JP6279749B2 - Ｌｅｄドライバ及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤドライバ、及びＬＥＤを駆動するための制御方法に関し、特に、減光制御機能に関する。

ＬＥＤは、典型的には、ＤＣ−ＤＣコンバータを使用して駆動される。このコンバータは、ＤＣ入力電圧を受け取り、ＤＣ出力電圧を供給する。

多くの用途において、ＤＣ−ＤＣコンバータは、未調整のＤＣ入力電圧に基づき、調整された出力電圧を負荷に供給するよう構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータは、任意のＤＣ電源によって供給された未調整の電圧を、所与の負荷を駆動するのにより適した調整された電圧に変換するために使用され得る。未調整のＤＣ入力電圧は、通常、ブリッジ整流器／フィルタ回路装置によって整流及びフィルタリングされる商用ＡＣ電源から導出される。

図１は、より高い未調整のＤＣ入力電圧３０（Ｖｉｎ）に基づき、調整されたＤＣ出力電圧３２（Ｖｏｕｔ）を負荷４０に供給するよう構成された従来のステップダウンＤＣ−ＤＣコンバータ５０の回路図を示す。図１のステップダウンコンバータは、一般的に「降圧」コンバータとも呼ばれる。機能的な観点から、図１の降圧コンバータは一般的に他の種類のＤＣ−ＤＣコンバータを代表する。

図１の降圧コンバータのようなＤＣ−ＤＣコンバータは、エネルギー蓄積デバイス２２にエネルギーを選択的に蓄積することを可能にする飽和スイッチとして動作するよう構成されたトランジスタ又は同等なデバイス２０を使用する。図１では、エネルギー蓄積デバイス２２はインダクタＬとして示されている。

図１は、バイポーラ・ジャンクション・トランジスタ（ＢＪＴ）のようなトランジスタスイッチを示すが、様々なＤＣ−ＤＣコンバータの実装形態において、スイッチとして電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が使用されてもよい。かかるトランジスタスイッチを使用するため、ＤＣ−ＤＣコンバータは、一般的に、それらの一般機能に起因して「スイッチングレギュレータ」とも呼ばれる。

図１の回路内のトランジスタスイッチ２０は、比較的短い時間、インダクタ２２（Ｌ）に未調整のＤＣ入力電圧３０（Ｖｉｎ）を周期的に印加する（図１では、単一のインダクタにより、所望のインダクタンスを提供するよう任意の直列／並列構成に配列された１つ又は複数の実際のインダクタが概略的に表されている）。

トランジスタスイッチが「オン」であり又は閉じており、インダクタに入力電圧Ｖｉｎを供給している間、印加電圧に基づく電流がインダクタを流れ、インダクタは自身の磁場にエネルギーを蓄える。スイッチが「オフ」に切り替えられ又は開かれ、インダクタからＤＣ入力電圧が除去されると、インダクタに蓄えられたエネルギーがフィルタコンデンサ３４に移動し、比較的滑らかなＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが負荷４０に供給される。

トランジスタスイッチ２０がオンの場合、インダクタ２２にはＶ_Ｌ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎの電圧が印加される。この印加電圧により、関係式Ｖ_Ｌ＝ＬｄＩ_Ｌ／ｄｔに基づき、インダクタを（並びに負荷及びコンデンサに）線形増加電流Ｉ_Ｌが流れる。

トランジスタスイッチ２０がオフに切り替えられると、ダイオード２４（Ｄ１）が導通して回路を完成させ、電流Ｉ_Ｌは引き続きインダクタを同じ方向に流れる。電流がダイオード２４を流れている限り、インダクタの両端間の電圧Ｖ_ＬはＶｏｕｔ−Ｖｄｉｏｄｅで一定であり、インダクタの磁場からコンデンサ及び負荷にエネルギーが供給されるにつれ、インダクタ電流Ｉ_Ｌが線形減少される。

図２は、上記スイッチング動作中の図１の回路に係る様々な信号波形を示す。

従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、一般的に「連続」モード、「不連続」モード、又は「臨界」モードと呼ばれる異なるモードで動作するよう構成されることがある。

連続モード動作では、インダクタ電流Ｉ_Ｌは、トランジスタスイッチの連続するスイッチングサイクルの間、常に０以上である。臨界モードでは、インダクタ電流は、所与のスイッチングサイクルの開始時に０から始まり、当該スイッチングサイクルの終了時に０に戻る。不連続モードでは、インダクタ電流は、所与のスイッチングサイクルの開始時に０から始まり、スイッチングサイクルの終了前に０に戻る。

