻器R7与电阻器R1的一端(电阻器R1和电容器C1之间的连接点)相连接，并且输入检测电压Vd。比较器93的输出端子通过时间延迟部95与触发器91的R端子(复位端子)相连接，并且接着输出通过将检测电压Vd与基准电压Vref相比较而获得的比较结果。
时间延迟部95用于将从比较器93输出的输出信号发送到触发器91的时刻延迟。具体地，时间延迟部95将仅仅对比较器93中的输出电平从低电平变化至高电平的时刻进行了延迟的输出信号输出至触发器91。与之相对，时间延迟部95在不对比较器93中的输出电平从高电平变化至低电平的时刻进行延迟的情况下将输出信号输出至触发器91。为了实现该功能，本实施例的时间延迟部95具有图2中所示的电路结构。
如图2中所示，时间延迟部95包括与(AND)元件951、反相(INV)元件952、恒定电流源953、电容器C4以及开关元件Q2。恒定电流源953利用从基准电源部10输出的基准电源Vreg作为输入电源来将恒定电流供给至电容器C4。开关元件Q2包括N沟道金属氧化物半导体场效应管，并且与电容器C4并联连接。接着，开关元件Q2的栅极端子通过反相元件952与比较器92的输出端子相连接。与元件951的一个输入端子与电容器C4相连接，并且由此输入跨电容器C4的电压。与元件951的另一个输入端子与比较器92的输出端子相连接。与元件951的输出端子与触发器91的R端子相连接。
在具有上述结构的时间延迟部95中，在比较器92中的输出电平为低电平并且开关元件Q2接通的情况下，跨电容器C4发生短路并且与元件951中的输出电平变化为低电平。接着，在比较器92中的输出电平从低电平变化为高电平的情况下，开关元件Q2断开并且跨电容器C4的电压通过由恒定电流源953供给的恒定电流而增大。接着，在跨电容器C4的电压超过阈值的情况下，与元件951中的输出电平变化为高电平。即，延迟时间Tdl为从比较器92中的输出电平从低电平改变为高电平的时刻起到跨电容器C4的电压达到阈值的时刻为止的时间段。在该结构中，时间延迟部95将如下的输出信号S2输出至触发器91，在该输出信号S2中，仅仅对比较器93中的输出电平从低电平变化至高电平的时刻进行了延迟。此外，可以通过调整从恒定电流源953输出的电流值、电容器C4的电容或者用于与跨电容器C4的电压相比较的阈值来改变延迟时间Tdl。
在上述结构中，比较器92将感应电压Vzcd2与阈值电压Vth1相比较。由此，计算部90判断由电感器L1释放的能量是否为零。接着，计算部90确定开关元件Q1接通的时刻。此外，比较器93将检测电压Vd与基准电压Vref相比较。由此，计算部90确定开关元件Q1断开的时刻。即，计算部90计算开关元件Q1在电压转换部3以临界模式工作的情况下的驱动周期T。
此外，通过将检测电压Vd与预定阈值电压Vth2相比较而获得的比较结果(跨电容器C3的电压)，确定用于确定断开开关元件Q1的时刻的基准电压Vref。由此，将从电压转换部3供给至负载6的直流电流Io1控制为保持恒定。
此外，在电压转换部3以临界模式工作的情况下，触发器91根据由计算部90确定的开关元件Q1的接通/断开时刻来生成控制信号S1。接着，触发器91的Q端子(输出端子)与驱动部7相连接。触发器91将包括用于进行开关元件Q1的ON/OFF驱动的定时的控制信号S1输出至驱动部7。
驱动部7通过电阻器R2与开关元件Q1的栅极相连接。驱动部7利用控制电源HVcc生成与从触发器91输出的控制信号S1同步的驱动信号。接着，驱动部7将驱动信号输出至开关元件Q1，由此进行开关元件Q1的ON/OFF驱动。具体地，在从触发器91输出的控制信号S1是高电平的情况下，开关元件Q1接通。在控制信号S1是低电平的情况下，开关元件Q1断开。
计数部8(周期比较器)包括R-S触发器81，脉冲发生器82，83，比较器84，恒定电流源85，反相元件86、87、或(OR)元件88、开关元件Q3、电阻器R8以及电容器C5。开关元件Q1的驱动周期T的上限值Tmax设置在计数部8中。计数部8将上限值Tmax与计算部90中已计算出的驱动周期T相比较。
