CN101548579A - 用于驱动发光二极管的电子装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于驱动发光二极管的电子装置，所述电子装置包括：适于切换开关式电源变换器的开关(Ts)；和控制装置(CNTL)，其适于响应于对开关式电源变换器的电流进行指示的感测值(Vs)来控制所述开关(Ts)，并适用于通过开关(Ts)来控制所述开关式电源变换器的输出电压和流过发光二极管的电流(Iout)。

Description

用于驱动发光二极管的电子装置

技术领域

本发明涉及一种用于驱动发光二极管的电子装置，更加具体的说，涉及一种使用开关式电源变换器的用于发光二极管的驱动器结构。本发明还涉及一种包括所述电子装置和发光二极管的系统，以及驱动二极管的方法。

背景技术

发光二极管(LED)被广泛的用于光源、显示器和信令元件。因为LED比传统光源的功率效率更高，并且因为封装密度允许高质量的显示功能性，所以可以看到LED的应用大大增加。LED典型的以类似串或阵列的结构使用，其中大量的发光二极管被耦接起来以形成串或显示面板，或者为许多应用提供有效光或背光源。因此，通常有动机提供用于驱动LED的功率高效、小型且低廉的电子装置。驱动LED的传统方案包括将电流源与LED耦接以便通过LED提供恒定电流，从而获得特定强度和颜色的光发射。一种更加复杂传统的方案包括一个开关，类似例如与LED串联的金属氧化物硅半导体场效应晶体管(MOSFET)。所述LED通过所述开关以较高的频率接通和关闭。接通和关闭周期之比使得能够控制LED的发光。除了这种公知的控制机构之外，可对电流源或电压源应用各种电源管理原理。为了从单个电源提供各种不同的调节的输出电压和输出电流，使用了开关式功率调节器，例如升压变换器、降压变换器和降压-升压变换器。通常，LED将以恒定的电流驱动。开关式解决方案是优选的，因为它们对于改变由生产扩展、温度变化和LED前向电压的老化而引起的负载条件提供了改进的效率。另外，考虑到整个系统，低成本和较好的色彩稳定性是开关式解决方案的优点。开关式解决方案最适合于大量生产的0D和1D调光背光系统。开关式电源变换器的基本原理在于给电感器(例如，线圈)提供特定的电流，以通过一个开关使电压源与电感器去耦，并且通过存储在去耦的电感器中存储的能量将负载驱动一个有限的时间。一旦电感器中的特定能量部分被消耗掉，则电感器与电压源再次耦合。开关、电感器、二极管和电容器的特定结构结合特定的开关机构和时序(sequence)允许在输入电压以上、输出电压以下或在输出电压以上和以下的宽范围内提供输出电压。

虽然开关式电源变换器在能耗和适应性方面是有利的，但所述传统解决方案的一个主要缺点在于需要非常复杂的控制机构来建立用于LED的明确条件。通过LED提供用于特定光发射的适当电流和其它参数并且与此同时对开关电压源或开关电流源保持适当的定时(例如，用于PWM)对控制电路具有较高要求。如果例如用于LED的控制机制太慢，则输入和输出电压的变化，以及内部参数的变化将在LED的亮度和色彩稳定性的变化中变得可视。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于对发光二极管进行驱动和调光的控制机构，其没有现有技术那么复杂并且比现有技术更加高效。