図３は、スイッチがオン（すなわち、導通状態）のとき、トランジスタスイッチにおいて電圧降下が生じず、また、ダイオードが電流を通している間、ダイオード１における電圧降下が無視し得るものであると仮定した連続モードの波形を示す。図３には、２つの連続スイッチングサイクルにわたるトランジスタスイッチ２０の動作、及びインダクタを流れる電流Ｉ_Ｌに基づき、図１に示される点Ｖｘにおける電圧に重ねて、連続サイクルにわたるインダクタ電流の変化が示されている。横軸は時間ｔを表し、完全な１回のスイッチングサイクルが周期Ｔによって表されており、トランジスタスイッチ「オン」の時間はｔ_ｏｎと示され、スイッチ「オフ」の時間はｔ_ｏｆｆと示されている（すなわち、Ｔ＝ｔ_ｏｎ＋ｔ_ｏｆｆ）。

指標Ｉ_Ｐによって図３に示されるように、定常動作のため、スイッチングサイクルの開始時及び終了時におけるインダクタ電流Ｉ_Ｌは基本的に同じである。したがって、関係式Ｖ_Ｌ＝ＬｄＩ_Ｌ／ｄｔから、１回のスイッチングサイクルにわたる電流変化は０であり、次式によって与えられ、
これは、
又は
と簡略化され得る。

Ｄは、トランジスタスイッチの「デューティサイクル」、又はスイッチングサイクルあたりの、スイッチがオンであり、インダクタがエネルギーを蓄えられる時間の割合として定義される。出力電圧と入力電圧との比率がＤに比例することがわかり、すなわち、図１の回路内のスイッチのデューティサイクルＤを変更することにより、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔを変更することができる。ただし、最大デューティサイクルＤは１なので、入力電圧Ｖｉｎを超えることはできない。

図１の従来の降圧コンバータは、特に、入力電圧Ｖｉｎより低い調整された出力電圧Ｖｏｕｔを負荷４０に供給するよう構成される。出力電圧Ｖｏｕｔの安定性を確保するため、降圧コンバータはフィードバック制御ループ４６を使用して、トランジスタスイッチ２０の動作を制御する。一般的に、接続４７によって図１に示されるように、フィードバック制御ループ４６の各種の構成要素のための電力はＤＣ入力電圧Ｖｉｎから引き出されてもよく、又は他の独立した電力源から取得されてもよい。

フィードバック制御ループ４６への入力として、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔのスケーリングされたサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅが（抵抗Ｒ２及びＲ３を介して）供給され、誤差増幅器２８によって基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。基準電圧は、目標の調整された出力電圧Ｖｏｕｔの安定したスケーリングされた表現である。誤差増幅器２８は、ＶｓａｍｐｌｅとＶｒｅｆとの比較に基づき誤差信号３８を生成し、この誤差信号の大きさが、最終的にトランジスタスイッチ２０の動作を制御し、スイッチデューティサイクルが調整されることによって出力電圧Ｖｏｕｔが調整される。このようにして、フィードバック制御ループは安定な調整された出力電圧Ｖｏｕｔを維持する。特に、誤差信号３８は、発振器２６によって供給される周波数＝１／Ｔを有するパルス列４２を受信するパルス幅変調器３６のための制御電圧として働く。従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、パルス列の周波数は、例えば、約５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚである。パルス幅変調器３６は、パルス列４２及び誤差信号３８の両方を使用して、トランジスタスイッチ２０のデューティサイクルを制御するオン／オフ制御信号４４を供給するよう構成される。本質的に、パルス列４２のパルスは、パルス幅変調器にトランジスタスイッチ２０をオンにさせる「トリガー」として機能し、誤差信号３８は、トランジスタスイッチがオンに留まる時間、よってデューティサイクルＤを決定する。