反相元件86的输入端子与触发器91的Q端子相连接，并且反相元件86的输出端子与脉冲发生器82、83相连接。反相元件86将已从触发器91输出的控制信号S1反转，并且接着将反转后的信号输出至脉冲发生器82、83。
脉冲发生器82根据输入信号(从反相元件86输出的信号)的下降定时、即在开关元件Q1接通的定时生成脉冲宽度为Tos2(高电平时间段)的脉冲信号P2。此外，脉冲发生器82的输出端子与触发器81的S端子(设置端子)相连接以输出所生成的脉冲信号P2。
脉冲发生器83根据输入信号(从反相元件86输出的信号)的下降定时、即在开关元件Q1接通的定时生成脉冲宽度为Tos3(高电平时间段)的脉冲信号P3。此外，将脉冲发生器83所生成的脉冲信号P3的脉冲宽度Tos3设置为比由脉冲发生器82所生成的脉冲信号P2的脉冲宽度Tos2更短。脉冲发生器83的输出端子通过或元件88与触发器81的R端子(复位端子)相连接。脉冲发生器83通过或元件88将脉冲信号P2输出至R端子。
接着，触发器81的Q端子(输出端子)通过反相元件87与由N沟道金属氧化物半导体场效应管构成的开关元件Q3的栅极相连接以输出输出信号S3。
恒定电流源85利用从基准电源部10输出的基准电源Vreg作为输入电源将恒定电流供给至电容器C5。开关元件Q3和电阻器R4的串联电路与电容器C5并联连接。
比较器84的非反转输入端子与电容器C5的一个端子相连接，并且输入跨电容器C5的电压(电容器电压Vc5)。接着，比较器84的反转输入端子与电压发生器(未示出)相连接，并且输入预定阈值电压Vth3。比较器84的输出端子与触发器91的S1端子(第一设置端子)相连接，并且还通过或元件88与触发器81的R端子相连接。比较器84基于通过将电容器电压Vc5与阈值电压Vth3相比较而获得的比较结果，将输出信号S3输出至触发器91的S1端子以及触发器81的R端子。
在计数部8的上述结构中，在开关元件Q1接通的情况下(在从触发器91输出的控制信号S1是高电平的情况下)，开关元件Q3断开，并且电容器电压Vc5开始升高。电容器电压Vc5到达阈值电压Vth3为止的时间段为驱动周期T的上限值Tmax。即，计数部8对从开关元件Q1接通的时刻起到开关元件下一次接通的时刻为止的时间段(由计算部90计算出的驱动周期T)与电容器电压Vc5达到阈值电压Vth3为止的时间段(驱动周期T的上限值Tmax)进行比较。接着，在由计算部90计算出的驱动周期T比上限值Tmax更短的情况下，将比较器84中的输出电平改变为低电平。在已由计算部90计算出的驱动周期T比上限值Tmax更长的情况下，将比较器84中的输出电平改变为高电平。
接着，将要说明根据本实施例的电源装置1的操作。首先，将要利用图3的A至L中示出的时序图来说明电压转换部3以临界模式工作的情况。图3的A是流过开关元件Q1的开关元件电流IQ的波形图。图3的B是流过电感器L1的电感器电流IL的波形图。图3的C是辅助绕组L11中感应出的感应电压Vzcd1的波形图。图3的D是输入到比较器92的非反转输入端子的感应电压Vzcd2的波形图。图3的E是从脉冲发生器94输出的脉冲信号P1的波形图。图3的F是输入到比较器93的非反转输入端子的检测电压Vd的波形图。图3的G是从时间延迟部95输出的输出信号S2的波形图。图3的H是从触发器91输出的控制信号S1的波形图。图3的I是从脉冲发生器82输出的脉冲信号P2的波形图。图3的J是从脉冲发生器83输出的脉冲信号P3的波形图。图3的K是从触发器81输出的输出信号S3的波形图。图3的L是输入到比较器84的非反转输入端子的电容器电压Vc5的波形图。
首先，将要说明在开关元件Q1断开(OFF时间段Toff)的情况下的操作。在开关元件Q1在时刻t1断开的情况下，由于已经储存在电感器L1中的能量，因而再生电流(电感器电流IL)开始流过二极管D1。再生电流随着时间而减小，并且在时刻t2减小到零(见图3的B)。此时，辅助绕组L11中生成的感应电压Vzcd1发生极性反转。接着，施加到比较器92的非反转输入端子的感应电压Vzcd2减小到零，并且变得比阈值Vth1低。由此，比较器92的输出电平从高电平改变为低电平(见图3的C和D)。脉冲发生器94检测到比较器92中的输出的下降，并且将脉冲宽度为Tos1的脉冲信号P1输出到触发器91的S2端子(见图3的E)。
