CN105052245A - Led驱动电路 - Google Patents

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Abstract

一种LED驱动电路包括至少一个串联的LED(12)串(10)以及电源，所述电源用于将干线电压(AC)转换为将被施加至所述至少一个LED串(10)的输出电压(Uout)，所述LED驱动电路的特征在于所述电源包括适用于将所述干线电压(AC)直接转换为所述输出电压(Uout)的单级升压转换器(14)。

Description

LED驱动电路
技术领域
本发明涉及一种LED驱动电路，其包括至少一个串联的LED串以及电源，所述电源用于将干线电压(mainsvoltage)转换为将被施加至所述至少一个LED串上的输出电压。
更具体地，本发明涉及高功率照明应用，如工业用灯、运动场用灯、路灯等等，其中多个LED的阵列由公共电源供电。
背景技术
由于单个LED的正向电压(通常在1到5V的数量级)远小于例如400VAC、230VAC或110VAC的干线电压，因此有必要将干线电压转换为适于LED的输出电压。当多个LED串联时，输出电压应当对应于所述串中的LED的正向电压的总和。
多数传统LED驱动电路包括多个串，所述多个串中的每一个仅具有相对较少数目的LED，从而输出电压将低于干线电压。然而，当多个串与公共电源并联时，输出电流必须相对较高，这导致系统损失增加，并且必须采取额外措施以确保并联LED串之间的正确的电流平衡。通常，对于每一个LED串来说，采用工作于电流模式的单个转换器来调节LED电流。另外，这些系统需要许多连接和互连线，从而使电子部件的成本及其安装成本相对较高。
EP2315497A1和EP2458940A1描述了具有两级电源的LED驱动电路。第一级是具有功率因子校正功能的转换器，其将AC干线电压转换为DC电压并确保与AC电网规范相符。第二级是对一个或多个LED串中的电流进行调节的驱动器。
发明内容
本发明的一个目标是提供一种具有增加的系统效率和减少的系统成本的LED驱动电路。
为了实现这一目标，根据本发明，电源包括适用于将干线电压直接转换为输出电压的单级升压转换器。
由于使干线电压升压到较高的电压电平，因此提高了效率并且减少了系统损失。此外，输出电流相对较低，从而只需将电源输出侧上的电子部件设计为用于低电流。优选地，输出电压甚至将超过所施加的干线电压的峰值。这意味着需要整个系统足够绝缘。然而，可以因此省去LED驱动器(或变压器)的传统电绝缘。
在从属权利要求中对本发明的更具体的可选特征进行了说明。
在一个优选实施例中，升压转换器是多电平转换器，例如在以下文章中大体描述的类型：J.Rodrigues,J.S.Lai,F.Zheng的“MultilevelInverters:ASurveyofTopologies,ControlsandApplications”(多电平反相器：拓扑、控制及应用纵览),IEEETrans.IndustrialElectronics,vol.49,2002,pages724-738以及M.T.Zhang，J.Yiming，F.C.Lee,M.M.Jovanovic的“Single-PhaseThree-LevelBoostPowerFactorCorrectionConverter”(单相三电平升压功率因子校正转换器),IEEEAPEC10thannual,1995,pages434-439。这种拓扑允许在不使用昂贵的高额定电压的半导体器件的情况下提高输出电压电平。例如，可将输出电压提高至干线电压峰值的至少1.5倍。优选地，在LED串的串联连接上均匀划分输出电压。
为了增加效率，优选的是使转换器工作在临界不连续模式中，如已经在J.Zhang,J.Shao,P.Xu,F.C.Lee的“EvaluationofInputCurrentintheCriticalModeBoostPFCConverterforDistributedPowerSystems”(对分布式电源系统的临界模式升压PFC转换器中的输入电流的评估),IEEEAPEC16thannual,2001,pages130-136中以及L.Huber,B.T.Irving,M.M.Jovanovic的“Effectofvalleyswitchingandswitching-frequencylimitationsonaline-currentdistortionsofDCM/CCMboundaryboostPFCconverters”(波谷切换与切换频率极限对DCM/CCM边界升压PFC转换器的线性电流失真的影响),IEEETrans.PowerElectronics,vol.24,2009,pages339-347中所描述的那样。另外，可以通过在干线电压的正弦波周期上施加电子开关的恒定导通时间来简化循环控制。
