CN105356743A - 升压降压型开关功率变换器及其控制电路 - Google Patents

升压降压型开关功率变换器及其控制电路 Download PDF

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Abstract

提出了一种升压降压型开关功率变换器及适用于升压降压型开关功率变换器的控制电路。根据本公开各实施例的控制电路包括降压周期脉冲宽度调制单元和升压周期脉冲宽度调制单元，分别具有第一可控迟滞和第二可控迟滞。该降压周期脉冲宽度调制单元通过调节其第一可控迟滞有效或者无效使升压降压型开关功率变换器在降压模式切换和升压-降压模式之间切换时不会引起输出电压出现波动尖峰。该升压周期脉冲宽度调制单元则通过调节其第二可控迟滞有效或者无效使升压降压型开关功率变换器在升压-降压模式切换和升压模式之间切换时不会引起输出电压出现波动尖峰。

Description

升压降压型开关功率变换器及其控制电路
技术领域
本公开的实施例涉及功率变换器，尤其涉及升压降压型开关功率变换器及其控制电路。
背景技术
升压降压型开关功率变换器可以将输入电压转换为高于、等于或低于该输入电压的输出电压，可以工作在较宽的输入电压变化范围内。因此在电源领域得到了广泛应用。
图1示出了一种常见的升压降压型开关功率变换器中的功率开关的拓扑结构10。该功率开关的拓扑结构10包括四个功率开关SWA、SWB、SWC和SWD。第一功率开关SWA和第二功率开关SWB串联耦接于输入端IN和参考地GND之间，第一功率开关SWA和第二功率开关SWB的公共耦接端形成第一开关节点SW1。第三功率开关SWC和第四功率开关SWD串联耦接于输出端OUT和参考地GND之间，第三功率开关SWC和第四功率开关SWD的公共耦接端形成第二开关节点SW2。第一开关节点SW1和第二开关节点SW2之间耦接电感L。升压降压型开关功率变换器通常还包括控制电路，用于为拓扑结构10中的功率开关SWA、SWB、SWC和SWD的控制端GA、GB、GC和GD提供控制信号，以控制每个开关各自的导通和关断切换，从而将输入电压Vin转换为合适的输出电压Vo。
对于采用图1所示拓扑结构10的升压降压型开关功率变换器，若输入电压Vin高于输出电压Vo，则该升压降压型开关功率变换器工作于降压模式，若输入电压Vin接近或等于输出电压Vo，则该升压降压型开关功率变换器工作于升压-降压模式，若输入电压Vin低于输出电压Vo，则该升压降压型开关功率变换器工作于升压模式。在降压模式，第四功率开关SWD持续保持导通、第三功率开关SWC持续保持关断，第一功率开关SWA和第二功率开关SWB进行互补地导通和关断切换，即：第一功率开关SWA导通时，第二功率开关SWB关断，反之亦然。在升压模式，第一功率开关SWA持续保持导通、第二功率开关SWB持续保持关断，第三功率开关SWC和第四功率开关SWD进行互补地导通和关断切换，即：第三功率开关SWC导通时，第四功率开关SWD关断，反之亦然。在升压-降压模式，第一功率开关SWA和第二功率开关SWB构成第一组开关对，第三功率开关SWC和第四功率开关SWD构成第二组开关对，该第一组开关对和第二组开关对相互独立地进行导通和关断切换。
理论上，基于输入电压Vin和输出电压Vo的相对大小，可以调节升压降压型开关功率变换器选择性地工作于降压模式、升压模式或升压-降压模式，从而达到将输入电压Vin转换为任何合适的输出电压Vo的目的。然而，事实上现有的降压型开关功率变换器并不能实现以上三种工作模式间的平稳切换，并且在从一种工作模式(例如降压模式)切换至另一种工作模式(例如升压-降压模式)时会导致输出电压Vo出现较大的波动尖峰。
发明内容
针对现有技术中的一个或多个问题，本公开的实施例提供一种升压降压型开关功率变换器及控制电路。
在本公开的一个方面，提出了一种控制电路，用于控制升压降压型开关功率变换器自动在降压模式与升压-降压模式之间、以及升压-降压模式与升压模式之间平稳切换。该升压降压型开关功率变换器可以包括开关单元，该开关单元包括可以第一功率开关对和第二功率开关对，并且第一功率开关对中的第一功率开关和第二功率开关串联耦接于该升压降压型开关功率变换器的输入端和参考地之间，第一功率开关的导通时间占整个第一功率开关和第二功率开关导通和关断切换周期的比例为降压占空比；第二功率开关对中的第三功率开关和第四功率开关串联耦接于该升压降压型开关功率变换器的输出端和参考地之间，第三功率开关的导通时间占整个第三功率开关和第四功率开关的导通和关断切换周期的比例为升压占空比。
该控制电路可以包括：误差放大单元、降压周期脉冲宽度调制单元和升压周期脉冲宽度调制单元。根据本公开的各实施例，该误差放大单元用于接收表征升压降压型开关功率变换器的输出电压的第一反馈信号和表征该输出电压期望值的参考信号，并将该第一反馈信号和该参考信号进行运算，以提供表征该第一反馈信号与该参考信号之差值的差值放大信号。该降压周期脉冲宽度调制单元，用于接收所述差值放大信号和表征在降压周期中流经所述开关单元的开关电流的第一电流检测信号，并将该第一电流检测信号与差值放大信号比较以输出第一脉冲宽度调制信号至所述第一开关对。该升压周期脉冲宽度调制单元，用于接收所述差值放大信号和表征在降压周期中流经所述开关单元的开关电流的第二电流检测信号，并将该第二电流检测信号与差值放大信号比较以输出第二脉冲宽度调制信号至所述第二开关对。