連続モードは上記の通りである。「不連続」又は「バースト」モードは、電力コンバータの軽負荷効率を改善し、エネルギー節約及びデバイスの電池寿命延長を助けるために使用される。また、軽負荷条件下では、スイッチング周波数を低下させることによってスイッチングロスを減らすことができる。負荷電流が高い場合、固定周波数連続モードで電力コンバータを動作させることが好ましい。高速過渡応答、高効率、及び狭いノイズスペクトラム拡散が可能となるからである。負荷電流が低い場合、制御スイッチは少数の連続サイクルの間オンになり、出力電圧が閾値未満に下がるまでオフであり続ける。しかし、軽負荷におけるバーストモードは、スイッチングノイズスペクトラムを広範囲に拡散させ、ＥＭＩ問題を課し、またＬＥＤを駆動する場合は目に見えるちらつきを生じ得るため、バーストモード動作は望ましくない場合がある。

異なるモード間の遷移を制御する必要がある。ＵＳ７７５５３４２は、固定周波数モードと不連続モードとの間の遷移のための回路を開示する。しかし、モード間の遷移時の回路応答に急激な変化が存在する。さらに、このアプローチは、ちらつきを発生させるおそれがあるバーストモードを使用する。

本発明は、特許請求の範囲によって定められる。

本発明によれば、
オンタイム、オフタイム、及びスイッチング周波数を持つパルスシーケンスを生成するパルス幅制御回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータと、
減光設定を受け取るための入力部を有する制御回路であって、パルス幅制御回路を制御して、減光設定に応じてオンタイム及びスイッチング周波数を変更する、制御回路と
を含み、
減光設定の少なくとも１つの範囲に関して、制御回路は、減光設定の関数としてオンタイム及びスイッチング周波数の両方を変更し、スイッチング周波数の変化とオンタイムの変化の相対的優位性は、減光設定に依存する、ＬＥＤドライバが提供される。

スイッチング周波数（結合されたオンタイム及びオフタイムの繰り返し周波数）及びオンタイムを同時に制御することにより、異なる減光設定における回路関数間の滑らかな遷移が提供される。低い減光レベルでは、スイッチング周波数は低くすることができ、これは、ドライバコントローラの所与の最小オンタイムに対して出力ランプ電流をより低くすることを可能にする。高い減光レベルでは、スイッチング周波数は高くすることができ、これは、出力ランプ電流リップルを低くし、また、よりサイズの小さい磁性要素（例えば、インダクタ）、よってより小さいドライバとすることを可能にする。

好ましくは、ＤＣ−ＤＣコンバータはバーストモードを有し、制御回路は、低い減光設定のためにスイッチング周波数を変更し、コンバータがバーストモードに入ることを防ぐ。さもなければバーストモードが開始され得るかかる低い減光設定は、例えば、１０％未満の減光設定を含み得る。

最小オンタイムは、スイッチング周期の０．２〜２％の範囲内の値を有し得る。例えば、オンタイムは、最も深い許容減光設定に対して約０．５％まで下げられ得る。

最小スイッチング周波数は、最大スイッチング周波数の０．２〜５％の範囲内であり得る。例えば、最も深い許容減光設定に対して、スイッチング周波数は約０．５％まで下げられ得る。

減光設定が１０％の場合、スイッチング周波数は、最大スイッチング周波数の３０〜６０％であり得る。この１０％という値は、バーストモードを防ぐことが必要な、低い減光設定と非常に低い又は深い減光設定との間の境界として考えることができる。したがって、最も低い減光設定では、主にスイッチング周波数が変化する。

同じ１０％の減光設定において、オンタイムは、スイッチング周期の０．５〜２％であり得る。したがって、この境界から最も深い減光設定までのオンタイムの変化は少なく、ほとんどの変化が高い減光設定で起こる。このように、低い減光設定では周波数制御が支配的であり、高い減光設定（すなわち、フル輝度付近）ではオンタイム制御が支配的である。

一例として、最大スイッチング周波数は１０ｋＨｚ〜１ＭＨｚの範囲内であり、最小スイッチング周波数は５０Ｈｚ〜１００ｋＨｚの範囲内であり得る。最大オンタイムは１〜１００μｓの範囲内であり、最小オンタイムは１０ｎｓ〜１μｓの範囲内であり得る。

また、本発明は、本発明のドライバと、ドライバによって駆動されるＬＥＤ照明装置とを含む、照明システムを提供する。

さらに、本発明は、
オンタイム、オフタイム、及びスイッチング周波数を持つパルスシーケンスを生成するステップと、
減光設定に応じてオンタイム及びスイッチング周波数を変更するようパルスシーケンスを制御するステップと
を含み、
少なくとも１つの減光設定範囲に関して、減光設定の関数としてオンタイム及びスイッチング周波数の両方を変更するステップをさらに含み、スイッチング周波数の変化及びオンタイムの変化の相対的優位性は減光設定に依存する、ＬＥＤ駆動方法を提供する。