此外，多电平拓扑具有能够实现LED电流平衡控制的优点，由此可以更进一步地提高效率。(J.R.Pinhiero,D.L.R.Vidor,H.A.Gründling的“DualOutputThree-LevelBoostPowerFactorCorrectionConverterwithUnbalancedLoads”(具有不平衡负载的双输出三电平升压功率因子校正转换器),IEEEPESC27thannual,1996,pages733-739)。
在一个优选实施例中，对转换器进行保护使其不受过量的涌入电流和瞬变电压的损害。
附图说明
现在将结合附图来描述本发明的实施例示例，其中：
图1是根据本发明的LED驱动电路的简单示例的电路图；
图2是具有两电平转换器的驱动电路的电路图；
图3(A)至图3(E)是示出了图2所示的转换器的不同操作模式的时序图；
图4是四电平转换器的电路图；
图5是适用于三相干线电压的两电平转换器的示例；
图6是具有两个并联LED串的LED驱动电路的示例；以及
图7是与图1类似但示出了用于涌入电流限制和瞬变保护的措施的电路图。
具体实施方式
如图1所示，LED驱动电路包括串联的LED12的串10以及单级升压转换器14，所述单级升压转换器14适用于将干线电压AC转换为直接施加至串10的输出电压Uout。干线电压可以例如是230V的单相AC电压。
虽然为简明起见，图1的串10中仅示出了两个LED12，但是实际中所述串将包括明显更大数目的串联的LED。例如，LED的数目可以为100或更多，从而使得输出电压Uout可以是400V到1000V的数量级。
转换器14包括由二极管D1至D4形成的二极管桥以及连接在二极管桥的输出端之间的电感器L、二极管D5和电容器C的串联。受电子控制器Q控制的电子开关S(例如MOSFET)与二极管D5和电容器C并联。LED的串10与电容器C并联。
二极管桥D1至D4将干线电压AC整流为脉冲DC电压Uin。当开关S导通(闭合)时，电压Uin跨电感器L而下降，使得通过电感器L的电流增加(正斜率)。二极管D5防止电容器C经由开关S放电。只要开关S导通，存储于电感器L中的能量就增加，同时电容器C经由LED串10放电。
当开关S被切断(断开)时，电感器L强制电流流过二极管D5并流过LED串10，同时电容器C进行再充电。由于输出电压Uout始终大于电压Uin(或更精确地，与时间有关的电压Uin的瞬时值)，因此流过电感器L的电流减小(负斜率)，直到开关S再次闭合。
提供电流分流器来测量流过LED串10的电流ILED。控制器Q接收电流ILED、输入电压Uin和流过电感器L的电流(以及可选地，出于保护目的而接收的输出电压Uout)的测量值，并且可被配置为在相比于干线正弦波周期的较大的时间尺度上对开关S的导通时间进行反馈控制，而控制断开时间以使流过电感器L的电流具有刚好足以衰减至零的时间。换言之，转换器工作在处于连续传导模式(CCM)(其中电流将连续地流过电感器L)与不连续传导模式(DCM)(其中将存在没有电流流过电感器的时段)之间的边界上的所谓的临界模式中。
因此，Uout与Uin的瞬时值之间的差值将结合开关导通时间的持续时间来决定开关S的断开时段的持续时间以及转换器的切换频率。通常，将对开关S的导通时间(恒定或不恒定)进行选择以使切换频率处于若干kHz的数量级，从而可以用具有相对较低的电感(inductivity)的电感器实现高效的电源转换。
作为一个更实际的示例，图2示出了向串联的两个LED串10供电的两电平转换器16的构思。如果两个串10具有相等数目的LED12并且所有LED具有相同的正向电压，则转换器16的输出电压Uout将在两个串10上均匀分配，从而每个串由端子电压ULED(＝Uout/2)供电。
图2所示的转换器16与图1所示的转换器14之间的主要差异为：在转换器16中，开关S由两个开关S1、S2的串联替代，并且电容器C由电容器C1和电容器C2的串联替代。位于开关与电容器之间的中点形成连接至位于两个LED串10之间的中点的端子。因此，每个串10的端子电压ULED由跨对应的电容器C1、电容器C2的电压降决定。另一个二极管D6防止电容器C2在开关S2闭合时经由开关S2放电。单独测量流过每个LED串10的电流ILED。
在所示的示例中，电感器L也已经由两个电感器L1和L2替代。此外，模式选择开关Sm连接在二极管D2和D4的中点与位于开关S1和S2之间的中点之间。
当模式选择开关Sm断开并且对开关S1和S2同步操作(由图2中未示出的控制器Q操作)时，转换器16的操作等价于转换器14的操作。例如，通过控制开关S1和S2的导通时间，可以将输出电压Uout控制在400V到500V范围内，从而向每个单独的串10供应具有200V与250V之间的值的端子电压ULED。
