CN105917740A - Led驱动器和控制方法 - Google Patents

Abstract

一种DC‑DC变换器具有产生具有导通时间、断开时间和切换频率的脉冲的序列的脉冲宽度控制电路。导通时间和切换频率二者根据调光设置而变化。

Description

LED驱动器和控制方法

技术领域

本发明涉及用于特别是使用调光控制函数来驱动LED的LED驱动器以及控制方法。

背景技术

LED通常使用DC-DC变换器来驱动。变换器接受DC输入电压并且提供DC输出电压。

对于很多应用，DC-DC变换器被配置成基于未调节的DC输入电压来向负载提供调节后的DC输出电压。DC-DC变换器可以用于将由各种DC功率源中的任何功率源提供的未调节电压变换成用于驱动给定负载的更适当的调节后的电压。未调节的DC输入电压通常从市电AC功率源来得到，其通过桥式整流器/滤波电路布置被整流和滤波。

图1示出了被配置成基于更高的未调节DC输入电压30(Vin)向负载40提供调节后的DC输出电压32(Vout)的传统的降电压(step-down)DC-DC变换器50的电路图。图1的降电压变换器通常也称为“降压(buck)”变换器。从功能的角度来看，图1的降压变换器通常代表其他类型的DC-DC变换器。

DC-DC变换器(如图1的降压变换器)采用晶体管或等效器件20，晶体管或等效器件20被配置成用作有选择地使得能量被存储在能量存储设备22中的饱和开关。能量存储设备22在图1中被示出为电感器L。

虽然图1将这样的晶体管开关图示为双极结晶体管(BJT)，但是在各种DC-DC变换器实现中也可以采用场效应晶体管(FET)作为开关。通过采用这样的晶体管开关，DC-DC变换器由于其通用功能通常也称为“开关调节器”。

图1的电路中的晶体管开关20操作以周期性地在相对较短的时间间隔期间在电感器22(L)两端施加未调节的DC输入电压30(Vin)(在图1中，描绘单个电感器以示意性地表示布置成各种串联/并联配置中的任何配置以提供期望电感的一个或多个实际电感器)。

在晶体管开关“导通”或闭合并且从而向电感器传递输入电压Vin的间隔期间，电流基于所施加的电压流过电感器并且电感器在其磁场中存储能量。当开关“断开”或关断使得DC输入电压从电感器被去除时，电感器中存储的能量被传递给滤波电容器34，滤波电容器34用以向负载40提供相对平滑的DC输出电压Vout。

当晶体管开关20导通时，在电感器22两端施加电压V_L＝Vout-Vin。所施加的这一电压引起线性增加的电流I_L基于关系式V_L＝LdI_L/dt而流过电感器(并且流至负载和电容器)。

当晶体管开关20断开时，通过电感器的电流I_L继续在相同的方向上流动，其中二极管24(D1)现在导通以完成电路。只要电流流过二极管24，则电感器两端的电压V_L固定在Vout-Vdiode，引起电感器电流I_L随着能量从电感器的磁场向电容器和负载提供而线性减小。

图2是图示在以上描述的开关操作期间图1的电路的各种信号波形的图。

传统的DC-DC变换器可以被配置成在不同模式(通常称为“连续”模式、“断续模式”或“临界”模式)下操作。

在连续模式操作中，电感器电流I_L在晶体管开关的连续切换循环期间保持在零以上。在临界模式下，电感器电流在给定切换循环的开始处以零开始并且在切换循环的结束处返回零。在断续模式下，电感器电流在给定切换循环的开始处以零开始并且在切换循环的结束之前返回零。

图3示出了连续模式的波形，其中假定在开关导通(即，传导)时晶体管开关的两端没有电压降并且在二极管D1传导电流时二极管的两端有可忽略的电压降。图3中示出了持续两个连续切换循环的、叠加在图1所示的点V_X处的电压上的、在连续循环上电感器电流的变化，其基于晶体管开关20的操作以及通过电感器I_L的电流。水平轴表示时间t，完整的切换循环用时间周期T表示，其中晶体管开关“导通”时间表示为t_on并且开关“断开”时间表示为t_off(即T＝t_on+t_off)。