以下の添付図面を参照しながら、本発明の例をより詳細に説明する。

図１は、ＬＥＤ負荷を駆動するための既知のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す。 図２は、図１の回路の動作を説明するための第１のタイミングチャートのセットを示す。 図３は、図１の回路の動作を説明するための他のタイミングチャートを示す。 図４は、実施形態に係る制御アプローチを説明するためのタイミングチャートを示す。 図５は、如何にして制御アプローチによって減光範囲が拡張され得るかを示す。 図６は、実施形態に係る制御アプローチを実装するための回路を概略的に示す。 図７は、図６の回路のアナログ回路実装をより詳細に示す。

本発明は、オンタイム、オフタイム、及びスイッチング周波数をもってパルスシーケンスを生成するパルス幅制御回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。オンタイム及びスイッチング周波数は、ともに減光設定に応じて変更される。具体的には、少なくとも１つの減光設定範囲に関して、減光設定の変化毎に両方のパラメータが変化する。

図４は、オンタイム（「Ｏｎ ｔｉｍｅ」）及びスイッチング周波数（「Ｆｓ」）がどのようにしてともに減光設定に応じて制御され得るかを示す。低い減光レベルは低輝度（すなわち、多量の減光）を表し、高い減光レベルは高輝度を表す（すなわち、少量の減光）。例えば、減光レベルはパーセントとして表現される。１％の減光レベルは、最大出力強度の１％の輝度出力を表す。

この例では、２つの関数の両方が、減光範囲全体にわたって変化する。後述されるように、２つの関数は、減光設定の範囲の一部でのみ、示されるように同時に変化してもよい。

これらの関数は、以下のように定義され得る。

上記関数において、ｘは減光レベルである。

減光レベルｘの許容範囲に関して、ａ（ｘ）の一次偏微分は
となり、
は連続微分可能である。

同様に、減光レベルの利用可能な範囲におけるｂ（ｘ）の一次偏微分は
となり、
は連続微分可能である。

これらの条件は、関数がゼロ勾配を有さず、よって、減光レベルの全ての変化がＦｓ及びＯｎ ｔｉｍｅ両方の変化を引き起こすことを意味する。ｘの許容範囲において、ａ（ｘ）の二次偏微分は
かつ
となる。

ｘの許容範囲において、ｂ（ｘ）の二次偏微分は
かつ
となる。

これらの関係式は、スイッチング周波数の変化は、低い減光レベルでより急勾配であり、一方、オンタイムの変化は、低い減光レベルでよりなだらかであることを意味する。したがって、低い減光レベルでは、スイッチング周波数制御が支配的である。高い減光レベルでは、オンタイムの変化がより急勾配であり、よって支配的であり、スイッチング周波数関数はよりなだらかであり、よってより静的である。一般的に、オンタイム変化及びスイッチング周波数変化の相対的優位性は、減光レベルの関数として調整される。

一例として、曲線関数は次式によって表され、
０．１％〜１００％の許容減光範囲を仮定する範囲x∈(0.1%,100%)で、
となる。

これらの関数の場合、Ｆｓの一次偏微分は、
であり、範囲x∈(0.1%,100%)で
となる。

オンタイムの一次偏微分は、
であり、範囲x∈(0.1%,100%)で
となる。

Ｆｓの二次偏微分は、
であり、範囲x∈(0.1%,100%)で
となる。

オンタイムの二次偏微分は、
であり、範囲x∈(0.1%,100%)で
となる。

図４に示される制御は、入力減光レベルに応じたパルス幅オンタイム及び／又はスイッチング周波数の調整間のバランスを提供する。２つの関数は、深い減光条件下では周波数の制御効果が減光出力を支配し、他の減光条件下ではオンタイムの制御効果が減光出力を支配する１つの制御方法として自動的に実行されてもよい。

このアプローチは、減光出力の滑らかな制御を提供する。

説明の目的上、減光レベルは、最小減光レベル（例えば、０．１％）から閾値（例えば、１％〜１０％減光の間）までの「深い」減光レベルと、この閾値付近以上の「低い」減光レベルとに分類され得る。