根据本公开的各实施例，该降压周期脉冲宽度调制单元具有第一可控迟滞并具有第一迟滞控制端，该第一迟滞控制端用于接收第一模式切换控制信号，当升压降压型开关功率变换器从降压模式切换至升压-降压模式时，降压周期脉冲宽度调制单元响应于所述第一模式切换控制信号使所述第一可控迟滞有效，当升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至降压模式时，降压周期脉冲宽度调制单元响应于所述第一模式切换控制信号使所述第一可控迟滞无效。该升压周期脉冲宽度调制单元具有第二可控迟滞并具有第二迟滞控制端，该第二迟滞控制端用于接收第二模式切换控制信号，当升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至升压模式时，升压周期脉冲宽度调制单元响应于所述第二模式切换控制信号使所述第二可控迟滞有效，当升压降压型开关功率变换器从升压模式切换至升压-降压模式时，升压周期脉冲宽度调制单元响应于所述第二模式切换控制信号使所述第二可控迟滞无效。
根据本公开的各实施例，所述第一可控迟滞有效时，所述降压周期脉冲宽度调制单元将该第一可控迟滞叠加于所述差值放大信号或所述第一电流检测信号，使所述第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度减小，以控制所述第二功率开关和第四功率开关在降压周期中的导通时间增大；所述第一可控迟滞无效时，所述降压周期脉冲宽度调制单元使叠加于所述差值放大信号或所述第一电流检测信号的第一可控迟滞消失，从而使所述第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度增大，以控制所述第二功率开关和第四功率开关在降压周期中的导通时间减小；并且通过设定所述第一可控迟滞可以设定所述第二功率开关和第四功率开关在降压周期中的导通时间增大或者减小的量。
根据本公开的各实施例，所述第二可控迟滞有效时，所述升压周期脉冲宽度调制单元将所述第二可控迟滞叠加于所述差值放大信号或所述第二电流检测信号，使所述第二脉冲宽度调制信号的脉冲宽度减小以控制所述第一功率开关和第三功率开关在升压周期中的导通时间减小；所述第二可控迟滞无效时，所述升压周期脉冲宽度调制单元使叠加于所述差值放大信号或所述第二电流检测信号的第二可控迟滞消失，从而使所述第二脉冲宽度调制信号的脉冲宽度增大，以控制所述第一功率开关和第三功率开关在升压周期中的导通时间增大；并且通过设定所述第二可控迟滞可以设定所述第一功率开关和第三功率开关在升压周期中的导通时间增大或者减小的量。
在本公开的又一方面，提出了一种升压降压型开关功率变换器，包括根据本公开各实施例的控制电路。
根据本公开实施例的升压降压型开关功率变换器可以自动在降压模式与升压-降压模式之间、以及升压-降压模式与升压模式之间平稳切换。在降压模式，该控制电路使该升压降压型开关型功率变换器连续稳定地进行降压周期的工作，降压周期指第一组开关对中的第一功率开关和第二功率开关进行互补地导通和关断切换，第二组开关对中的第三功率开关持续保持关断，第四功率开关持续保持导通。在升压模式，该控制电路使该升压降压型开关型功率变换器连续稳定地进行升压周期的工作，升压周期指第二组开关中的第三功率开关和第四功率开关进行互补地导通和关断切换，第一组开关对中的第一功率开关持续保持导通、第二功率开关持续保持关断。在升压-降压模式，该控制电路使该升压降压型开关型功率变换器连续稳定地进行一个降压周期和一个升压周期交替的工作。
利用上述方案，根据本公开实施例的控制电路为升压降压型开关功率变换器的开关单元提供脉冲宽度调制信号，以控制该开关单元中各功率开关的导通和关断切换，使该升压降压型开关功率变换器在降压模式与升压-降压模式之间、以及升压-降压模式与升压模式之间平稳无波动地切换，避免在模式切换时引发输出电压的波动尖峰，增强升压降压型开关功率变换器的工作安全性和稳定性。
附图说明
下面的附图有助于更好地理解接下来对本公开不同实施例的描述。这些附图并非按照实际的特征、尺寸及比例绘制，而是示意性地示出了本公开一些实施方式的主要特征。这些附图和实施方式以非限制性、非穷举性的方式提供了本公开的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。
图1示出了一种常见的升压降压型开关功率变换器中的功率开关的拓扑结构10；
图2示出了根据本公开一个实施例的升压降压型开关功率变换器100及其控制电路108的电路架构示意图；
图3示意出了升压降压型开关功率变换器从降压模式切换至升压-降压模式时流过感性储能元件Lo的电感电流IL的波形示意图；；
图4示意出了升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至降压模式时流过感性储能元件Lo的电感电流IL的波形示意图；
图5示意出了升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至升压模式时流过感性储能元件Lo的电感电流IL的波形示意图；
图6示意出了升压降压型开关功率变换器从升压模式切换至升压-降压模式时流过感性储能元件Lo的电感电流IL的波形示意图；
图7示出了根据本公开一个示例性实施例的降压周期脉冲宽度调制单元102的电路示意图；
图8示出了根据本公开一个示例性实施例的升压周期脉冲宽度调制单元103的电路示意图；
图9示出了图8中电流检测与斜坡补偿单元106接收的第一斜坡补偿信号和第二斜坡补偿信号，以及输出的第一电流检测信号和第二电流检测信号的波形示意图；
图10示出了根据本公开一个变型实施例的模式切换控制单元105的电路架构示意图。