脉冲信号P1被输入至S2端子，并且由此触发器91将控制信号S1的电平从低电平改变到高电平，并且开关元件Q1接通。
接着，将要说明在开关元件Q1接通(ON时间段Ton)的情况下的操作。在开关元件Q1在时刻t0接通的情况下，流过电感器L1的电感器电流IL沿着由电感器L1的电感值La而确定的斜率增大(见图3B)。此时，用作电流检测部的电阻器R1检测电感器电流IL，并且检测电压Vd被输入到比较器93的非反转输入端子。
接着，比较器93将检测电压Vd与基准电压Vref相比较，并且在检测电压Vd超过基准电压Vref的情况下将输出从低电平改变至高电平。
接着，时间延迟部95将如下的输出信号S2输出至触发器91的R端子(见图3的F和G)，其中，S2是通过使比较器93的输出从低电平改变至高电平的时刻延迟延迟时间Tdl而获得。因此，从触发器91输出的控制信号S1的电平从高电平改变至低电平，并且开关元件Q1断开。
接着，计数部8对开关元件Q1的驱动周期T进行计数。如图3I和3J中所示，在开关元件Q1接通的情况下，脉冲发生器82、83分别生成脉冲信号P2、P3。如上说明，脉冲发生器83输出的脉冲信号P3的脉冲宽度Tos3比脉冲发生器82输出的脉冲信号P2的脉冲宽度Tos2更短。作为结果，在开关元件Q1接通后经过脉冲宽度Tos3的情况下，输入到触发器81的S端子的信号(脉冲信号P2)改变至高电平。因此，如图3的K中所示，触发器81中的输出信号S3只有在开关元件Q1接通后脉冲信号P3的输出时间段期间(高电平时间段)处于低电平。
如图3的L中所示，在触发器81的输出信号S3处于低电平时间段的情况下，由于开关元件Q3接通，因此电容器C3通过电阻器R8和开关元件Q3放出电流，并且电容器电压Vc5减小至几乎为零[伏]。在触发器81中的输出信号S3处于高电平时间段的情况下，开关元件Q3断开并且恒定电流源85将恒定电流供给至电容器C5。由此，电容器电压Vc5沿恒定斜率逐渐增大。按照这种方式，计数部8通过利用电容器电压Vc5，对从开关元件Q1接通的时刻开始到开关元件Q1下一次接通的时刻为止的驱动周期T进行计数。
接着，将电容器电压Vc5输入至比较器84的非反转输入端子以将其与阈值电压Vth3相比较。即，将作为由计算部90计算出的驱动周期T的计数值的电容器电压Vc5与设置为驱动周期T的上限值Tmax的阈值电压Vth3相比较。这里，在电容器电压Vc5达到阈值电压Vth3之前，电感器电流IL减小至零并且开关元件Q1接通。即，判断为由计算部90计算出的驱动周期T比上限值Tmax更短。因此，电容器电压Vc5总是低于阈值电压Vth3，并且比较器84中的输出总是低电平。
这里，在本实施例的电源装置1以临界模式工作的情况下，将要利用以下条件说明特定示例。将输入至电压转换部3的直流电压Vo1设置为400[伏]。将电压转换部4供给至负载6的直流电流Io1设置为0.35[安]。此时，供给至负载6的直流电压Vo2为80[伏]。此外，将设置在计数部8中的驱动周期T的上限值Tmax设置为20[微秒](驱动频率f＝50[千赫])。
接着，在La表示电感器L1的电感值的情况下，通过使用以下表达式(1)和(2)来获得开关元件Q1的ON时间段Ton和OFF时间段Toff。
(1)Ton=Io1*La*2/(Vo1-Vo2)=0.35[A]*La*2/(400[V]-80[V])
(2)Toff=Io1*La*2/Vo2=0.35[A]*La*2/80[V]
接着，在开关元件Q1的驱动频率f设置为50[千赫]的情况下，通过利用以下表达式(3)来获得“电感值La=1830[微亨]”。
(3)1/(Ton+Toff)=驱动频率f=50[kHz]