一例として、減光が低い減光と深い減光との間の１％境界に到達したとき、オンタイムは、例えば、（最大の１００％から）１％まで減少している一方、周波数は、（最大１００％周波数から）約５０％までしか下がっていない。最低の０．１％減光条件に移行した場合、スイッチング周波数は例えば約５０％から約０．５％まで減少し、一方、オンタイムは例えば１％から約０．５％までしか変化しない。

より一般的には、閾値が１０％の減光設定に定められた場合、この閾値において、スイッチング周波数は最大スイッチング周波数の３０〜６０％の範囲内であり、オンタイムはスイッチング周期の０．５〜２％の範囲内であり得る。（上記例では０．５％とされた）最小スイッチング周波数は、より一般的には最大スイッチング周波数の０．２〜５％の範囲内であり、（上記例では０．５％とされた）最小オンタイムは、スイッチング周期の０．２〜２％の範囲内であり得る。

数値で言えば、オンタイムは、数十ミリ秒又は数ミリ秒の最大値から、数百ナノ秒又は数十ナノ秒にさえ減少し得る。周波数は数百ｋＨｚ又は数十ｋＨｚから、最も深い減光条件、例えば０．１％において、数十ｋＨｚ又は数十Ｈｚにさえ減少し得る。

スイッチング周波数の減少により、コントローラがバーストモードに入ることなく深い減光条件を取ることが可能になる。スイッチング周波数が減少されない場合、深い減光条件ではコントローラはオンタイムを最小オンタイム値まで下げ、電力エネルギー伝送がそれでも目標より高い場合、電力エネルギー伝送が目標より低くなるまで、コントローラはパルス幅変調器を停止する。コントローラは、その後、電力エネルギーを伝送するよう再開される。バーストモードでは、出力エネルギーは不安定で制御されないため、光のちらつき等の影響が観察され得る。

深い減光条件下でスイッチング周波数を減少させることができ、よってスイッチング周波数及びオンタイムの両方を減少させることができる場合、サイクルあたりの最小電力エネルギー伝送を拡張することができ、このやり方では、出力電力エネルギーは制御下にあり、安定である。

図４に示される上記例では、全減光範囲がスイッチング周波数及びオンタイムの同時制御を有する。しかし、所望の場合、このデュアル制御は、減光設定の中央領域にのみ適用されてもよい。例えば、最低減光レベル（すなわち、最大減光）では、スイッチング周波数のみが制御されてもよい。あるいは、最高減光レベル（減光量が最も少ない）では、オンタイムのみが制御されてもよい。

これらの２つの例は、２つの減光範囲が存在することを意味する。オンタイム及び周波数の両方の制御を有する領域は、それらの間の遷移をより滑らかにすることを可能にする。

上記２つのアプローチを組み合わせて、中央の範囲が周波数及びオンタイムのデュアル制御を有する３つの減光範囲が提供されてもよい。

上記アプローチは、減光範囲を拡張することを可能にする。図５は、従来のアプローチの減光レベルとＬＥＤ電流との間の関係をグラフ６０として示す。最小減光レベルは１０％である。上記制御アプローチは、曲線がセクション６２の分だけ拡張され、最小減光レベル１％以下まで引き下げられ、場合によっては０．１％に近づき又は到達することさえ可能にする。また、遷移点６４周辺の減光レベルにおける減光レベルに関して、スイッチング周波数及びオンタイムの両方を制御することにより、この深い減光レジームへの遷移６４を滑らかに保つことができる。

図６は、上記制御アプローチを実装するための回路の例を概略的に示す。ＰＷＭ制御を提供するＤＣ−ＤＣコンバータは、７０として示されている。これは、図１を参照して説明されたように、降圧コンバータであり得る。

しかし、他の種類の従来のＤＣ−ＤＣコンバータが使用されてもよく、例えば、入力電圧より高い調整されたＤＣ出力電圧を供給する「昇圧」コンバータ、入力電圧より低く又は高く、入力電圧と反対の極性を有する調整されたＤＣ出力電圧を供給するよう構成され得る反転又は「バックブースト」コンバータ、及び容量結合エネルギー伝送の原理に基づく「Ｃｕｋ」コンバータ等が使用されてもよい。降圧コンバータと同様に、これらの他の種類のコンバータでも、トランジスタスイッチのデューティサイクルＤが出力電圧Ｖｏｕｔ及び入力電圧Ｖｉｎの比率を決定する。