具体实施方式
下面将详细说明本公开的一些实施例。在接下来的说明中，一些具体的细节，例如实施例中的具体电路结构和这些电路元件的具体参数，都用于对本公开的实施例提供更好的理解。本技术领域的技术人员可以理解，即使在缺少一些细节或者其他方法、元件、材料等结合的情况下，本公开的实施例也可以被实现。
在本公开的说明书中，提及“一个实施例”时均意指在该实施例中描述的具体特征、结构或者参数、步骤等至少包含在根据本公开的一个实施例中。因而，在本公开的说明书中，若采用了诸如“根据本公开的一个实施例”、“在一个实施例中”等用语并不用于特指在同一个实施例中，若采用了诸如“在另外的实施例中”、“根据本公开的不同实施例”、“根据本公开另外的实施例”等用语，也并不用于特指提及的特征只能包含在特定的不同的实施例中。本领域的技术人员应该理解，在本公开说明书的一个或者多个实施例中公开的各具体特征、结构或者参数、步骤等可以以任何合适的方式组合。另外，在本公开的说明书及权利要求中，“耦接”一词意指通过电气或者非电气的方式实现直接或者间接的连接。“一个”并不用于特指单个，而是可以包括复数形式。“在……中”可以包括“在……中”和“在……上”的含义。除非特别明确指出，“或”可以包括“或”、“和”及“或/和”的含义，并不用于特指只能选择几个并列特征中的一个，而是意指可以选择其中的一个或几个或其中某几个特征的组合。除非特别明确指出，“基于”一词不具有排它性，而是意指除了基于明确描述的特征之外，还可以基于其它未明确描述的特征。“电路”意指至少将一个或者多个有源或无源的元件耦接在一起以提供特定功能的结构。“信号”至少可以指包括电流、电压、电荷、温度、数据、压力或者其它类型的信号。若“晶体管”的实施例可以包括“场效应晶体管”或者“双极结型晶体管”，则“栅极/栅区”、“源极/源区”、“漏极/漏区”分别可以包括“基极/基区”、“发射极/发射区”、“集电极/集电区”，反之亦然。本领域的技术人员应该理解，以上罗列的对本公开中描述用语的解释仅仅是示例性的，并不用于对各用语进行绝对的限定。
图2示出了根据本公开一个实施例的升压降压型开关功率变换器100的电路架构示意图。该升压降压型开关功率变换器100可以包括：输入端IN，用于接收输入电压Vin；输出端OUT，用于提供合适的输出电压Vo，以为负载供电并提供输出电流Io；开关单元，例如包括第一功率开关SWA、第二功率开关SWB、第三功率开关SWC和第四功率开关SWD，具有用于耦接所述输入端IN的第一端、用于耦接所述输出端OUT的第二端，以及用于接收控制信号(例如图2中的第一控制信号DR1、第二控制信号DR2、第三控制信号DR3和第四控制信号DR4)的控制端(例如图2中的第一控制端GA、第二控制端GB、第三控制端GC和第四控制端GD)，该开关单元被配置为基于控制信号(例如图2中的第一控制信号DR1、第二控制信号DR2、第三控制信号DR3和第四控制信号DR4)进行导通和关断切换，以将输入电压Vin转换为所述输出电压Vo；以及控制电路108，用于检测/接收表征输出电压Vo的第一反馈信号Vfb、反映输出电流Io的第二反馈信号Vcs和表征输出电压Vo的期望值的参考信号Vref。该控制电路108被构建用于至少基于所述第一反馈信号Vfb、第二反馈信号Vcs和参考信号Vref提供前述控制信号(例如图2中的第一控制信号DR1、第二控制信号DR2、第三控制信号DR3和第四控制信号DR4)至开关单元。
根据本公开的一个示例性实施例，升压降压型开关功率变换器100的开关单元可以具有如下拓扑结构：第一功率开关SWA和第二功率开关SWB串联耦接于输入端IN和参考地GND之间，第一功率开关SWA和第二功率开关SWB的公共耦接端形成第一开关节点SW1；第三功率开关SWC和第四功率开关SWD串联耦接于输出端OUT和参考地GND之间，第三功率开关SWC和第四功率开关SWD的公共耦接端形成第二开关节点SW2。在一个示例性实施例中，第一开关节点SW1和第二开关节点SW2之间耦接感性储能元件Lo。在图2的示例性实施例中，第一至第四功率开关SWA、SWB、SWC和SWD均可以包括可控开关元件，例如示意为MOSFET。该第一至第四功率开关SWA、SWB、SWC和SWD可以分别具有各自的控制端，例如所述第一控制端GA、第二控制端GB、第三控制端GC和第四控制端GD，分别用于接收控制电路108提供的第一控制信号DR1、第二控制信号DR2、第三控制信号DR3和第四控制信号DR4。
根据本公开的一个示例性实施例，升压降压型开关功率变换器100的控制电路108采用峰值电流控制脉冲宽度调制模式对开关单元进行导通和关断切换控制。在一个实施例中，控制电路108至少提供例如图2中的第一控制信号DR1、第二控制信号DR2、第三控制信号DR3和第四控制信号DR4分别至开关单元中的第一功率开关SWA、第二功率开关SWB、第三功率开关SWC和第四功率开关SWD，以控制这些功率开关的导通和关断切换。根据本公开的一个示例性实施例，第一功率开关SWA和第二功率开关SWB构成第一组开关对(通常称为降压开关对)，第三功率开关SWC和第四功率开关SWD构成第二组开关对(通常称为升压开关对)。控制电路108被构建以控制该第一组开关对和第二组开关对相互独立地进行导通和关断切换。控制电路108可以根据输入电压Vin和输出电压Vo的相对大小调整该升压降压型开关功率变换器100至少工作于降压模式、升压-降压模式和升压模式。