根据本发明的一个方面，提供一种用于驱动发光二极管的电子装置，其包括：适于切换一个耦接到发光二极管的开关式电源变换器的开关；和控制装置，适于响应一个感测值来控制所述开关的切换，所述感测值指示流过所述开关的电流，其中所述控制装置还适用于通过所述开关的切换来控制所述开关式电源变换器的输出电压，与此同时控制发光二极管的电流。根据本发明的该方面，因为对于两个控制机构只使用了一个开关，所以提供了一种具有减少复杂性的电子装置。所述第一控制机构具有对发光二极管或一串发光二极管进行调光的形式。所述第二控制机构是开关式电源变换器的控制。本发明的该方面以有利的方式将两种控制机构组合在一个中。必须根据所述组合控制的特殊要求对控制装置进行调整。本发明的该方面可以被理解为就好像是开关式电源变换器的控制开关还适用于确定流过发光二极管的电流。所述开关可以是单开关，例如单晶体管，但所述开关也可以由多个开关来实现，只要那些开关如上所述的作为单个开关操作即可。所述开关优选的可适用于提供一个电流路径，其不是直接流过发光二极管的电流路径。对于不是流过所述LED或LED串的电流提供一个电流路径。因此，可以与所述发光二极管或一串发光二极管并联的方式或另一种方式来布置所述开关，使得所述电源变换器输出的电流通过所述开关(如果接通)而不流过所述LED。根据本发明的该方面，如果所述开关接通，则提供一个电流，该电流竟设法将发光二极管或二极管串旁路。根据本发明的再一个方面，所述感测值表示流过所述开关的电流。本发明的该方面涉及一种特定的结构，其中所述开关会旁路所述发光二极管。流过所述开关的电流可通过测量一个电阻器或其它电阻器件两端的电压来感测。如此建立的感测值与流过所述开关的电流成比例，并且可优选的使用上述的感测值来控制开关的切换。

根据本发明的一个方面，所述电子装置还包括：用于将所述感测值与一个补偿参考电压比较的比较装置；和补偿装置，用于提供和确定补偿参考电压，使得流过发光二极管的电流被调整并变得实质上独立于开关式电源变换器的输入和输出电压。换句话说，本发明提供一种不如现有技术复杂的控制机构，因为对于两个基本控制机构只使用了单个开关。另外，根据本发明的该方面，提供一种单开关机构的概念来调整流过所述发光二极管的电流，其独立于开关式驱动器的输入电压和向所述二极管供电的电源电压，尽管只有单个开关。本发明提出：用于对用于接通和关断所述开关的适当定时进行确定的参考电压被调整和补偿，使得开关式电源的输入和输出电压对流过二极管的电流的影响被补偿。基本上，与用于确定所述开关是接通还是关断的感测值进行比较的参考值是考虑了(即，根据)开关式电源的输出和/或输入电压电平来计算的。该补偿装置逐周期地控制电流，这给予LED的电流源一个极宽的带宽。该大带宽电流源特性允许将PWM调光和开关式驱动器控制组合在一个开关(如上所述的)中。开关式电源的输出和输入电压与流过发光二极管的电流之间的关系和相依性取决于特定的结构，并且它们可以是多种形式的。然而，根据本发明该方面的基本思想，开关式电源的输出和输入电压与流过发光二极管的电流之间的关系能够得以建立。这可根据开关式电源的输入功率和输出功率将是相等的这一基本规则来执行。另外，该等式对与峰值输入电流有关的输出电流(其为流过发光二极管的电流)进行求解。用峰值电压代替峰值输入电流在峰值输入电压和输出电流之间提供一种关系。该等式可用来确定发光二极管的输出电流是如何依赖于开关式电源的输出和输入电压电平。如果输入和输出电压对输出电流的影响例如被通过测量这些电压和计算各自补偿值以消除所述影响来补偿，则如此建立的系统会提供基本上独立于开关式电源的输出和输入电压的输出电流。这是特别惊奇的，因为用于输出电流和开关式电源的控制机构都依赖于相同的单个开关。

根据涉及考虑上述解释的补偿技术的本发明不同方面，可根据输入电压和输出电压的组合、根据输出电压的平方根、根据输入和输出电压的和、差、积和商和/或其组合来确定补偿的参考电压。