エネルギー蓄積バイスは、再びインダクタ７２として示されているが、他の種類のコンバータは、代わりにコンデンサを使用してもよい。スイッチングトランジスタは７４として、ダイオードは７６として示されている。

当該回路は、目標減光レベルが入力として供給される減光設定回路７８を有する。減光設定回路は、その後、ＰＷＭ動作の周波数設定を提供する周波数設定回路８０、及びＰＷＭ動作のオンタイムの設定を提供するオンタイム設定回路８２を制御する。その後、これらがＤＣ−ＤＣコンバータ回路を制御し、所望の動作が提供される。

上記関数は、減光設定回路７８が周波数及びオンタイム設定回路８０、８２を制御する態様によって提供される。

図６は、ＬＥＤ装置８３の形態の負荷を示す。これは、単一の色を有し、又は色点制御ができるよう異なる色を有する１つ又は複数のＬＥＤであり得る。

制御は、ハードウェア又はソフトウェアによって実装され得る。

ソフトウェア実装の場合、コントローラが減光レベルを処理し、ＤＣ−ＤＣコンバータを所望の態様で制御するための適切な制御入力が導出され得る。かかるコントローラに使用され得る部品は、限定されないが、従来のマイクロプロセッサ、ＡＳＩＣ（application specific integrated circuits）、及びＦＰＧＡ（field-programmable gate arrays）を含む。この場合、減光回路、周波数設定回路、及びオンタイム設定回路は、共通のプロセッサによって実装されてもよい。

様々な実装形態において、プロセッサ又はコントローラは、１つ又は複数の記憶媒体、例えばＲＡＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ等の揮発性及び不揮発性メモリ等に関連付けられても良い。１つ若しくは複数のプロセッサ及び／又はコントローラ上で実行されるとき、要求される機能を実行する１つ又は複数のプログラムによって記憶媒体が符号化されてもよい。様々な記憶媒体はプロセッサ若しくはコントローラ内に固定されてもよく、又は、記憶媒体上に記憶された１つ又は複数のプログラムがプロセッサ又はコントローラ内にロードされ得るように、可搬式とすることができる。

あるいは、回路はアナログ回路要素として実装されてもよい。

図７は、アナログ要素を用いた考えられる回路の例をより詳細に示す。

ＤＣ−ＤＣコンバータ及びＰＷＭコントローラ７０は、固定オフタイム降圧コントローラチップとして実装される。

抵抗Ｒ７は、ＰＷＭコントローラ７０の制御のために使用される降圧インダクタ電流検出抵抗である。Ｒ７の両端間の電圧がＰＷＭコントローラ７０に供給された減光設定に到達すると、トランジスタ７４はオフに切り替えられる。この減光設定は、減光回路７８の構成要素によって生成される。

減光回路７８は、目標減光設定に対応する基準電圧を提供することにより、本質的に、図１のフィードバック回路４６と同じように機能する。したがって、減光回路７８は、減光設定レベル入力Ｉｓｅｔ０＿１を有する誤差増幅器７９を含む。

減光回路７８において、抵抗Ｒ８は、ランプ電流を表す電流検出回路を形成する。抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ１０は、増幅器７９とともに誤差増幅回路を形成し、誤差増幅回路の出力は調整された誤差増幅信号である。抵抗Ｒ１０及びＲ１１は、オンタイム対減光レベルの関数、及びスイッチング周波数対減光レベルの関数の両方を決定する分圧回路を形成する。抵抗間のジャンクションにおける分割出力は、基本的にオンタイムを制御するために使用され、一方、誤差増幅回路の出力は、周波数を制御するために使用される。

誤差増幅信号は、スイッチング周波数対減光レベルの関数を決定するために、回路８０によってコンデンサＣｏｆｆ１に接続される。

分圧回路（Ｒ１０及びＲ１１）の出力信号は、ＰＷＭ回路７０の電流調整ピンＩＡＤＪピンに接続する。ＩＡＤＪピンに供給される電圧は、ピークインダクタ電流を決定し、コントローラ７０、コンデンサＣｏｆｆ１、並びに抵抗Ｒ６及びＲ１２によって定められる発振回路によってオフタイムが制御される。

ＰＷＭ回路７０内には、Ｃｏｆｆ１の電圧を処理する比較回路が存在する。Ｃｏｆｆ１の電圧が閾値未満の間は、Ｃｏｆｆ１の電圧があるレベルに到達するまで、トランジスタ７４はオフにされる。その後、Ｃｏｆｆ１上の電圧は、ブロック７０内の放電回路によって放電される。