根据本公开的一个示例性实施例，若输入电压Vin高于输出电压Vo，则该升压降压型开关功率变换器100工作于降压模式。在降压模式，控制电路108使第一组开关对进行导通和关断切换，并使第二组开关对中的第三功率开关SWC持续保持关断，第四功率开关SWD持续保持导通。此时，升压-降压型开关功率变换器100事实上具有降压型拓扑结构。在一个实施例中，在降压模式，控制电路108控制该第一组开关对中的第一功率开关SWA和第二功率开关SWB进行互补地导通和关断切换，即：第一功率开关SWA导通时，第二功率开关SWB关断，反之亦然。一般可以将第一功率开关SWA的导通时间占整个第一功率开关SWA和第二功率开关SWB导通和关断切换周期的比例称为降压占空比，本公开中用D1表示。为简明起见，本公开中，第一功率开关SWA和第四功率开关SWD同时导通时记为“AD”，并在下文中简称AD导通，第二功率开关SWB和第四功率开关SWD同时导通时记为“BD”，并在下文中简称BD导通。
根据本公开的一个示例性实施例，若输入电压Vin下降，降至接近或等于输出电压Vo时，则该升压降压型开关功率变换器100工作于升压-降压模式。在升压-降压模式，控制电路108控制所述第一组开关对和第二组开关对相互独立地进行导通和关断切换，并且使第一组开关对工作一个切换周期与第二组开关对工作一个切换周期交替地进行，其中第一组开关对工作一个切换周期称为一个降压周期，第二组开关对工作一个切换周期称为一个升压周期，因而一个升压-降压周期包括一个降压周期和一个升压周期。在一个实施例中，对于一个降压周期，控制电路108使第二组开关对中的第三功率开关SWC持续保持关断，第四功率开关SWD持续保持导通，并使第一组开关对中的第一功率开关SWA和第二功率开关SWB进行互补地导通和关断切换。因而在第一组开关对的切换过程中，若第一功率开关SWA导通且第二功率开关SWB关断，则事实上四个功率开关中的第一功率开关SWA和第四功率开关SWD均导通(本公开中用“AD”表示)，若第一功率开关SWA关断且第二功率开关SWB导通，则事实上四个功率开关中的第二功率开关SWB和第四功率开关SWD均导通(本公开中用“BD”表示)。对于一个升压周期，控制电路108使第一组开关对中的第一功率开关SWA持续保持导通、第二功率开关SWB持续保持关断，并使第二组开关对中的第三功率开关SWC和第四功率开关SWD进行互补地导通和关断切换。因而在第二组开关对的切换过程中，若第三功率开关SWC导通且第四功率开关SWD关断，则事实上四个功率开关中的第一功率开关SWA和第三功率开关SWC均导通(本公开中用“AC”表示)，若第三功率开关SWC关断且第四功率开关SWD导通，则事实上四个功率开关中的第一功率开关SWA和第四功率开关SWD均导通(本公开中用“AD”表示)。
根据本公开的一个示例性实施例，若输入电压Vin降至低于输出电压Vo，则该升压降压型开关功率变换器100工作于升压模式。在升压模式，控制电路108使第二组开关对进行导通和关断切换，并使第一组开关对中的第一功率开关SWA持续保持导通、第二功率开关SWB持续保持关断。此时，升压-降压型开关功率变换器100事实上具有升压型拓扑结构。在一个实施例中，在升压模式，控制电路108控制该第二组开关对中的第三功率开关SWC和第四功率开关SWD进行互补地导通和关断切换，即：第三功率开关SWC导通时，第四功率开关SWD关断，反之亦然。一般可以将第三功率开关SWC的导通时间占整个第三功率开关SWC和第四功率开关SWD导通和关断切换周期的比例称为升压占空比，本公开中用D2表示。为简明起见，本公开中，第一功率开关SWA和第三功率开关SWC同时导通时记为“AC”，并在下文中简称AC导通。
根据本公开的一个示例性实施例，控制电路108还可以调节功率变换器100自动在降压模式与升压-降压模式之间、以及升压-降压模式和升压模式之间平稳切换。
控制电路108通过调节占空比D1和占空比D2对输出电压Vo进行调整。在峰值电流控制脉冲宽度调制模式下，控制电路108采用的第二反馈信号Vcs可以通过检测流过第一功率开关SWA的开关电流IHS或者通过检测流过感性储能元件Lo的电感电流IL获得，因而第二反馈信号Vcs正比于开关电流IHS或者电感电流IL，并包含了开关电流IS或者电感电流IL的峰值信息。由于输出电流Io通常可以看作开关电流IHS或者电感电流IL的平均，因而开关电流IHS或者电感电流IL事实上也反映了输出电流Io的值。
根据本公开的一个示例性实施例，升压降压型开关功率变换器100还可以包括容性储能元件Co，其一端耦接输出端OUT，另一端连接至参考地GND，用于对开关单元的输出(例如第一切换信号VSW1或第二切换信号VSW2)滤波(或者可以看作对输出电压Vo滤波)以使输出端OUT提供平滑的输出电压Vo。
根据本公开的一个示例性实施例，升压降压型开关功率变换器100还可以包括反馈电路，用于检测输出电压Vo并提供表征输出电压Vo的第一反馈信号Vfb。例如，图2中的反馈电路示意为包括串联耦接在输出端OUT与参考地GND之间的第一反馈电阻Rf1与第一反馈电阻Rf2，在该第一反馈电阻Rf1与第一反馈电阻Rf2的公共节点处提供第一反馈信号Vfb。在其它的实施例中，也可以采用其它合适的反馈电路，甚至也可以不包括反馈电路，而是可以通过直接反馈输出电压Vo以提供第一反馈信号Vfb。
以下将参考图2至图10对根据本公开实施例的升压降压型开关功率变换器100和控制电路108进行进一步说明。
根据本公开的一个示例性实施例，控制电路108可以包括误差放大单元101，用于将第一反馈信号Vfb与参考信号Vref进行运算，以提供表征该第一反馈信号Vfb与该参考信号Vref之差值的差值放大信号Vcomp。