接着，以其它负载6来替换本负载6以增大供给至负载的电力。具体地，以其它负载6来替换本负载6以使得在直流电流Io1为0.35[安]的情况下直流电压Vo2变成120[伏]。在这种条件下，在电源装置1以临界模式工作的情况下，通过与表达式(1)、(2)和(3)同样的计算，获得65.6[千赫]作为驱动频率f，并且获得30[%]作为开关元件Q1的占空比。即，由计算部90计算出的驱动频率f(=1/驱动周期T)变成65.6[千赫]。因此，在供给至负载6的直流电力增大的情况下，由计算部90计算出的驱动频率f增大，即，驱动周期T变得比上限值Tmax更短(20[微秒]=50[千赫])。作为结果，将开关元件Q1的驱动频率f设置为65.6[千赫])。即，控制部4利用在计算部90中获得的计算结果来设置开关元件Q1的驱动周期T，并且电压转换部3以临界模式工作。
接着，再以其它负载6替换本负载6以减小供给至负载的电力。具体地，再以其它负载6替换本负载6以使得在直流电流Io1为0.35[安]的情况下直流电压Vo2变为40[伏]。在这种条件下，在电源装置1以临界模式工作的情况下，通过与表达式(1)、(2)和(3)相同的计算，获得28.1[千赫]作为驱动频率f，并且获得10[%]作为开关元件Q1的占空比。即，由计算部90计算出的驱动频率f变成28.1[千赫]。因此，在供给至负载6的直流电力减小的情况下，由计算部90计算出的驱动频率f减小，即，驱动周期T变得比上限值Tmax更长(20[微秒]=50[千赫])。
在这种情况下，控制部4使用上限值Tmax来设置开关元件Q1的驱动周期T，并且接着使得电压转换部3以连续模式工作。以下利用图4的A-L中示出的时序图来说明电压转换部3以连续模式工作的情况。图4的A是流过开关元件Q1的开关元件电流IQ的波形图。图4的B是流过电感器L1的电感器电流IL的波形图。图4的C是在辅助绕组L11中感应出的感应电压Vzcd1的波形图。图4的D是输入至比较器92的非反转输入端子的感应电压Vzcd2的波形图。图4的E是从脉冲发生器94输出的脉冲信号P1的波形图。图4的F是输入至比较器93的非反转输入端子的检测电压Vd的波形图。图4的G是从时间延迟部95输出的输出信号S2的波形图。图4的H是从触发器91输出的控制信号S1的波形图。图4的I是从脉冲发生器82输出的脉冲信号P2的波形图。图4的J是从脉冲发生器83输出的脉冲信号P3的波形图。图4的K是从触发器81输出的输出信号S3的波形图。图4的L是输入至比较器84的非反转输入端子的电容器电压Vc5的波形图。对与已利用图3A至3L说明的临界模式下的操作相同的操作将不做说明。
如上说明，在开关元件Q1接通的情况下，脉冲信号P3从脉冲发生器83输出至触发器81的R端子中。因此，在脉冲宽度Tos3期间开关元件Q3接通，并且电容器C5放出电流，并且电容器电压Vc5减小至几乎为零[伏]。接着，当脉冲宽度Tos3经过时，开关元件Q3断开，并且以恒定电流源85对电容器C5充电并且电容器电压Vc5增大(见图4的L)。
在供给至负载6的电力大的情况下，开关元件Q1的驱动周期T(ON时间段Ton以及OFF时间段Toff)变得短。作为结果，在上述的临界模式中，在电容器电压Vc5达到阈值电压Vth3之前，流过电感器L1的电流减小到零并且开关元件Q1接通(见图3L)。
然而，这里，由于供给至负载6的电力小，因此由计算部90计算出的驱动周期T(ON时间段Ton以及OFF时间段Toff)长。因此，在流过电感器L1的电流减小到零以前，电容器电压Vc5达到阈值电压Vth3。因此，从比较器84输出到触发器91的S1端子中的信号从低电平变化至高电平，并且在触发器81中的控制信号S1从低电平变化至高电平。相应地，开关元件Q1接通。
即，在开关元件Q1接通的情况下，计数部8开始检查时间。接着，在驱动周期T的上限值Tmax经过之前，在流过电感器L1的电流未减小至零并且开关元件Q1未接通的情况下，强制地接通开关元件Q1。按照这种方式，以上限值Tmax来设置开关元件Q1的驱动周期T，并且电压转换部3以连续模式工作。