根据本发明的一个方面，所述控制装置还适于控制所述开关式电源变换器和流过一种装置中的发光二极管(或二极管，例如二极管串)的电流，在所述装置中布置有开关式电源变换器的反驰二极管和电感器以形成具有所述发光二极管的环路，并且其中所述开关被耦接来提供从所述电感器和反驰二极管之间到地的并联电流路径。这是一种特定的结构，其中所述开关和开关式电源被布置使得如果切断所述开关，则电流在向前的方向上循环流过反驰二极管和发光二极管(或二极管串)。所述控制装置必须适合于考虑该结构。所述电子装置还可以包括一些其它部件，例如反驰二极管或电感器(例如集成器件)。然而，其基本思想在于控制装置的适当结构。

根据本发明的另一个方面，所述控制装置还适合于接收定时信息，类似例如通过一个振荡器提供的时钟，用于根据所述定时信息切换所述开关。本发明的该方面对本发明提供一种额外的自由度，因为接通和切断所述开关可另外通过时钟来确定，而不是只通过电压电平确定。因此，可例如将开关关断任意的时间量。

根据本发明的又一个方面，所述控制装置适合于以滞后方式根据一个较高补偿参考电压和一个较低补偿参考电压来控制所述开关。因此，上面解释的本发明的原理还可适用于这样的结构，其中流过发光二极管(或二极管串)的电流应该包含DC部分和交流部分。响应于例如指示流过所述开关的电流的感测值来控制所述开关。如果所述感测值达到一个较高水平，则可以切断所述开关，而如果达到一个较低的水平，则接通所述开关。另外，该机构可以以滞后的方式来实现。因此，一个比较装置(例如比较器)将所述感测值与单个参考值进行比较。每当感测值等于或超过参考值时，所述参考值由各个其它限制来代替。另外，根据本发明的一个方面，所述参考值可被执行为补偿参考值以便使参考值独立于来自开关式电压源的输入和输出电压等。上面阐释的概念可应用于所述较高参考值和较低参考值。

在上述的配置中，所述开关可被实行为单晶体管或根据上述原理操作的多晶体管。另外，在本发明的上述方面中，虽然一些实施例是只关于一个发光二极管解释的，但可以总是由一串发光二极管来代替一个发光二极管。所有器件、装置和电路可优选的通过在单芯片(single die)半导体衬底或多芯片半导体衬底上的单个或多个集成电路来提供。

另外，根据本发明，可提供一种集成器件，其中输入或输出管脚可被配置成与发光二极管和/或一串发光二极管直接或间接耦接，其中这些管脚被配置用于按照根据本发明上述任何一个方面的控制机构来驱动发光二极管和/或发光二极管串。尤其是，在不脱离本发明的情况下可以任何数量或组成来组合上面的各个方面。