控制电路108还可以包括电流检测与斜坡补偿单元106，用于检测流过开关单元例如流过第一功率开关SWA的开关电流IHS或者流过感性储能元件Lo的电感电流IL以产生第二反馈信号Vcs，并将该第二反馈信号Vcs进行斜坡补偿，以提供第一电流检测信号VCS1和第二电流检测信号VCS2，其中该第一电流检测信号VCS1表征了升压-降压型开关功率变换器100工作于降压模式/降压周期时的开关电流或者电感电流IL，该第二电流检测信号表征了升压-降压型开关功率变换器100工作于升压模式/升压周期时的开关电流或者电感电流IL。图9示意出了根据本公开一个实施例的电流检测与斜坡补偿单元106的电路示意图。在该示例中电流检测单元106示意为通过检测流过第一功率开关SWA的电流IHS产生第二反馈信号VCS。可以采用电流检测电阻RS和检测放大器CS实现该功能，电流检测电阻RS与第一功率开关SWA串联耦接，检测放大器CS的两个输入端分别耦接电流检测电阻RS的两端，其输出端提供所述第二反馈信号VCS。本领域的技术人员应该理解实现电流检测的电路有多种，其它实施例中也可采用现有的其它电流检测电路。电流检测与斜坡补偿单元106可以接收第一斜坡补偿信号RAMP1和第二斜坡补偿信号RAMP2，用于分别对第二反馈信号VCS进行补偿。如图10所示，在一个实施例中，第二斜坡补偿信号RAMP2可以由第一斜坡补偿信号RAMP1叠加设定的偏压ΔV得到，使第一斜坡补偿信号RAMP1的峰值与第二斜坡补偿信号RAMP2的谷值相等。也就是说第一斜坡补偿信号RAMP1的峰值刚好与第二斜坡补偿信号RAMP2的谷值相碰，但第一斜坡补偿信号RAMP1与第二斜坡补偿信号RAMP2不交叠。在这种情况下也可以认为所述设定的偏压ΔV等于第一斜坡补偿信号RAMP1的幅值。本领域的技术人员应该理解图10对于各信号的斜率及幅值仅为示意性的，并不表示其实际大小，也非按实际比例绘制。返回图9，电流检测与斜坡补偿单元106采用第一斜坡补偿信号RAMP1对所述第二反馈信号Vcs进行补偿后得到所述第一电流检测信号VCS1，同时采用第二斜坡补偿信号RAMP2对所述第二反馈信号Vcs进行补偿后得到所述第二电流检测信号VCS2。在一个实施例中，如图8所示意的，可以通过加法电路实现补偿功能，即，将所述第一斜坡补偿信号RAMP1和第二斜坡补偿信号RAMP2分别叠加在第二反馈信号Vcs上，从而分别得到所述第一电流检测信号VCS1和所述第二电流检测信号VCS2。因而，再参考图10示意，所述第一电流检测信号VCS1和所述第二电流检测信号VCS2之间也具有所述设定的偏压ΔV(即，第二电流检测信号VCS2也可看作由第一电流检测信号VCS1叠加所述设定的偏压ΔV得到)。
返回继续参考图2示意，控制电路108还可以包括降压周期脉冲宽度调制单元102和升压周期脉冲宽度调制单元103。降压周期脉冲宽度调制单元102用于接收所述差值放大信号Vcomp和所述第一电流检测信号VCS1，并将该第一电流检测信号VCS1与差值放大信号Vcomp比较以输出第一脉冲宽度调制信号PWM1。升压周期脉冲宽度调制单元103用于接收所述差值放大信号Vcomp和所述第二电流检测信号VCS2，并将该第二电流检测信号VCS2与差值放大信号Vcomp比较以输出第二脉冲宽度调制信号PWM2。
根据本公开的一个示例性实施例，控制电路108还可以包括逻辑控制单元104。该逻辑控制单元104至少接收所述第一脉冲宽度调制信号PWM1、第二脉冲宽度调制信号PWM2和时钟信号CLK，并至少基于该第一脉冲宽度调制信号PWM1、第二脉冲宽度调制信号PWM2和时钟信号CLK产生所述第一控制信号DR1、第二控制信号DR2、第三控制信号DR3和第四控制信号DR4。该时钟信号CLK可以由例如振荡器提供。在一个实施例中，所述第一控制信号DR1和第二控制信号DR2可以为逻辑互补的方波信号，即若第一控制信号DR1具有逻辑高电平，则第二控制信号DR2具有逻辑低电平，反之亦然。该第一控制信号DR1和第二控制信号DR2分别用于控制所述第一组开关对中的第一功率开关SWA和第二功率开关SWB。所述第三控制信号DR3和第四控制信号DR4也可以为逻辑互补的方波信号，即若第三控制信号DR3具有逻辑高电平，则第四控制信号DR4具有逻辑低电平，反之亦然。该第三控制信号DR3和第四控制信号DR4分别用于控制所述第二组开关对中的第三功率开关SWC和第四功率开关SWD。根据本公开的一个实施例，在降压模式/降压周期，所述第一脉冲宽度调制信号PWM1用于触发所述第一控制信号DR1将所述第一功率开关SWA关断，所述时钟信号CLK用于触发所述第一控制信号DR1将所述第一功率开关SWA导通。在升压模式/升压周期，所述第二脉冲宽度调制信号PWM2用于触发所述第三控制信号DR3将所述第三功率开关SWC关断，所述时钟信号CLK用于触发所述第三控制信号DR3将所述第三功率开关SWC导通。
根据本公开的一个示例性实施例，控制电路108还可以包括模式切换控制单元105。模式切换控制单元105通过检测降压占空比D1和升压占空比D2，并将降压占空比D1和升压占空比D2的检测值分别与降压占空比阈值DTH1和升压占空比阈值DTH2比较，以分别提供第一模式切换控制信号TR1和第二模式切换控制信号TR2，从而控制升压降压型开关功率变换器100的工作模式切换。在一个示例性的实施例中，若降压占空比D1大于降压占空比阈值DTH1，则第一模式切换控制信号TR1控制升压降压型开关功率变换器100从降压模式切换至升压-降压模式，若降压占空比D1小于降压占空比阈值DTH1，则第一模式切换控制信号TR1控制升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至降压模式。若升压占空比D2大于升压占空比阈值DTH2，则第二模式切换控制信号TR2控制升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至升压模式，若升压占空比D2小于升压占空比阈值DTH2，则第二模式切换控制信号TR2控制升压降压型开关功率变换器100从升压模式切换至升压-降压模式。