对于稳态操作，在切换循环的开始和结束时的电感器电流I_L基本上相同，如通过图3中的指示I_P可见。因此，根据关系式V_L＝LdI_L/dt，在一个切换循环上的电流变化为零，并且可以由下式给出：

其简化为

(V_in-V_out)t_on-(V_out)(T-t_on)＝0

或者

$\frac{V_{out}}{V_{in}}=\frac{t_{on}}{T}=D,$

D定义为晶体管开关的“占空比”、或者每个切换循环开关导通并且使得能量被存储在电感器中的时间的比例。可见，输出电压与输入电压之比与D成比例；即，通过改变图1的电路中的开关的占空比D，可以关于输入电压Vin改变输出电压Vout，但是输出电压Vout不能超过输入电压，因为最大占空比D为1。

图1的传统降压变换器特别地被配置成向负载40提供低于输入电压Vin的调节后的输出电压Vout。为了确保输出电压Vout的稳定性，降压变换器采用反馈控制回路46控制晶体管开关20的操作。通常，如图1中用连接47表示的，反馈控制回路46的各个部件的功率可以从DC输入电压Vin得到或者替选地可以从另一独立的功率源得到。

DC输出电压Vout的缩小后的样本电压Vsample作为输入被提供给反馈控制回路46(经由电阻器R2和R3)并且由误差放大器28将其与参考电压Vref相比较。参考电压是期望的调节后的输出电压Vout的稳定的缩小后的表示。误差放大器28基于Vsample和Vref的比较生成误差信号38，并且这一误差信号的幅度最终控制晶体管开关20的操作，晶体管开关20的操作又经由对开关占空比的调节来调节输出电压Vout。以这一方式，反馈控制回路维持稳定的调节后的输出电压Vout。特别地，误差信号38用作脉冲宽度调制器36的控制电压，脉冲宽度调制器36还接收由振荡器26提供的频率/＝1/T的脉冲流42。在传统的DC-DC变换器中，脉冲流的示例性频率在大致50kHz到100kHz的范围内。脉冲宽度调制器36被配置成使用脉冲流42和误差信号38二者提供控制晶体管开关20的占空比的开关控制信号44。实际上，脉冲流42的脉冲用作“触发器”以引起脉冲宽度调制器导通晶体管开关20，并且误差信号38确定晶体管开关保持导通多久并且因此确定占空比D。

以上描述连续模式。“断续”或“突发”模式用于改善功率变换器的轻负载效率，以帮助节省能量并且延长设备的电池寿命。也可以通过减小这些轻负载条件下的切换频率来减小切换损失。当负载电流很高时，优选的是在固定频率连续模式下操作功率变换器，因为这实现了快的过渡响应、更高的效率和更窄范围的噪声频谱。当负载电流很低时，控制开关在几个连续的循环期间导通并且保持断开直到输出电压降低到阈值以下。然而，这一突发模式操作在一些情况下不理想，因为轻负载下的突发模式可以引起切换噪声频谱扩展至宽的范围，从而强加EMI问题并且在驱动LED时导致视觉闪烁。

需要控制不同模式之间的过渡。US7 755 342公开了一种用于在固定频率模式与断续模式之间过渡的电路。然而，在模式之间的过渡时电路响应存在突发变化。另外，这一方法利用突发模式，这可能产生闪烁。

发明内容

本发明由权利要求定义。

根据本发明，提供了：

一种LED驱动器，包括：

DC-DC变换器，具有产生具有导通时间、断开时间和切换频率的脉冲的序列的脉冲宽度控制电路；以及

控制电路，具有用于接收调光设置的输入，其中控制电路用于根据调光设置控制脉冲宽度控制电路以改变导通时间和切换频率，

其中对于至少一个范围的调光设置，控制电路被适配成根据调光设置改变导通时间和切换频率二者，切换频率变化和导通时间变化的相对主导取决于调光设置。

通过同时控制切换频率(组合的导通时间和断开时间的重复频率)和导通时间，在不同的调光设置处在电路函数之间提供平滑过渡。在低调光水平，切换频率可以很低，这使得输出灯电流针对驱动器控制器的给定最小导通时间变得更低。在高调光水平，切换频率可以很高以使得输出灯电流波纹更低并且实现更小尺寸的磁性部件(例如电感器)并且因此实现更小的驱动器。