模式选择开关Sm可用于将转换器切换为倍压模式，在倍压模式中，可以用例如只有110VAC的较低的干线电压来实现具有几乎相同的转换效率的相同输出电压Uout。在该模式中，即当开关Sm闭合时，电感器L1、开关S1和电容器C1形成了在干线电压的正半波期间经由二极管D1供电的第一转换器(仅具有一半总电感)，并且电感器L2、开关S2和电容器C2形成了在干线电压的负半波期间经由二极管D3供电的第二转换器。由于电感下降，使得每一个转换器要把110V的降低的干线电压转换为200V至250V的电压ULED，以使总输出电压Uout(＝2ULED)仍将是400V到500V。
在正常模式(无倍压)中，根据图2的两电平拓扑具有以下优点：可以彼此独立地控制两个开关S1和S2，以实现效率的进一步改善并且能够实现电流平衡，如同现在将结合图3进行说明的那样。
图3(A)示出了一种切换模式，其中对开关S1和S2两者同时进行切换，以使其效果与使用图1所示的单个开关S能够实现的效果相同。当(瞬时)输入电压Uin约等于端子电压ULED时，该模式最有效率。
然而，当Uin小于ULED时，使用如图3(B)所示的开关S1和S2交替地操作的切换模式更有效率。在该模式中，导通时间大于断开时间，从而存在两个开关的导通时间发生重叠的时间间隔。在这些时间间隔中，电流流过电感器L1和L2两者并且流过开关S1和S2两者，并且该电流的斜率为正，即电流增加。同时，电容器C1和C2经由LED串10放电。
然后，开关S1被切断，同时开关S2保持导通。因此，强制通过L1的电流对C1充电并且/或者流过上部串10然后流过开关S2和电感器L2。通过L1的电流的斜率为负，因为ULED大于Uin。
当电流已经降到零(临界模式)时，再次使S1导通，从而将使得电流再次上升。然后，当开关S2被切断时，S1保持导通，从而使现在流过L1的电流在经由L2返回之前被迫朝向电容器C2和下部串10流动。斜率将再次为负，这是因为跨电容器C2下降的电压ULED也大于Uin。
这种切换模式具有以下优点：在Uin的瞬时值小于ULED的条件下，总损失(包括切换损失)减少。
在图3(B)所示的示例中，两个开关的占空比是平衡的，这导致跨两个LED串10的端子电压较为平衡。然而，有可能通过改变开关的占空比来改变两个串之间的电流平衡。例如，图3(C)示出了开关S1的平均导通时间大于开关S2的平均导通时间的情况。这种模式可以用于控制两个LED串10之间的电流平衡。又如在图3(B)中，这种模式满足以下条件：存在两个开关都导通的时段以及仅有一个开关导通的时段，但不存在两个开关都断开的时段。
图3(D)和图3(E)示出了Uin的瞬时值大于ULED时更有效率的切换模式。这种情况下，可通过满足两个开关的导通时间从不重叠的条件来使总损失(包括切换损失)最小化，从而只存在单个开关导通的时段和没有开关导通的时段。由于Uin大于ULED，因此当一个开关导通而另一个开关断开时电流斜率将为正，并且由于Uin仍小于Uout＝2Uin，因此只有当两个开关都断开时电流斜率将为负。图3(D)示出了两个开关的占空比平衡的情况，而图3(E)示出了两个开关的占空比不平衡以对LED串10的电流平衡进行控制的示例。
可以按照不同方式对上述实施例进行修改，如现在将结合图4至图7进行例示的那样。应当理解的是，这些图中示出的所有特征可以彼此组合以及与先前所描述的实施例进行组合。
在图4中，多电平转换器的构思已经扩展为四电平。每个电平与一个开关和一个电容器相关联，因而本实施例中存在四个开关S1至S4以及四个电容器C1至C4。此外，提供两个额外二极管D7和D8用于两个额外电平。其功能原理与已结合图2和3进行描述的原理相似。跨单个电平的电容器的压降以及跨相应的LED串10的压降为ULED，从而使得这种情况下跨所有四个电容器C1至C4的串联连接的总输出电压将为ULED的四倍。虽然ULED可以等于或小于整流后的干线电压的峰值，但是总输出电压Uout将大于该峰值。
本实施例中，可通过使开关S1至S4中的一个、两个、三个或所有四个闭合来逐步改变跨电感器L1和L2的压降。出于控制的目的，可单独测量流过每个LED串10的LED电流ILED(正如图2所示)。
图5再次示出了两电平转换器，这种情况下，该两电平转换器适用于三相干线电压。将干线电压的三个相位施加至三个电感器L1、L2和L3，这三个电感器的另一端连接至位于各个二极管对D1与D3之间的中点、D2与D4之间的中点以及D9与D10之间的中点，所述二极管对将提供整流后的干线电压。三相干线的线间电压是400VAC，峰值等于566Vtt。再一次地，单个电平的端子电压ULED可以等于或小于所述峰值电压，而总输出电压将大于所述峰值电压。