附图说明

本发明的这些和其它方面通过此后所述的实施例将是显而易见的，并将参照所述实施例对其进行阐释。在附图中：

图1示出根据现有技术的用于LED串的驱动结构的简化示意图；

图2(a)和(b)示出本发明第一实施例的简化示意图和相应波形；

图3示出根据本发明一个方面的对图2实施例的补偿的方框图；

图4(a)和(b)示出本发明第二实施例的简化示意图和相应波形；

图5示出根据本发明一个方面的对图4实施例的补偿的简化框图；

图6(a)和(b)示出本发明第三实施例的简化示意图和相应波形；

图7示出根据本发明一个方面的对图6实施例的补偿的简化框图；

图8(a)和(b)示出本发明第四实施例的简化示意图和相应波形；

图9示出根据本发明一个方面的对图8实施例的补偿的简化框图。

具体实施方式

图1示出传统开关式电流源的简化示意图。一串LEDstr发光二极管LED1、……，LEDn-1、LEDn与一个升压变换器耦接，所述升压变换器包括电感器L、电容C、开关晶体管T1和感测电阻Rs。LED串LEDstr的亮度通过与串LEDstr串联的第二开关晶体管T2来控制，所述第二开关晶体管T2通过脉冲宽度信号PWM来接通和切断。通过LED串LEDstr的电流通过感测电阻Rled处的误差信号放大器来感测。Rled处的电压电平与误差信号放大器ERRORAMP中的参考电压电平Vled相当。所述偏差被放大并传递给一个滤波器，所述滤波器提取用于峰值检测器COMP的适当参考值。所述峰值参考值与降压变换器的感测电阻Rs处的电压电平相当。比较器COMP对控制单元CNTL提供峰值电平，确定晶体管T1的关断时刻。所述控制机构的第二输入ZERO确定晶体管T1的接通时刻。虽然这描述了在自振荡或边界传导模式中的升压变换器，但也可以使用类似连续传导和不连续传导模式的操作模式。所述控制环路包括：用于将Rled处的感测值与参考电压电平Vled比较的误差信号放大器Err Amp，用于对多个变换周期求平均并用于对所述环路进行稳定处理的滤波器FLT，和比较器。所述比较器将滤波的结果Vp与感测的电压电平Vs进行比较并将比较结果提供给控制单元CNTL。通常，所述控制环路在转移函数中显示出若干极点和零点，使得典型的带宽对于100kHz开关频率为约几十kHz。该有限带宽也是这种结构的主要缺陷，其对于例如大约500HzPWM的色彩稳定性通常不足以精确地实行调光系统要求。LED串LEDstr发射的光的实际色点取决于通过LED的电流。色点尤其对于低电流可发生偏移。因此，被感知的颜色取决于施加全电流的时间与低电流流过LED的时间之比。流过LED串LEDstr的低电流典型地出现在装置启动和关闭时。因此，“电流拖尾”应尽可能小，其需要小输出电容。在稳态情形中，电容的负面影响能够得以补偿。然而，如果光输出被调光，至少如果假定了PWM调光，则调光仍然可以导致褪色。这种效果是由于电流拖尾对褪色的影响。在较高且真实色彩监视器上的测试显示出对于色彩非常敏感的应用，传统的解决方案并不满足要求。虽然有时可能没有观察到褪色，但精确的测量揭示这些系统并不满足要求。这种不足的结果是必须包括与LED串LEDstr并联或串联的额外开关以便建立精确的PWM调光。这对于传统的电路来说会导致额外的成本和额外的复杂性。因此，需要额外的PWM调光开关。

作为一般的评论，现有技术提供了两种控制环路。第一环路专用于控制电感器L中的峰值和零电流形状，而第二环路将用于峰值检测器的参考值调整为对于LED电流期望的值。根据本发明的一个方面，所述双环路控制机构将通过本发明的原理得以改进，其使得能够放弃一个环路并通过单个环路(例如仅通过内部环路)就能够提供两种控制功能。

图2(a)示出本发明第一实施例的简化示意图。如果例如在LCD背光系统中使用24V总线电压，则需要升压或降压-升压变换器来驱动具有五个以上LED的串。图2(a)示出具有低端(low-side)开关Ts和用于峰值电流检测的感测电阻Rs的自振荡升压变换器。图2中所示的电路包括具有电感器L、二极管D和电容器C的升压变换器结构。根据本发明的该实施例，低端开关Ts和感测电阻Rs串接，由此提供一个与LED串LEDstr和二极管D(其与LED串相串联)并联的旁通电流路径。根据该实施例，快速的逐周期的输入和输出电压补偿是可能的。原则上，目前的结构将升压或降压-升压变换器结构形式的开关电压源变换成电流源。通过感测电阻Rs、比较器COMP1和控制单元CNTL建立的前馈补偿代替了传统的主电流感测和控制环路。尤其是，图2(a)中所示的前馈补偿不仅适于支持传统的主环路，而且它构成了传统控制机构的完整替代品。因为感测电压电平Vs与比较器COMP中的参考电压电平Vcomp相当，所述比较器的输出被馈送给CNTL，所以一个逐周期反馈环路被建立用于控制低端开关Ts。所示电路的分析揭示出下列关系：

输入功率总计为：

$\mathrm{Pin}=\mathrm{Vin}*\mathrm{Iin}=\mathrm{Vin}*\frac{\mathrm{Ipeak}}{2}$

输出功率总计为：

$\mathrm{Pout}=\mathrm{Vout}*\mathrm{Iout}=\mathrm{\η}*\mathrm{Pin}=\mathrm{\η}*\mathrm{Vin}*\frac{\mathrm{Ipeak}}{2}$