优选地，DC-DC变换器具有突发模式，并且控制电路被适配成针对低调光设置改变切换频率以防止变换器进入突发模式。否则可能开始突发模式的这些低调光设置例如可以包括低于10％的调光设置。

最小导通时间的值可以在切换周期的0.2％到2％的范围内。例如，对于最深允许调光设置，导通时间可以减小到大约0.5％。

最小切换频率可以在最大切换频率的0.2％到5％的范围内。例如，对于最深允许调光设置，切换频率可以减小到大约0.5％。

在10％的调光设置处，切换频率可以在最大切换频率的30％到60％的范围内。可以认为这一10％的值是需要防止突发模式的低调光设置和非常低或深调光设置之间的边界。因此，切换频率变化主要在最低调光设置处发生。

在这一相同的10％的调光设置处，导通时间可以在切换周期的0.5％到2％的范围内。因此，从这一边界到最深调光设置的导通时间的变化更小，并且多数变化在更高调光设置处发生。以这一方式，频率控制主导低调光设置并且导通时间控制主导高调光设置(即接近全亮度)。

作为示例，最大切换频率可以在10kH与1MHz之间并且最小切换频率可以在50Hz与100kHz之间。最大导通时间可以在1μs与100μs之间并且最小导通时间可以在10ns与1μs之间。

本发明还提供一种照明系统，包括：本发明的驱动器以及由驱动器驱动的LED照明装置。

本发明还提供一种LED驱动方法，包括：

产生具有导通时间、断开时间和切换频率的脉冲的序列；以及

根据调光设置控制脉冲序列以改变导通时间和切换频率，

其中对于至少一个范围的调光设置，方法包括根据调光设置改变导通时间和切换频率二者，切换频率变化和导通时间变化的相对主导取决于调光设置。

附图说明

现在参考附图详细描述本发明的示例，在附图中：

图1示出了用于驱动LED负载的已知的DC-DC变换器电路；

图2示出了时序图的第一集合以解释图1的电路的操作；

图3示出了另外的时序图以解释图1的电路的操作；

图4示出了时序图以解释根据实施例的控制方法；

图5示出了如何使用控制方法来扩展调光范围；

图6用示意图形式示出了根据实施例的用于实现控制方法的电路；以及

图7示出了图6的电路的更多细节和模拟电路实现。

具体实施方式

本发明提供了一种DC-DC变换器，其具有产生具有导通时间、断开时间和切换频率的脉冲的序列的脉冲宽度控制电路。导通时间以及切换频率二者根据调光设置变化。特别地，对于至少一个范围的调光设置，这两个参数在调光设置的每个变化时发生变化。

图4示出了如何能够根据调光设置控制导通时间(“On time”)和切换频率(“Fs”)二者。低调光水平表示低亮度(即，大量调光)，而高调光水平表示高亮度(即，少量调光)。例如，调光水平表示为百分比。1％的调光水平表示最大输出强度的1％的亮度输出。

在本示例中，两个函数都针对整个调光范围发生变化。如下面解释的，两个函数可以仅针对调光设置范围的一部分按照所示方式同时变化。

这些函数可以如下定义。

Fs＝a(x)

On time＝b(x)

在以上函数中，x是调光水平。

对于允许的调光水平x的范围，a(x)的第一阶偏微分为：

$\frac{\mathrm{\Δ}a\left(x\right)}{\mathrm{\Δ}x}\≠0$

并且

是连续可微分的。

类似地，在调光水平的可用范围中，b(x)的第一阶偏微分为

$\frac{\mathrm{\Δ}b\left(x\right)}{\mathrm{\Δ}x}\≠0$

并且

是连续可微分的。

这些条件意味着函数从来没有零梯度，因为调光水平的每个变化引起Fs和Ontime二者的变化。对于允许范围的x，a(x)的第二阶偏微分为：

$\frac{{\mathrm{\Δ}}^{2}a\left(x\right)}{{\mathrm{\Δx}}^2}\≠0$

并且

$\frac{{\mathrm{\&Delta;}}^{2}a\left(x\right)}{{\mathrm{\&Delta;x}}^2}<0$

在x的允许范围中，b(x)的第二阶偏微分为：

$\frac{{\mathrm{\&Delta;}}^{2}b\left(x\right)}{{\mathrm{\&Delta;x}}^2}\&NotEqual;0$