按照这种方式，在本实施例中，在供给至负载6的电力大的情况下，设置开关元件Q1的驱动周期T以使其比上限值Tmax更短，并且电压转换部3以临界模式操作。接着，设置开关元件Q1的驱动周期T以使其随着供给至负载6的电力降低而变得更长。接着，在驱动周期T达到上限值Tmax的情况下，以上限值Tmax设置驱动周期T。接着，即使在供给至负载6的电力进一步降低的情况下，开关元件Q1的驱动周期T也固定在上限值Tmax，并且电压转换部3以连续模式操作。因此，即使在供给至负载6的电力小的情况下，本实施例的电源装置1也能够防止开关元件Q1的驱动周期T超过上限值Tmax。
例如，驱动周期T的上限值Tmax能够从20[微秒](驱动频率f=50[千赫])改变至25[微秒](驱动频率f=40[千赫])。由此，电源装置1能够防止开关元件Q1的驱动频率f干扰在红外遥控中使用的频带。此外，电源装置1能够防止驱动频率f处于闻听区中，并且由此能够防止产生噪声。
此外，通过至少调整脉冲宽度Tos2和Tos3、恒定电流源85中的电流量、电容器C5的电容以及阈值电压Vth3中的任何一个，能够将驱动周期T的上限值Tmax设置为需要的值。
此外，在供给至负载6的电力小的情况下，电压转换部3以连续模式操作，并且因此，开关元件Q1的开关损耗增大，并且在接通开关元件时产生的噪声增大。然而，另一方面，由于供给至负载6的电力小，因此电源装置1能够显著改善在直流电源部2中发生的损耗，并且能够显著降低在电源装置1中总的消耗电力。此外，电源装置1能够通过减小在直流电源部2中产生的噪声来最小化从整个区域产生的噪声的增加。
此外，在本实施例中，通过采用如图2中所示的时间延迟部95，能够与检测电压Vd的电平无关地设置稳定的延迟时间Tdl。此外，能够缩短延迟时间Tdl(例如，小于或者等于100[纳秒])，并且能够缩短开关元件Q1的最小ON时间段。由此，能够扩大负载6(发光二极管61)的调光范围。
例如，将使灯额定点亮的负载6与电源装置1相连接，并且在供给0.35[安]直流电流Io1的情况下，直流电压Vo2变成80[伏]。接着，假定即使在直流电流Io1减小的情况下直流电压Vo2也保持为恒定的80[伏]，通过在将直流电流Io1设置为0.010[安]的情况下使用上述表达式(1)来获得“ON时间段Ton=110[纳秒]”。假定电流比等于调光比，则获得“0.010[安]/0.35[安]*100=3[%]”。即，本实施例的电源装置1设置有具有上述结构的时间延迟部95，因此能够将负载6的调光比稳定地减小至几乎为3[%]。
脉冲发生器94可以配置为与图2中示出的时间延迟部95相同。在这种情况下，脉冲发生器94能够通过调整延迟时间来延迟开关元件Q1接通的时刻，因此电压转换部3能够以间歇模式来工作。
此外，如图1中所示，利用误差放大器96、电容器C3以及运算放大器97来生成基准电压Vref，但是用于生成基准电压Vref的电路不限于此结构。如图5中所示，用于生成基准电压Vref的电路可以配置为利用运算放大器98和电容器C6来进行积分算子。
此外，不需要固定用于确定供给至负载6的直流电流Io1的阈值电压Vth2。如图5中所示，电源装置1可以设置有基于从外部输入的调光信号来确定阈值的调光电平发生器99。
此外，只要计数部8用于设置驱动周期T的上限值Tmax并且将上限值Tmax与由计算部90计算出的驱动周期T相比较，则计数部8不限于上述结构。
本实施例的点亮装置11由包括多个发光二极管61的负载6以及将直流电流Io1供给至负载6的电源装置1构成，但是不限于该结构。例如，负载6可以包括可充电电池，并且可充电电池可以利用由电源装置1供给的直流电流Io1来再充电。
实施例二
图6示出根据本实施例的电源装置1的电路结构。
在本实施例中，多个电阻器(图中的电阻器R9和R10)对由基准电源部10生成的基准电源Vreg进行分压，由此生成阈值电压Vth3。对与实施例一中相同的构成元素指定相同的附图标记，并且省略对其的说明。
通过调整电阻器R9和R10之间的电阻比，能够调整施加到在计数部8中的比较器84的反转输入端子的阈值电压Vth3。因此，能够将驱动周期T的上限值Tmax设置为期望值。例如，在将驱动周期T的上限值Tmax设置为足够大的值的情况下，电压转换部3能够一直以临界模式工作。