从这两个公式得到：

$\mathrm{Iout}=\frac{(\mathrm{\η}*\mathrm{Vin}*\mathrm{Ipeak})}{\left(2\mathrm{Vout}\right)}$

如果从补偿Vcomp得到Ipeak，那么

$\mathrm{Ipeak}=\frac{\mathrm{Vcomp}}{\mathrm{Rs}}=\mathrm{Vout}*\frac{\mathrm{Vref}}{(\mathrm{Vin}*\mathrm{Rs})}$

因此，如果在上面的等式中使用了补偿参考电压Vcomp，则对于Iout得到下面的等式：

$\mathrm{Iout}=\mathrm{\η}*\frac{\mathrm{Vref}}{\left(2\mathrm{Rs}\right)}$

从上面的公式得知，只要使用了根据本发明的该方面的补偿，则输出电流基本上是在通过假设效率η、Vref和Rs是常数的情况下由常数确定的。这是通过与比值Vout/Vin成正比的峰值补偿实现的。

图2(b)示出流过电感器L的最终电流(即电流IL)和将要在节点Vin处提供给升压变换器的电流，即电流Iin。因此，对于时间间隔dT将观察到流入节点Vin中的线性增长电流Iin。如果通过流过电感器L的电流到达峰值Ipeak，则开关Ts断开，并且电流流至LED。如果电感器电流达到零，则通过COMP触发控制电路CNTL以接通低端开关晶体管Ts，并且流过电感器L的电流(IL)再次增加。

图3示出根据本发明一个方面的对图2实施例的补偿的方框图。如上所述，本发明建议关于比值Vout/Vin来补偿所述峰值。如果在图2(a)所示的比较器中使用补偿电压值Vcomp，则流过LED的输出电流Iout基本上变得独立于可变的电压或电流电平。输出电流Iout基本上是通过常数η、Vref和Rs确定的。图3示出用于根据输入电压Vin、输出电压Vout和参考电压Vref来连续提供适当补偿电压Vcomp的计算块的方框图。所述参考电压是常数并且能够从图2所示的传统电路以直接的方式获得。一旦确定Vref，图3中所示的块就适于提供一种可有利地用于确定输出电压的补偿机制。根据本发明的一个方面，由图3中的块CALC代表的电路可以优选地包括在例如图2(a)的电路中。

图4(a)示出本发明第二实施例的简化示意图。该结构还已知是反驰式(fly-back)或修改的升压变换器。所述控制机构基本上依赖于开关晶体管Ts和用于峰值电流检测的感测电阻Rs。虽然开关晶体管Ts和感测电阻Rs耦接在二极管D和电感器L之间，但LED串LEDstr和电容器C被布置在与地解耦的环路中。对该电流进行分析可提供下列关系：

初级电流总计为：

$\mathrm{Ipeak}=\mathrm{Vin}*\frac{\mathrm{dT}}{L}$

次级电流总计为：

$\mathrm{Ipeak}=\mathrm{Vout}*\frac{(1-d)T}{L}$

从这两个公式得到：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{d}{(I-d)}$ 或 $d=\frac{\mathrm{Vout}}{(\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout})}$

输入功率为：

$\mathrm{Pin}=\mathrm{Vin}*\mathrm{Iin}=\mathrm{Vin}*\frac{\mathrm{dIpeak}}{2}=\mathrm{Ipeak}*\mathrm{Vin}*\frac{\mathrm{Vout}}{2(\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout})}$

输出功率总计为：

$\mathrm{Vout}*\mathrm{Iout}=\mathrm{\η}*\mathrm{Pin}=\mathrm{\η}*\mathrm{Ipeak}*\mathrm{Vin}*\frac{\mathrm{Vout}}{2(\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout})}$