并且

$\frac{{\mathrm{\&Delta;}}^{2}b\left(x\right)}{{\mathrm{\&Delta;x}}^2}>0$

这些关系式表示，切换频率变化在低调光水平下更陡峭，而导通时间变化在低调光水平下更平坦。因此，在低调光水平，切换频率控制主导。在高调光水平，导通时间变化更陡峭并因此主导，并且切换频率函数更平坦并且因此更静态。通常，导通时间变化和切换频率变化的相对主导根据调光水平来适配。

作为示例，曲线函数可以是

$Fs=240000\sqrt{x}+10000$

On time＝0.000002x²+0.0000002

x∈(0.1％，100％)

在范围x∈(0.1％，100％)(其假定允许调光范围为0.1％到100％)中，

Fs∈17589，250000)

On time∈(0.0000002，0.0000022)

对于这些函数，Fs的第一阶偏微分为

$\frac{\mathrm{\&Delta;}Fs}{\mathrm{\&Delta;}x}=\frac{120000}{\sqrt{x}}$

在范围x∈(0.1％，100％)中，

$\frac{\mathrm{\&Delta;}Fs}{\mathrm{\&Delta;}x}\&Element;(120000,3794733)$

导通时间的第一阶偏微分为

$\frac{\mathrm{\&Delta;}ontime}{\mathrm{\&Delta;}x}=0.000004x$

在范围x∈(0.1％，100％中，

$\frac{\mathrm{\&Delta;}ontime}{\mathrm{\&Delta;}x}\&Element;(0.000000004,0.000004)$

Fs的第二阶偏微分为

$\frac{{\mathrm{\&Delta;}}^{2}Fs}{{\mathrm{\&Delta;x}}^2}=\frac{-60000}{\sqrt{x^3}}$

在范围x∈(0.1％，100％)中，

$\frac{{\mathrm{\&Delta;}}^{2}Fs}{{\mathrm{\&Delta;x}}^2}<0$

导通时间的第二阶偏微分为

$\frac{{\mathrm{\&Delta;}}^{2}ontime}{{\mathrm{\&Delta;x}}^2}=0.000004$

在范围x∈(0.1%，100%)中，

$\frac{{\mathrm{\&Delta;}}^{2}ontime}{{\mathrm{\&Delta;x}}^2}>0$

图4所示的控制根据输入调光水平来提供脉冲宽度导通时间和/或切换频率的调节之间的平衡。两个函数可以自动实现为一个控制方法，其中频率的控制效果在深调光条件下主导调光输出，而导通时间的控制效果在其他调光条件下主导调光输出。

这一方法提供了调光输出的平滑控制。

出于解释的目的，可以将调光水平分类成从最小调光水平(例如0.1％)直到阈值(例如在1％到10％调光之间)的“深”调光水平以及在这一阈值周围和以上的“低”调光水平。

作为示例，当调光达到低调光与深调光之间的1％边界时，导通时间例如可以已经减小到1％(从100％的最大值)，而频率可以仅已经下降到大约50％(从最大100％频率)。移动到最低0.1％调光条件，切换频率然后可以例如从大约50％减小到大约0.5％，而导通时间例如仅从1％变化到大约0.5％。

在更一般的意义上，如果阈值被定义在10％的调光设置处，则切换频率可以在最大切换频率的30％到60％的范围内，并且导通时间可以在这一阈值处的切换频率的0.5％到2％的范围内。最小切换频率(以上示例中给定为0.5％)更一般地可以在最大切换频率的0.2％到5％的范围内，并且最小导通时间(以上示例中给定为0.5％)可以在切换周期的0.2％到2％的范围内。