したがって、オフタイムは、Ｒ１２及びＲ６からのチャージ電流を変更することによって調整され得る。Ｒ１２又はＲ６からのチャージ電流が高い場合、Ｃｏｆｆ１をあるレベルまで充電するのに要する時間はより短くなり、これは、オフタイムがより短くなることを意味する。ある減光レベル及び出力電圧では、誤差増幅信号及び出力電圧は定常状態で一定なので、オフタイムは一定であり、よって、出力電流はインダクタ７２のピーク電流によって制御され得る。トランジスタ７４のオンタイムは、回路７９の誤差増幅信号によって制御される。出力電流がＩｓｅｔ０＿１未満の場合、誤差増幅信号が増加し、要素７４のオンタイムが長くなり、ピークインダクタ電流が高くなる。固定オフタイム制御により、出力電流は、Ｉｓｅｔ０＿１のレベルに合致するまで増加する。

オンタイム及びスイッチング周波数曲線対減光レベルを調整するために、Ｒ６、Ｒ１２、Ｃｏｆｆ１、Ｒ１０、及びＲ１１のパラメータが微調整されてもよい。減光レベルＩｓｅｔ０＿１が変更された場合、誤差増幅信号も変更され、結果として、オンタイム及びオフタイムが変更され、スイッチング周波数も変更される。

したがって、一般的に、周波数設定回路８０は、トランジスタ７４のスイッチング周波数を変更するためのフィードバック抵抗Ｒ１２として実装される。低い減光レベルでは、減光回路増幅器７９の出力電圧は低く、Ｒ１２からの低いチャージ電流を与える。これは、スイッチング周波数を低くする。高い出力減光レベルでは、増幅器７９の出力電圧は高く、Ｒ１２からのチャージ電流は高く、よって、スイッチング周波数が高くなる。

したがって、スイッチング周波数は、出力ランプ電圧のみならず、ランプ電流減光レベルとも関連する。高い減光レベルから低い減光レベルへの段階において、ＯＬＥＤのランプ電圧は大きく変更されず（例えば、１５Ｖから１４Ｖ）、これは、Ｒ６を介するチャージ電流が大きく変化しないことを意味する。しかし、減光レベルの大幅な変化により、増幅器７９の出力電圧は大きく変化し、よって、スイッチング周波数を変化させるＲ１２からのチャージ電流は大きく変化する。

低い減光レベルでは、コントローラ７０の最小オンタイムが最小減光レベルを制限し得るが、より低いスイッチング周波数に変更することにより、コントローラの最小オンタイムにおいても減光レベルをより低くすることができる。通常、より低い減光レベルが必要な場合、コントローラは、最小オンタイムにおいてバーストモードに入り、これは、システムの不安定性、及び光のちらつきを引き起こす。より低いスイッチング周波数に変更することにより、コントローラが最小オンタイムにおいてバーストモードに入ることを回避しながら、最小オンタイムにおいても減光レベルをより低くすることができる。

高い出力レベルでは、スイッチング周波数は高く維持することができ、これは、より低い電流リップル及びより低いインダクタのサイズを意味し、ドライバをより小さくし、コストを下げることができる。

上記例では、抵抗Ｒ１２を介して供給されるチャージ電流は減光レベルに対して線形比例したが、これは必須ではない。Ｒ１２を流れるチャージ電流は、減光レベルに対して非線形な関係を有してもよく、又は、ヒステリシス制御が使用されてもよい。ヒステリシス制御は、減光レベル間の遷移中の光のちらつき及びシステム不安定性の防止を補助するために使用され得る。

図７は、アナログ回路実装の一例を提供するに過ぎず、多数の可能な異なる回路が存在する。本質的に、ＤＣ−ＤＣコンバータへの制御入力は、減光レベルに関して所望の関数を実行するよう制御される。

本発明は、減光範囲の拡張を可能にする。例えば、アナログ減光システムの通常の減光範囲は、１〜１０％の範囲内の最低減光レベルを有する。上記制御方法は、最低減光レベルを０．１〜１％の範囲内まで拡張することを可能にする（最大輝度のパーセントとして）。