此外，即使在电感器L1未设置辅助绕组L11的情况下，也以上限值Tmax设置驱动周期T，并且控制部4能够使得电压转换部3以连续模式或者间歇模式工作。在这种情况下，由于能够省略电感器L1的辅助绕组L11，因此能够降低成本。
相应地，利用一个控制部4，能够适当地在临界模式、连续模式或者间歇模式中选择电压转换部3中的工作模式。
此外，在本实施例中，集成电路IC1由计数部8和信号生成部9构成。作为结果，能够减少组件的数量并且能够缩小电源装置1的尺寸。
实施例三
图7示出根据本实施例的电源装置1的电路结构。
在本实施例中，直流电源部2包括整流器DB以及升压斩波器电路，并且控制部4控制直流电源部2。对与实施例一中相同的构成元素指定相同的附图标记，并且省略对其的说明。
上述升压斩波器电路包括电感器L2、开关元件Q4、二极管D3、平滑电容器C7以及电阻器R11。整流器DB与交流电源E1相连接，并且对从交流电源E1输出的交流电压进行全波整流，并且接着将整流后的电流供给至随后的升压斩波器电路。电感器L2、开关元件Q4和电阻器R11的串联电路连接在整流器DB的输出端子之间。此外，二极管D3和平滑电容器C7的串联电路与开关元件Q4和电阻器R11的串联电路并联连接。开关元件Q4的栅极通过电阻器R12与控制部4相连接。接着，控制部4进行开关元件Q4的ON/OFF驱动，由此生成跨电容器C7的直流电压Vo1。
控制部4响应于由直流电源部2供给至电源转换部3的电力而改变开关元件Q4的驱动周期以保持直流电压Vo1恒定。因此，控制部4设置有驱动部7a、计数部8a以及信号生成部9a，从而以连续模式工作以使得开关元件Q4的驱动周期不超过上限值。驱动部7a、计数部8a以及信号生成部9a的基本构成元素与在实施例1中已说明的驱动部7、计数部8以及信号生成部9的基本构成元素分别相同。因此，关于相同的构成元素，在附图标记的末尾添加“a”并且省略对其的说明，并且以下只说明不同的构成元素。
代替信号生成部9中的运算放大器97以及电阻器R5和R6，信号生成部9a包括乘法器910。与电容器C7并联连接的电阻器R13和R14的串联电路分割直流电压Vo1并且将分割得到的电压输入到信号生成部9a中误差放大器96a的非反转输入端子中。接着，将分割得到的电压值与阈值电压Vth2a相比较，并且将基于比较结果的跨电容器C3a的电压输入至乘法器910。此外，电阻器R15和R16分割从整流器DB输出的波动电压，并且分割得到的电压被输入至乘法器910。乘法器910基于跨电容器C3a的电压以及从整流器DB输出的波动电压生成用于确定开关元件Q4断开的时刻的基准电压Vref，并且接着将基准电压Vref输出至比较器93a的反转输入端子。
接着，如同实施例二，电阻器R9和R10分割由基准电源部10生成的基准电源Vreg，由此生成输入至计数部8的比较器84的阈值电压Vth3。还将阈值电压Vth3输入至计数部8a的比较器84a。计数部8a设置有两个并联连接的电容器C5a，由此具有的电容器电容量是计数部8的两倍。因此，电容器电压Vc5a的增长所沿的斜率改变为1/2。在这种情况下，电容器C5a的容量等于电容器C5，并且从恒定电流源85a输出的电流值等于恒定电流源85输出的电流值。相应地，在计数部8a中设置的开关元件Q4的驱动周期Ta的上限值变为在计数部8中设置的开关元件Q1的驱动周期T的上限值Tmax的两倍。例如，在计数部8中设置的驱动频率f的下限值为44[千赫]的情况下，在计数部8a中设置的驱动频率fa的下限值为22[千赫]。
在具有上述结构的直流电源部2中，开关元件Q4的驱动周期Ta随着供给电力的增大而变得更长。接着，在供给电力大的情况下，直流电源部2以连续模式工作。在供给电力小的情况下，直流电源部2以临界模式工作。