在数值方面，导通时间可以从几十毫秒或几毫秒的最大值减小为几百纳秒或甚至几十纳秒。在例如0.1％的最深调光条件下，频率可以从几百kHz或几十kH减小为几十kHz或甚至几十Hz。

借助于切换频率的减小，在控制器没有进入突发模式的情况下启用了深调光条件。在没有减小切换频率的情况下，在深调光条件下，控制器将导通时间减小为其最小导通时间值，并且如果功率能量传送仍然高于期望值，则控制器将停止脉冲宽度调制器，直到功率能量传送低于期望值。控制器然后将重新开启以传送功率能量。在突发模式下，输出能量不稳定并且没有控制使得可以观察到光闪烁或其他效果。

如果切换频率在深调光条件下可以减小，使得切换频率和导通时间被减小，则可以扩展每个循环的最小功率能量传送并且以这一方式使得输出功率能量受控并且稳定。

在以上图4所示示例中，全调光范围对切换频率和导通时间具有同时控制。然而，这一双控制可以根据需要仅应用于调光设置的中间区域。例如，对于最低调光水平(即，最大调光)，可以仅有对切换频率的控制。替选地，对于最高调光水平(最小量的调光)，可以仅控制导通时间。

这两个示例意味着存在两个调光范围。具有对导通时间和频率二者的控制的区域使得它们之间的过渡能够更加平滑。

这两个方法可以组合以提供三个调光范围，中央调光范围具有双频率和导通时间控制。

以上解释的方法使得能够扩展调光范围。图5将传统方法的调光水平与LED电流之间的关系示出为曲线60。最小调光水平是10％。以上解释的控制方法使得曲线能够通过部分62被扩展使得能够将最小调光水平降低为低于1％，并且甚至可以接近或达到0.1％。通过针对在过渡点64周围的调光水平处的调光水平，控制切换频率和导通时间二者，将到这一深调光范围的过渡64保持平滑。

图6用示意图形式示出了用于实现以上解释的控制方法的电路的示例。提供PWM控制的DC-DC变换器被示出为70。其可以是如以上参考图1描述的降压变换器。

然而，可以使用其他类型的传统DC-DC变换器，诸如提供高于输入电压的调节后的DC输出电压的“升压”变换器、可以被配置成提供低于或高于输入电压并且极性与输入电压相反的调节后的DC输出电压的反相或“降压-升压”变换器、以及基于电容耦合的能量传送原理的“Cuk”变换器。如同降压变换器，在这些其他类型的变换器中的每个中，晶体管开关的占空比D确定输出电压Vout与输入电压Vin之比。

能量存储设备再次示出为电感器72，但是其他类似的变换器可以取而代之使用电容器。开关晶体管被示出为74，并且二极管被示出为76。

电路具有调光设置电路78，期望调光水平作为输入被提供给调光设置电路78。调光设置电路控制频率设置电路80和导通时间设置电路82，频率设置电路80提供PWM操作的频率设置，导通时间设置电路82提供PWM操作的导通时间设置。这些然后控制DC-DC变换器电路提供期望操作。

通过调光设置电路78控制频率和导通时间设置电路80、82的方式来提供以上描述的功能。

图6示出了LED装置83形式的负载。其可以是一个或多个LED，其具有单个颜色或不同颜色以实现颜色点控制。

控制可以用硬件或者用软件来实现。

对于软件实现，调光水平可以由控制器来处理以得到用于以期望方式控制DC-DC变换器的合适的控制输入。可以用于这样的控制器的部件包括但不限于传统的微处理器、专用集成电路(ASIC)和现场可编程门阵列(FPGA)。在这种情况下，调光电路、频率设置电路和导通时间设置电路可以用共享处理器来实现。

在各种实现中，处理器或控制器可以与一个或多个存储介质(诸如易失性和非易失性计算机存储器，诸如RAM、PROM、EPROM和EEPROM)相关联。存储介质可以用一个或多个程序编码，一个或多个程序当在一个或多个处理器和/或控制器上执行时执行所需要的功能。各种存储介质可以在处理器或控制器内固定或者可以是可移植的，使得其上存储的一个或多个程序可以被加载到处理器或控制器中。