从它得到：

$\mathrm{Iout}=\frac{\mathrm{Pout}}{\mathrm{Vout}}=\mathrm{\η}*\mathrm{Ipeak}*\frac{\mathrm{Vin}}{2(\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout})}$

如果从补偿参考电压Vcomp得出Ipeak，那么

$\mathrm{Ipeak}=\frac{\mathrm{Vcomp}}{\mathrm{Rs}}=\mathrm{Vref}*\frac{(\mathrm{Vout}+\mathrm{Vin})}{(\mathrm{Vin}\·\mathrm{Rs})}$

因此，对于通过LED的输出电流获得下列等式：

$\mathrm{Iout}=\mathrm{\η}*\frac{\mathrm{Vref}}{\left(2\mathrm{Rs}\right)}$

所以，根据本发明的该方面由于适当调整了补偿参考电压Vcomp，输出电流Iout基本上是在通过假设效率η、Vref和Rs是常数的情况下由常数确定的。这是可能的，因为感测电阻两端的电压峰值与比值(Vout+Vin)/Vin成比例地被补偿。

图4(b)示出用于图4(a)的电路的电流IL和Iin的示意波形。图5示出根据本发明一个方面的补偿机构的简化框图。所述补偿机构适合于提供用于图4(a)中所示电路的补偿电压Vcomp。因此，所述补偿电压Vcomp是根据如关于图4(a)导出的上述等式而计算的。因此，存在常数C和根据下述等式(Vout+Vin)/Vin通过输入和输出电压补偿的参考电压Vref。如关于图4(a)已经导出的，所述补偿电压Vcomp将被补偿一个与该比值成比例的值。图5中所示的计算块可通过模拟电路、数字计算电路、数字逻辑或任何其它数字处理和计算装置来实现。

图6(a)示出根据本发明一个方面的第三实施例。图6(a)示出基本上应用与如关于图4和5所示和说明的相同补偿方法的不连续降压-升压变换器。然而，本类型使用所述不连续模式。对图6(a)所示电路的分析可通过下列等式来解释：

输入功率：

$\mathrm{Pin}=\mathrm{Vin}*\mathrm{Iin}=\mathrm{Vin}*\frac{\mathrm{dIpeak}}{2}=\frac{1}{2}*L*{\mathrm{Ipeak}}^2*f$

输出功率：

Pout＝Vout*Iout＝η*Pin＝η*Vin*Iin

从这两个公式得出：

$\mathrm{Iout}=\mathrm{\η}*\frac{\mathrm{Pin}}{\mathrm{Vout}}=\frac{1}{2}*\mathrm{\η}*f*L*\frac{{\mathrm{Ipeak}}^2}{\mathrm{Vout}}$

如果从补偿Vcomp得到Ipeak，那么

$\mathrm{Ipeak}=\frac{\mathrm{Vcomp}}{\mathrm{Rs}}=\sqrt{\frac{(\mathrm{Vout}*\mathrm{Vref})}{\mathrm{Rs}}}$

因此，得到下列等式：

$\mathrm{Iout}=\frac{1}{2}*\mathrm{\η}*f*L*\frac{\mathrm{Vref}}{{\mathrm{Rs}}^2}$

如果使用补偿参考电压Vcomp，则输出电流基本上是在通过假设效率η、频率f、电感器L、Vref和Rs是常数的情况下由常数确定的。这是通过补偿与

成比例的Vpeak值实现的。图6(b)中所示的波形与参照图5(b)说明的波形相似，除了定时目前是由振荡器来控制的以外。因此，电流IL是不连续的，即IL可以归零，并且在它再次开始上升之前，在零处保持一定时间。