这种拓扑具有以下优点：需作为能量缓冲器使用的电容器C1至C4的电容可以较小，从而可以用具有更高的寿命且有利于高环境温度下的应用的薄膜电容器来代替电解电容器。原则上，这种拓扑甚至可以扩展至更多电平，例如8电平或16电平。
图6示出了一个实施例，该实施例与图2的不同之处在于将LED12的两个并联串10连接至转换器的输出。为了能够对两个LED串10之间的任何可能的不平衡进行校正，每个串包括可用于补偿两个LED串之间的正向电压差异的稳定(可选地可控制)的DC电源(DC)。
在所有这些实施例中，优选的是，提供用于过压保护以及用于限制涌入电流的额外措施。图7中示出了针对单电平转换器的简单情况的示例。相同构思可以等效地应用于多电平转换器。
为了限制涌入电流，电阻器R介于开关S与二极管桥整流器之间。保护器开关Sp与电阻器R并联。根据测量到的输出电压Uout使该保护器开关Sp导通和断开。当系统上电且电容器10须为待充电时，开关Sp断开，从而使电流将受到电阻器R的限制。只有当输出电压Uout已经达到开关的操作电平时，开关Sp将闭合以使电阻器R短路，从而所述转换器可如同上文已经描述的那样工作。
此外，为了防止电感器L变得饱和，二极管D11与电感器L和二极管D5并联。
另外，图7示出了连接在干线电压的端子之间的压敏电阻器VDR，从而可以抑制任何可能的电压瞬变(过压保护)。在过压瞬变期间，将使开关Sp断开并且使转换器停止。电阻器R与LED负荷串联放置，以限制峰值电流并在瞬变期间保护LED。

Claims (13)

1.一种LED驱动电路，所述LED驱动电路包括至少一个串联的LED(12)串(10)以及一个电源，所述电源用于将干线电压(AC)转换为将被施加至所述至少一个LED串上的输出电压(Uout)，其特征在于，所述电源包括适用于将所述干线电压(AC)直接转换为所述输出电压(Uout)的单级升压转换器(14、16)。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，其中所述输出电压(Uout)大于所述干线电压(AC)的峰值电平，优选地是所述干线电压(AC)峰值电平的至少1.5倍。
3.根据权利要求1或2所述的驱动电路，其中所述升压转换器(16)是多电平转换器，所述多电平转换器具有分别关联至每个电平的开关(S1至S4)和电容器(C1至C4)，各个电平的所述电容器串联，并且各LED(12)串(10)与所述电容器中的每一个并联。
4.根据权利要求3所述的驱动电路，所述驱动电路包括适用于在临界不连续模式下对所述开关(S1至S4)进行操作的控制器(Q)，在所述临界不连续模式中仅允许流过所述转换器的电感器(L；L1至L4)的电流准时地下降到零。
5.根据权利要求3或4所述的驱动电路，其中所述转换器(16)适用于跨所述电容器(C1至C4)中的每一个来产生端子电压(ULED)，所述端子电压具有与整流后的干线电压(Uin)的峰值电平相同的数量级，或者小于整流后的干线电压(Uin)的峰值电平。
6.根据权利要求5所述的驱动电路，其中所述控制器(Q)具有所述开关(S1至S4)同时断开且同时闭合的第一操作模式，以及存在至少一个开关在至少一个其他开关的断开时段期间导通的至少一种其他操作模式。
7.根据权利要求6所述的驱动电路，其中所述控制器(Q)适用于在所述整流后的干线电压(Uin)的瞬时值小于所述端子电压(ULED)时切换至所述开关(S1至S4)中的至少一个在任意时间都导通的操作模式。
8.根据权利要求6或7所述的驱动电路，其中所述控制器(Q)适用于在所述整流后的干线电压(Uin)的瞬时值大于所述端子电压(ULED)时切换至所述开关(S1至S4)中的至少一个在任意时间都断开的操作模式。
9.根据权利要求7或8所述的驱动电路，其中所述控制器(Q)适用于彼此独立地控制所述开关(S1至S4)的占空比。
10.根据权利要求6所述的驱动电路，其中所述控制器(Q)适用于对所述开关(S1至S5)进行控制，以使其导通时段具有恒定长度，而与所述整流后的干线电压(Uin)的瞬时值无关。
11.根据权利要求3至10中的任意一项所述的驱动电路，其中所述转换器(16)具有至少两个电感器(L1、L2)以及用于将所述转换器切换至电压增幅模式的模式选择开关(Sm)，在所述电压增幅模式中，与所述转换器的电平相关联的所述开关(S1至S4)中的每一个仅对通过所述电感器(L1、L2)之一的电流进行控制。
12.根据前述权利要求中的任意一项所述的驱动电路，其包括涌入电流限制电路(R、Sp)。
13.根据前述权利要求中的任意一项所述的驱动电路，其包括过压电路(VDR、R、Sp)。
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