根据本公开的一个示例性实施例，升压降压型开关功率变换器100从降压模式切换至升压-降压模式时，控制电路108将降压周期中第二功率开关和第四功率开关的导通时间增大，即增大BD导通时间。根据本公开的一个实施例，这可以通过降压周期脉冲宽度调制单元102调节降压占空比D1实现。仍参考图2，降压周期脉冲宽度调制单元102具有第一可控迟滞H1。降压周期脉冲宽度调制单元102还具有迟滞控制端，用于接收所述第一模式切换控制信号TR1。当升压降压型开关功率变换器100从降压模式切换至升压-降压模式时，降压周期脉冲宽度调制单元102响应于所述第一模式切换控制信号TR1使所述第一可控迟滞H1有效。这时，可以看作为降压周期脉冲宽度调制单元102所接收的差值放大信号Vcomp或所述第一电流检测信号VCS1叠加了所述第一可控迟滞H1。可以设计该第一可控迟滞H1等效叠加于所述差值放大信号Vcomp时为负，而等效叠加于所述第一电流检测信号VCS1时为正。这样在所述第一可控迟滞H1有效时，降压周期脉冲宽度调制单元102将差值放大信号Vcomp与所述第一电流检测信号VCS1叠加该第一可控迟滞H1的值比较，因而使所述第一脉冲宽度调制信号PWM1的脉冲宽度减小。受该第一脉冲宽度调制信号PWM1的控制，在降压周期中BD导通时间增大。
根据本公开的一个示例性实施例，升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至降压模式时，控制电路108将降压周期中第二功率开关和第四功率开关的导通时间减小，即减小BD导通时间。根据本公开的一个实施例，这仍可以通过降压周期脉冲宽度调制单元102调节降压占空比D1实现。升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至降压模式时，降压周期脉冲宽度调制单元102响应于所述第一模式切换控制信号TR1使所述第一可控迟滞H1无效。这时，等效叠加于差值放大信号Vcomp或所述第一电流检测信号VCS1的第一可控迟滞H1消失。与所述第一可控迟滞H1有效时相比，降压周期脉冲宽度调制单元102将差值放大信号Vcomp与所述第一电流检测信号VCS1的值比较，使所述第一脉冲宽度调制信号PWM1的脉冲宽度增大。受该第一脉冲宽度调制信号PWM1的控制，在降压周期中BD导通时间减小。
根据本公开的一个示例性实施例，升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至升压模式时，控制电路108将升压周期中第一功率开关和第三功率开关的导通时间减小，即减小AC导通时间。根据本公开的一个实施例，这可以通过升压周期脉冲宽度调制单元103调节升压占空比D2实现。继续参考图2示意，升压周期脉冲宽度调制单元103具有第二可控迟滞H2。升压周期脉冲宽度调制单元103还具有迟滞控制端，用于接收所述第二模式切换控制信号TR2。当升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至升压模式时，升压周期脉冲宽度调制单元103响应于所述第二模式切换控制信号TR2使所述第二可控迟滞H2有效。这时，可以看作为升压周期脉冲宽度调制单元103所接收的差值放大信号Vcomp或所述第二电流检测信号VCS2叠加了所述第二可控迟滞H2。可以设计该第二可控迟滞H2等效叠加于所述差值放大信号Vcomp时为负，而等效叠加于所述第二电流检测信号VCS2时为正。这样在所述第二可控迟滞H2有效时，升压周期脉冲宽度调制单元103将差值放大信号Vcomp与所述第二电流检测信号VCS2叠加该第二可控迟滞H2的值比较，因而使所述第二脉冲宽度调制信号PWM2的脉冲宽度减小。受该第二脉冲宽度调制信号PWM2的控制，在升压周期中AC导通时间减小。
根据本公开的一个示例性实施例，升压降压型开关功率变换器100从升压模式切换至升压-降压模式时，控制电路108将升压周期中第一功率开关和第三功率开关的导通时间增大，即增大AC导通时间。根据本公开的一个实施例，这仍可以通过升压周期脉冲宽度调制单元103调节升压占空比D2实现。升压降压型开关功率变换器100从升压模式切换至升压-降压模式时，升压周期脉冲宽度调制单元103响应于所述第二模式切换控制信号TR2使所述第二可控迟滞H2无效。这时，等效叠加于差值放大信号Vcomp或所述第二电流检测信号VCS2的第二可控迟滞H2消失。与所述第二可控迟滞H2有效时相比，升压周期脉冲宽度调制单元103将差值放大信号Vcomp与所述第二电流检测信号VCS2的值比较，使所述第二脉冲宽度调制信号PWM2的脉冲宽度增大。受该第二脉冲宽度调制信号PWM2的控制，在升压周期中AC导通时间增大。