作为替代，电路可以实现为模拟电路部件。

图7使用模拟部件更详细地示出了可能电路的一个示例。

DC-DC变换器和PWM控制器70实现为固定断开时间的降压控制器芯片。

电阻器R7是用于PWM控制器70的控制的降压电感器电流感测电阻器。在R7两端的电压达到向PWM控制器70提供的调光设置时，晶体管74被断开。这一调光设置由调光电路78的部件生成。

通过提供对应于期望调光设置的参考电压，调光电路78基本上按照与图1的反馈电路46相同的方式工作。因此，调光电路78包括具有调光设置水平输入Iset0_1的误差放大器79。

在调光电路78中，电阻器R8形成表示灯电流的电流感测电路。电阻器R9和电容器C10与放大器79形成误差放大器电路，误差放大器电路的输出是调节后的误差放大信号。电阻器R10和R11形成确定导通时间与调光水平的函数和切换频率与调光水平的函数的分压器电路。电阻器之间的接合点处的相除的输出基本上用于控制导通时间，而误差放大器电路输出用于控制频率。

误差放大信号通过电路80连接至电容器Coff1以确定切换频率与调光水平的函数。

分压器电路(R10和R11)的输出信号连接到PWM电路70的电流调节引脚IADJ引脚。向IADJ引脚提供的电压确定峰值电感器电流，并且断开时间由振荡器电路控制，振荡器电路由控制器70、电容器Coff1以及电阻器R6和R12定义。

在PWM电路70内，存在处理Coff1上的电压的比较电路。虽然Coff1的电压低于阈值，但是晶体管74被关断直到Coff1的电压达到某个电平。Coff1上的电压然后通过块70中的放电电路被放电。

因此，断开时间可以通过改变来自R12和R6的充电电流来被适配。如果来自R12或R6的充电电流更高，则将Coff1充电到某个电平的时间更短，这意味着断开时间更短。在某个调光水平和输出电压处，断开时间固定，因为误差放大信号和输出电压在稳态恒定使得输出电流可以通过电感器72的峰值电流来控制。晶体管74的导通时间由电路79的误差放大信号来控制。如果输出电流低于Iset0_1，则误差放大信号将增加，从而部件74的导通时间将更长，并且峰值电感器电流将更高。通过固定断开时间控制，输出电流也将被增加直到其满足Iset0_1的水平。

R6、R12、Coff1、R10和R11的参数的细调可以用于适配导通时间和切换频率曲线与调光水平。如果调光水平Iset0_1变化，则误差放大信号也将变化，从而导通时间和断开时间变化，这还改变切换频率。

因此，频率设置电路80通常实现为反馈电阻器R12以改变晶体管74的切换频率。在低调光水平，调光电路放大器79的输出电压很低，给出低的来自R12的充电电流。这使得切换频率更低。在高的输出调光水平，放大器79的输出电压很高并且来自R12的充电电流很高，这将使得切换频率很高。

这一切换频率因此不仅与输出灯电压有关，而且还与灯电流调光水平有关。在从高调光水平到低调光水平的阶段期间，OLED的灯电压没有变化大的量，例如从15V到14V，这意味着通过R6的充电电流不会发生很大变化。然而，由于调光水平的大的变化，放大器79的输出电压改变很大的量，使得来自R12的充电电流变化很大的量，这将改变切换频率。

在低调光水平，控制器70的最小导通时间可以限制最小调光水平，但是通过变为更低的切换频率，调光水平在控制器的最小导通时间下甚至可以更低。通常，如果需要更低的调光水平，则控制器在最小导通时间下进入其突发模式，这引起系统不稳定和光闪烁。通过变为更低的切换频率，调光水平设置在最小导通时间处可以更低，同时避免控制器在最小导通时间处进入突发模式。