图7示出涉及本发明一个方面的补偿机构的简化方框图。本发明的该方面特别用于图6(a)所示的电路。如上面对于图6(a)所得出的，补偿电压现在与

成比例。如果峰值电压Vpeak通过

进行补偿，则能够提供输出电流Iout，其基本上取决于常数例如η、频率f、电感L、Vref和Rs。

图8(a)示出本发明第四实施例的简化示意图。图8(a)中所示的结构为连续滞后升压变换器，其基本上应用与关于图6(a)和图4(a)所说明的相同的方法。然而，图8(a)所示的概念涉及滞后控制机构，其中所述电压被控制在上限和下限之间。电感器L基本上是在逐周期模式下通过在Ihigh＝Vhigh/Rs与Ilow＝Vlow/Rs之间产生的电流纹波的滞后电平Vhigh和Vlow来控制的。选择信号SEL通过多路复用器mux选择信号Vhighcomp和Vlowcomp其中之一作为比较器COMP的一个输入。所述选择响应于比较器COMP的输出而改变。SEL还被传送给AND(与)门以使PWM信号通过或将它切断。比较器COMP的另一个输入是通过放大器AMP从感测电阻Rs获得的。对该电路的更详细分析显示出以下关系：

平均输入电流：

$\mathrm{Iin}=\frac{(\mathrm{Ihigh}+\mathrm{Ilow})}{2}$

输入功率：

$\mathrm{Pin}=\mathrm{Vin}*\frac{(\mathrm{Ihigh}+\mathrm{Ilow})}{2}$

输出功率：

$\mathrm{Pout}=\mathrm{Vout}*\mathrm{Iout}=\mathrm{\η}*\mathrm{Pin}=\mathrm{\η}*\mathrm{Vin}*\frac{(\mathrm{Ihigh}+\mathrm{Ilow})}{2}$

由此得到：

$\mathrm{Iout}=\mathrm{\η}*\left(\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}\right)*\frac{(\mathrm{Ihigh}+\mathrm{Ilow})}{2}$

如果从补偿Vhigh得到Ihigh，那么

$\mathrm{Vhigh}:\mathrm{Vhigh}=\mathrm{Vhighcomp}*\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}$

如果从补偿Vlow得到Ilow，那么

$\mathrm{Vlow}:\mathrm{Vlow}=\mathrm{Vlowcomp}*\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}$

从这三个公式得出

$\mathrm{Iout}=\mathrm{\η}*\left(\frac{\mathrm{Vhighcomp}+\mathrm{Vlowcomp}}{2\mathrm{Rs}}\right)$

至于图2、4和6所示的电路，输出电流也是通过在假设效率η、Vhighcomp、Vlowcomp和Rs是常数的情况下的常数值所确定的。这是通过补偿与比值Vout/Vin成比例的滞后电平Vhigh和Vlow值实现的。

图8(b)示出有关图8(a)所示电路的相应波形。因此，由IL表示的流过电感器L的电流在上限Ihigh和下限Ilow之间变化。对于输入电流Iin有相同的效果。因此，流过LED串LEDstr的电流存在一个恒定DC部分和一个交变部分。比较器COMP的输入在高电平Vhigh和低电平Vlow之间切换。所述切换在每次比较器COMP的输出改变时都会发生。

图9示出根据本发明一个方面的计算机构的一个简化框图。图9所示的框图用作图8(a)所示电路的补偿计算装置。静态电平Vhigh和Vlow被与比值Vout/Vin成比例地补偿以便提供经补偿的滞后电压电平Vhighcomp和Vlowcomp。该计算步骤是通过计算块CALC提供的。如上所述，计算块CALC可通过适于执行所需计算步骤的任何装置来实现。

一般，LED电流的调光和升压可通过调幅、脉冲宽度调制或二者的组合来实现。图2至图9中所示实施例允许通过控制峰值电压Vpeak来容易地实现。调幅可通过改变Vpeak(或用于所述补偿变换器的Vref)的设置点来实现。这可例如通过数模转换器来实现，使得幅度设置可从处于所述系统中的数字处理器来控制。脉冲宽度调制可通过将Vpeak(或Vref)从其正常值(幅度)切换至零电压来实现。可选择的，脉冲宽度调制可通过支配迫使开关Ts的栅极为零的控制块来实现。