在升压降压型开关功率变换器100从降压模式切换至升压-降压模式时，本工作于降压模式时的BD导通时间不能满足升压-降压模式下对BD导通时间的需求，因而需要调整BD导通时间增大。增大的量可以根据实际应用需求提前设定。相反，在升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至降压模式时，本工作于升压-降压模式时的BD导通时间超过了降压模式下对BD导通时间的需求，因而需要调整BD导通时间减小。减小的量也可以根据实际应用需求提前设定。以下将BD导通时间增大的量和减小的量统称BD导通时间变化量。根据本公开的实施例通过为降压周期脉冲宽度调制单元102配置所述第一可控迟滞H1便实现了在降压模式和升压-降压模式之间切换时对BD导通时间的控制。通过调节所述第一可控迟滞H1的值便可以调节BD导通时间变化量。本公开的实施例不仅实现方案简单，电路结构简单，而且有效防止/降低了升压降压型开关功率变换器100在降压模式和升压-降压模式之间切换时因两种模式下对BD导通时间需求的不同而引发输出电压尖峰这一问题的出现。
在升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至升压模式时，本工作于升压-降压模式时的AC导通时间超过了升压模式下对AC导通时间的需求，因而需要调整AC导通时间减小。减小的量可以根据实际应用需求提前设定。相反，在升压降压型开关功率变换器100从升压模式切换至升压-降压模式时，本工作于升压模式时的AC导通时间不能满足升压-降压模式下对AC导通时间的需求，因而需要调整AC导通时间增大。增大的量也可以根据实际应用需求提前设定。以下将AC导通时间增大的量和减小的量统称AC导通时间变化量。根据本公开的实施例通过为升压周期脉冲宽度调制单元103配置所述第二可控迟滞H2便实现了在升压-降压模式和升压模式之间切换时对AC导通时间的控制。通过调节所述第二可控迟滞H2的值便可以调节AC导通时间变化量。本公开的实施例不仅实现方案简单，电路结构简单，而且有效防止/降低了升压降压型开关功率变换器100在升压-降压模式和升压模式之间切换时因两种模式下对AC导通时间需求的不同而引发输出电压尖峰这一问题的出现。
图3示意出了升压降压型开关功率变换器从降压模式切换至升压-降压模式时流过感性储能元件Lo的电感电流IL的波形示意图。第一组曲线301示出了现有技术的升压降压型开关功率变换器从降压模式转换至升压-降压模式前后的电感电流IL的波形示意图。第二组曲线302示出了根据本公开实施例的升压降压型开关功率变换器100从降压模式转换至升压-降压模式前后的电感电流IL的波形示意图。如图所示，在降压模式下，随着输入电压Vin的下降，输入电压Vin将接近输出电压Vo，直至降压占空比D1达到降压占空比阈值DTH1时，表明若升压降压型开关功率变换器100继续工作于降压模式将不足以为负载提供足够的能量，因而升压降压型开关功率变换器100从降压模式转换至升压-降压模式以满足负载需求。在刚转换至升压-降压模式的那个降压周期，第一功率开关SWA需要整周期导通(参见图3中电感电流IL的波形的第二个“AD”段)以为负载供能。那么在紧接着的升压周期，第三功率开关SWC和第四功率开关SWD进行一次开关切换(参见图3中电感电流IL的波形的“AC”段和第三个“AD”段)，然后需要进入降压周期使第二功率开关SWB导通(参见图3中电感电流IL的波形的第二个“BD”段)以使电感电流IL减小。然而若保持BD导通时间不变，如图3中第一组曲线301示意为在降压模式和升压-降压模式的BD导通时间均为第一设定时间t1，则会导致切换至升压-降压模式后因BD导通时间不足以让电感电流IL恢复，不能满足伏秒平衡。电感电流IL的这种累积会引发输出电压Vo出现过冲尖峰，不利于升压-降压型开关功率变换器的安全工作，更不利于带载。相反，根据本公开的实施例，从降压模式切换至升压-降压模式时，将降压周期的BD导通时间从降压模式时的第一设定时间t1增大至升压-降压模式时的第二设定时间t2(t2>t1)，如图3中第二组曲线302所示，以让电感电流IL有足够时间恢复，满足伏秒平衡。如此，升压-降压型开关功率变换器100可以平稳无波动的从降压模式切换至升压-降压模式，不会引发输出电压Vo过冲，能够保证工作的安全性和稳定性。
图4示意出了升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至降压模式时流过感性储能元件Lo的电感电流IL的波形示意图。第一组曲线401示出了现有技术的升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至降压模式前后的电感电流IL的波形示意图。第二组曲线402示出了根据本公开实施例的升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至降压模式前后的电感电流IL的波形示意图。如图所示，在升压-降压模式下，随着输入电压Vin的增大，输入电压Vin将大于输出电压Vo，直至降压占空比D1低于降压占空比阈值DTH1时，表明若升压降压型开关功率变换器100继续工作于升压-降压模式将为负载提供过盛的能量，因而需要从升压-降压模式转换至降压模式以为负载提供合适的能量。在切换至降压模式后，若BD导通时间不变，如图4中第一组曲线401示意为在升压-降压模式和降压模式的BD导通时间均为第三设定时间t3，则会导致BD导通时间大于降压模式所需，使电感电流IL下降太多，不能满足伏秒平衡。电感电流IL的这种过量下降会引发输出电压Vo出现俯冲尖峰，不利于升压-降压型开关功率变换器的安全工作，更不利于带载。相反，根据本公开的实施例，从升压-降压模式切换至降压模式时，将降压周期的BD导通时间从升压-降压模式时的第三设定时间t3减小至降压模式时的第四设定时间t4(t3>t4)，如图4中第二组曲线402所示，以让电感电流IL满足伏秒平衡。如此，升压-降压型开关功率变换器100可以平稳无波动的从升压-降压模式切换至降压模式，不会引发输出电压Vo俯冲，能够保证工作的安全性和稳定性。