切换频率可以在高输出电平处维持为高，这意味着电感器的更低电流波纹和更小尺寸以使得驱动器更小并且成本更低。

在以上示例中，通过电阻器R12提供的充电电流与调光水平成线性比例，但是这不重要。通过R12的充电电流可以与调光水平非线性地相关，或者可以使用滞回控制。滞回控制可以用于帮助在调光水平的过渡期间防止光闪烁和系统不稳定。

图7提供模拟电路实现的仅一个示例。然而，存在很多其他可能的电路。基本上，到DC-DC变换器的控制输入被控制以实现关于调光水平的期望函数。

本发明使得能够扩展调光范围。例如，用于模拟调光系统的典型的调光范围具有在1％到10％的范围内的最低调光水平。以上描述的控制方法使得能够扩展最低调光水平使其落在0.1％到1％的范围内(作为最大亮度的百分比)。

本领域技术人员在实践要求保护的发明时通过研究附图、本公开内容以及所附权利要求能够理解和影响对所公开的实施例的其他变化。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元素或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。在相互不同的从属权利要求中所记载的某些措施并不表示这些措施的组合不能用于获益。权利要求中的任何附图标记不应当被理解为限制范围。

Claims (14)

1.一种LED驱动器，包括：

DC-DC变换器(70)，具有产生具有导通时间、断开时间和切换频率的脉冲的序列的脉冲宽度控制电路；以及

控制电路(78，80，82)，具有用于接收调光设置的输入，其中所述控制电路用于根据所述调光设置控制所述脉冲宽度控制电路以改变所述导通时间和所述切换频率，

其中对于至少一个范围的调光设置，所述控制电路被适配成根据所述调光设置改变所述导通时间和所述切换频率二者，切换频率变化和导通时间变化的相对主导取决于所述调光设置。

2.根据权利要求1所述的驱动器，其中所述DC-DC变换器具有突发模式，并且所述控制电路(78，80，82)被适配成针对低调光设置改变所述切换频率以防止所述变换器进入所述突发模式。

3.根据任一前述权利要求所述的驱动器，其中最小导通时间的值在切换周期的0.2％到2％的范围内。

4.根据任一前述权利要求所述的驱动器，其中最小切换频率在最大切换频率的0.2％到5％的范围内。

5.根据任一前述权利要求所述的驱动器，其中在10％的调光设置处，所述切换频率在最大切换频率的30％到60％的范围内。

6.根据任一前述权利要求所述的驱动器，其中在10％的调光设置处，所述导通时间在切换周期的0.5％到2％的范围内。

7.根据任一前述权利要求所述的驱动器，其中最大切换频率在10kHz与1MHz之间并且最小切换频率在50Hz与100kHz之间。

8.根据任一前述权利要求所述的驱动器，其中最大导通时间在1μs与100μs之间并且最小导通时间在10ns与1μs之间。

9.一种照明系统，包括：

根据任一前述权利要求所述的驱动器；以及

由所述驱动器驱动的LED照明装置(83)。

10.一种LED驱动方法，包括：

产生具有导通时间、断开时间和切换频率的脉冲的序列；以及

根据调光设置控制所述脉冲序列以改变所述导通时间和所述切换频率，

其中对于至少一个范围的调光设置，所述方法包括根据所述调光设置改变所述导通时间和所述切换频率二者，切换频率变化和导通时间变化的相对主导取决于所述调光设置。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述脉冲的序列由具有突发模式的DC-DC变换器来提供，并且所述方法包括针对低调光设置改变所述切换频率以防止所述变换器进入所述突发模式。

12.根据权利要求10或11所述的方法，其中：

最小导通时间的值在切换周期的0.2％到2％的范围内；和/或

最小切换频率在最大切换频率的0.2％到5％的范围内。

13.根据权利要求10、11或12所述的方法，其中在10％的调光设置处，

所述切换频率在最大切换频率的30％到60％的范围内；和/或

所述导通时间在切换周期的0.5％到2％的范围内。

14.根据权利要求10到13中的任一项所述的方法，其中：

最大切换频率在10kHz与1MHz之间并且最小切换频率在50Hz与100kHz之间；和/或

最大导通时间在1μs与100μs之间并且最小导通时间在10ns与1μs之间。