因此，在负载6中的电压(直流电压Vo2)高的情况下，即，在供给至负载6的电力大的情况下，电压转换部3以临界模式工作并且直流电源部2以连续模式工作。同时，在负载6中的电压(直流电压Vo2)低的情况下、即在供给至负载6的电力小的情况下，电压转换部3以连续模式工作并且直流电源部2以临界模式工作。
按照这种方式，在本实施例中，即使在通过将升压斩波器电路与降压斩波器电路相结合而进行控制的情况下，电源装置1也能够防止升压斩波器电路与降压斩波器电路两者同时以连续模式工作。由此，电源装置1能够使开关元件Q1和Q4的开关损耗的总增加量最小化，并且还能够使开关元件Q1和Q4产生的噪声的总增加量最小化。
此外，如同实施例二，控制部4由集成电路IC2构成，并且由此，能够减少组件的数量并且能够缩小电源装置1的尺寸。
以下，图8是使用根据本实施例的电源装置1的照明器材12的外观图。如图9中所示，负载6包括具有与荧光灯相同形状的直管型外壳62、容纳在外壳62中的基板63以及安装在基板63上的多个发光二极管61。一对电极64a、64b位于外壳62的一端，并且一对电极64c、64d位于外壳62的另一端。
电源装置1包含在主体121中。主体121设置有用作电源装置1的输出端子的一对灯座122。负载6的电极64a、64b(连接部)以可拆卸的方式安装于一个灯座122，并且负载6的电极64c、64d(连接部)以可拆卸的方式安装于另一个灯座122。按照这种方式，在负载6的电极64a至64d安装至灯座122的情况下，直流电流Io1从电源装置1供给至发光二极管61，并且发光二极管61点亮。
按照这种方式，负载6配置为以可拆卸的方式安装至主体121，并且由此，即使在未来发光二极管的效率得到了改进的情况下，也能够通过仅以包含这种发光二极管的新负载替换负载6来实现能量节约。
此外，在本实施例中，由于对供给至负载6的直流电流Io1进行控制以使其保持恒定，因此即使在以发光二极管的正向电压与负载6不同的负载来替换负载6的情况下，调光度也不改变。
尽管已经参考某些优选实施例说明了本发明，但是专业人员可以在不偏离本发明的精神和范围、即权利要求书的情况下进行各种修改和变形。

Claims (4)

1.一种电源装置，包括：
直流电源部，用于输出直流电压；
电压转换部，设置有开关元件、电感器和电容器，并且使用所述直流电源部作为输入电源，通过所述开关元件的接通断开驱动向负载供给直流电力；
电流检测部，用于检测流过所述负载的电流；
控制部，用于基于在所述电流检测部中获得的检测结果进行所述开关元件的接通断开驱动，以使得从所述电压转换部供给至所述负载的直流电流维持恒定；以及
能量检测部，用于检测由所述电感器释放的能量，
其中，所述控制部包括用于计算与供给至所述负载的直流电力的增大或减小相对应的所述开关元件的驱动周期的计算部，以及用于将在所述计算部中获得的计算结果与所述开关元件的驱动周期的上限值相比较的周期比较器，
其中，所述驱动周期包括接通时间段和断开时间段，
其中，在由所述计算部计算出的所述开关元件的驱动周期比所述上限值更短的情况下，所述控制部配置为使用在所述计算部中获得的计算结果来设置所述开关元件的驱动周期、并且根据所述电感器释放的能量降低为零的定时来接通所述开关元件，以及
其中，在由所述计算部计算出的所述开关元件的驱动周期比所述上限值更长的情况下，所述控制部配置为使用所述上限值来设置所述开关元件的驱动周期。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，
调整在所述计算部中获得的计算结果以使得随着供给至所述负载的直流电力减小而延长所述开关元件的驱动周期。
3.一种点亮装置，包括：
根据权利要求1或2所述的电源装置；以及
由所述电源装置供给直流电力的负载，
其中，所述负载包括串联连接或者并联连接的多个发光二极管，并且所述负载设置有以能够拆卸的方式安装到所述电源装置的输出端子的连接部，并且通过接收来自所述电源装置的直流电力而点亮。
4.一种照明器材，包括：根据权利要求3所述的点亮装置；以及用于安装所述点亮装置的主体。
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