本发明提供一种用于以针对开关模式解决方案的极好效率来驱动LED的电子装置。所述开关动作对于零电流和零电压发生。额外的散热部件(例如LED串中的电流感测电阻或调光开关)就不再需要。电流的切断在关态调光(off-state dimming)期间发生。因为电压变换器提供由于输出电压补偿产生的高输出阻抗、高输入拒绝和由于快速逐周期补偿产生的精确PWM调光，所以根据本发明的系统提供一种良好的色彩稳定性。因为不需要额外的感测电阻、PWM调光开关、误差信号放大器和环路补偿网络，所以对于根据本发明的电子装置的复杂性和成本被大大减小。

如上面关于优选实施例所述的，所述电流感测方法可基于感测电阻两端的感测电压，但也能够通过场效应晶体管，尤其是感测FET镜或通过集成电感器电压的电流仿真来实现所述感测装置。

本发明可有益地用于各种各样的应用，例如LCD背光、普通照明和汽车照明。

虽然已经在附图和前述的说明中对本发明进行了阐释和描述，但这种阐释和说明将被看作是示意性的或典型性的并且不是限制；本发明不局限于所披露的实施例。对所披露实施例的其他改变在实行所要求发明过程中对于本领域技术人员来说通过对附图、披露内容和后附权利要求的研究而是能够理解和施行的。在权利要求中，单词“包括”并不排除其它元件或步骤，而不定冠词“一”或“一个”并不排除多个。在互不相同的从属权利要求中列举的某些措施这样的纯粹事实并不表示这些措施的组合不能有利地使用。权利要求中的任何参考符号不应构成为限制所述范围。

Claims (9)

1.一种用于驱动发光二极管的电子装置，所述电子装置包括：

-控制开关(Ts)，其适于切换开关式电源变换器；和

-控制装置(CNTL)，其适于响应于对开关式电源变换器的电流进行指示的感测值(Vs)来控制所述控制开关(Ts)，并适用于通过控制开关(Ts)来控制所述开关式电源变换器的输出电压和流过发光二极管的电流(Iout)。

2.根据权利要求1所述的电子装置，其中所述控制开关(Ts)适于提供与发光二极管并联的电流路径。

3.根据权利要求1或2所述的电子装置，其中所述感测值(Vs)指示流过控制开关(Ts)的电流。

4.根据前述权利要求之一所述的电子装置，还包括：用于将所述感测值与一个补偿参考电压(Vcomp)比较的比较装置(COMP)；和补偿装置(CALC)，其用于提供和确定补偿参考电压(Vcomp)，使得对流过发光二极管的电流(Iout)进行的调整变得实质上独立于开关式电源变换器的输出电压(Vout)。

5.根据权利要求4所述的电子装置，其中所述补偿参考电压(Vcomp，Vhighcomp，Vlowcomp)可根据输入电压(Vin)和/或输出电压(Vout)来确定，尤其是根据输出电压的平方根，输入和输出电压的和、差、积和商和/或其组合来确定。

6.根据前述权利要求之一所述的电子装置，其中所述控制装置(CNTL)还适用于控制流过一种装置中的发光二极管和开关式电源变换器的电流，在所述装置中布置有开关式电源变换器的反驰二极管(D)和电感器(L)以形成具有所述发光二极管的与地隔离的环路，并且其中所述控制开关(Ts)被耦接以提供从电感器(L)与反驰二极管(D)之间到地的并联电流路径。

7.根据前述权利要求之一所述的电子装置，其中所述控制装置还适用于接收定时信息，尤其是通过振荡器(OSC)提供的时钟信号，用于根据所述定时信息切换所述开关。

8.根据前述权利要求之一所述的电子装置，其中所述控制装置适用于根据一个较高补偿参考电压和一个较低补偿参考电压(Vhighcomp，Vlowcomp)来控制所述开关。

9.根据权利要求8所述的电子装置，其中所述根据较高补偿参考电压和较低补偿参考电压(Vhighcomp，Vlowcomp)进行的切换是根据滞后原理实现的。

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