図面、開示、及び添付の特許請求の範囲を分析することにより、当業者は、開示の実施形態の変形形態を理解及び実施することができる。請求項中、「含む」等の用語は他の要素又はステップを除外せず、要素は複数を除外しない。単にいくつかの手段が互いに異なる従属請求項に記載されているからといって、これらの手段の組み合わせを好適に使用することができないとは限らない。請求項中の参照符号は、その範囲を制限するものと解釈されるべきではない。

Claims (14)

1. オンタイム、オフタイム、及びスイッチング周波数を持つパルスシーケンスを生成するパルス幅制御回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   減光設定を受け取るための入力部を有する制御回路であって、前記パルス幅制御回路を制御して、前記減光設定に応じて前記オンタイム及び前記スイッチング周波数を変更する、制御回路と
   を含み、
   少なくとも１つの減光設定範囲に関して、前記制御回路は、前記減光設定の関数として前記オンタイム及び前記スイッチング周波数の両方を同時に変更し、スイッチング周波数の変化及びオンタイムの変化の相対的優位性は、前記減光設定に依存する、ＬＥＤドライバ。
2. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータはバーストモードを有し、前記制御回路は、前記コンバータが前記バーストモードに入ることを防ぐように、低い減光設定のために前記スイッチング周波数を変更する、請求項１に記載のドライバ。
3. 最小オンタイムは、スイッチング周期の０．２〜２％の範囲内の値を有する、請求項１又は２に記載のドライバ。
4. 最小スイッチング周波数は、最大スイッチング周波数の０．２〜５％の範囲内である、請求項１乃至３のいずれか一項に記載のドライバ。
5. １０％の減光設定において、前記スイッチング周波数は最大スイッチング周波数の３０〜６０％の範囲内である、請求項１乃至４のいずれか一項に記載のドライバ。
6. １０％の減光設定において、前記オンタイムはスイッチング周期の０．５〜２％の範囲内である、請求項１乃至５のいずれか一項に記載のドライバ。
7. 最大スイッチング周波数は１０ｋＨｚ〜１ＭＨｚの範囲内であり、最小スイッチング周波数は５０Ｈｚ〜１００ｋＨｚの範囲内である、請求項１乃至６のいずれか一項に記載のドライバ。
8. 最大オンタイムは１〜１００μｓの範囲内であり、最小オンタイムは１０ｎｓ〜１μｓの範囲内である、請求項１乃至７のいずれか一項に記載のドライバ。
9. 請求項１乃至８の何れか一項に記載のドライバと、
   前記ドライバによって駆動されるＬＥＤ照明装置と
   を含む、照明システム。
10. オンタイム、オフタイム、及びスイッチング周波数を持つパルスシーケンスを生成するステップと、
    減光設定に応じて前記オンタイム及び前記スイッチング周波数を変更するよう前記パルスシーケンスを制御するステップと
    を含み、
    少なくとも１つの減光設定範囲に関して、前記減光設定の関数として前記オンタイム及び前記スイッチング周波数の両方を同時に変更するステップをさらに含み、スイッチング周波数の変化及びオンタイムの変化の相対的優位性は、前記減光設定に依存する、ＬＥＤ駆動方法。
11. 前記パルスシーケンスは、バーストモードを有するＤＣ−ＤＣコンバータによって提供され、前記方法は、前記コンバータが前記バーストモードに入ることを防ぐよう、低い減光設定のために前記スイッチング周波数を変更するステップを含む、請求項１０に記載の方法。
12. 最小オンタイムは、スイッチング周期の０．２〜２％の範囲内の値を有し、及び／又は、
    最小スイッチング周波数は、最大スイッチング周波数の０．２〜５％の範囲内である、請求項１０又は１１に記載の方法。
13. １０％の減光設定において、
    前記スイッチング周波数は、最大スイッチング周波数の３０〜６０％の範囲内であり、及び／又は、
    前記オンタイムは、スイッチング周期の０．５〜２％の範囲内である、請求項１０乃至１２のいずれか一項に記載の方法。
14. 最大スイッチング周波数は１０ｋＨｚ〜１ＭＨｚの範囲内であり、最小スイッチング周波数は５０Ｈｚ〜１００ｋＨｚの範囲内であり、及び／又は、
    最大オンタイムは１〜１００μｓの範囲内であり、最小オンタイムは１０ｎｓ〜１μｓの範囲内である、請求項１０乃至１３のいずれか一項に記載の方法。