图5示意出了升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至升压模式时流过感性储能元件Lo的电感电流IL的波形示意图。第一组曲线501示出了现有技术的升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式转换至升压模式前后的电感电流IL的波形示意图。第二组曲线502示出了根据本公开实施例的升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式转换至升压模式前后的电感电流IL的波形示意图。如图所示，在升压-降压模式下，随着输入电压Vin的进一步下降，输入电压Vin将小于输出电压Vo，直至升压占空比D2达到升压占空比阈值DTH2时，表明若升压降压型开关功率变换器100继续工作于升压-降压模式将不足以为负载提供足够的能量，因而需要从升压-降压模式转换至升压模式以满足负载需求。模式切换后若保持AC导通时间不变，如图5中第一组曲线501示意为在升压-降压模式和升压模式的AC导通时间均为第五设定时间t5，则会导致切换至升压模式后AC导通时间大于所需。这是因为相比升压-降压模式，刚进入升压模式时没有了降压周期，不再有BD导通让电感电流IL下降，只有AD导通不足以让电感电流IL恢复至升压周期的初始值，不能满足伏秒平衡。电感电流IL的这种累积会引发输出电压Vo出现过冲尖峰，不利于升压-降压型开关功率变换器的安全工作，更不利于带载。与此不同，根据本公开的实施例，从升压-降压模式切换至升压模式时，将升压周期的AC导通时间从升压-降压模式时的第五设定时间t5减小至升压模式时的第六设定时间t6(t5>t6)，如图5中第二组曲线502所示，以让电感电流IL在AC导通时间内的上升幅度与AD导通时间内的下降幅度相匹配，满足伏秒平衡。如此，升压-降压型开关功率变换器100可以平稳无波动的从升压-降压模式切换至升压模式，不会引发输出电压Vo过冲，能够保证工作的安全性和稳定性。
图6示意出了升压降压型开关功率变换器从升压模式切换至升压-降压模式时流过感性储能元件Lo的电感电流IL的波形示意图。第一组曲线601示出了现有技术的升压降压型开关功率变换器从升压模式切换至升压-降压模式前后的电感电流IL的波形示意图。第二组曲线602示出了根据本公开实施例的升压降压型开关功率变换器100从升压模式切换至升压-降压模式前后的电感电流IL的波形示意图。如图所示，在升压模式下，随着输入电压Vin的增大，输入电压Vin将接近输出电压Vo，直至升压占空比D2小于升压占空比阈值DTH2时，表明若升压降压型开关功率变换器继续工作于升压模式将为负载提供过盛的能量。因而升压降压型开关功率变换器100需要从升压模式转换至升压-降压模式以为负载提供合适的能量。模式切换后若保持AC导通时间不变，如图6中第一组曲线601示意为在升压-降压模式和升压模式的AC导通时间均为第七设定时间t7，则会导致切换至升压-降压模式后AC导通时间小于所需。这是因为相比升压模式，刚进入升压-降压模式时降压周期开始介入，除了升压周期AD导通让电感电流IL下降外，降压周期BD和AD导通也让电感电流IL下降，导致电感电流IL的下降幅度超出AC导通时间内电感电流IL的上升幅度，不能满足伏秒平衡。电感电流IL的这种过量下降会引发输出电压Vo出现俯冲尖峰，不利于升压-降压型开关功率变换器的安全工作，更不利于带载。与此不同，根据本公开的实施例，从升压模式切换至升压-降压模式时，将升压周期的AC导通时间从升压模式时的第七设定时间t7增大至升压-降压模式时的第八设定时间t8(t8>t7)，如图6中第二组曲线602所示，以让电感电流IL在AC导通时间内的上升幅度与BD和AD导通时间内的下降幅度相匹配，满足伏秒平衡。如此，升压-降压型开关功率变换器100可以平稳无波动的从升压模式切换至升压-降压模式，不会引发输出电压Vo俯冲，能够保证工作的安全性和稳定性。
图7示出了根据本公开一个示例性实施例的降压周期脉冲宽度调制单元102的电路示意图。该示例中，降压周期脉冲宽度调制单元102可以包括具有所述第一可控迟滞H1的第一迟滞比较器。该第一迟滞比较器示例性地示意为包括第一差分输入级1021，第一差分放大级1022和第一输出级1023，并可以由功率变换器内部经调整的供电电压VDD供电。第一差分输入级1021包括第一晶体管701、第二晶体管702、第三晶体管706、第一电阻703、第二电阻704、第三电阻705和第一电流源712。第一晶体管701、第二晶体管702和第三晶体管706均各自具有第一端、第二端和控制端。第一晶体管701和第二晶体管702构成差分输入对管，它们的第一端均耦接至第一电流源712用于接收第一电流I1，第一晶体管701的控制端接收所述差值放大信号Vcomp，第二晶体管702的控制端接收所述第一电流检测信号VCS1。第一晶体管701的第二端耦接至第一电阻703的第一端，第二晶体管702的第二端耦接至第二电阻704的第一端。第一电阻703的第二端连接至参考地GND，第三电阻705的第一端连接至第二电阻704的第二端，第三电阻705的第二端连接至参考地GND。第三晶体管706的第一端连接至第二晶体管702的第二端，其第二端连接至参考地GND，其控制端用于接收所述第一模式切换控制信号TR1。在这一示例性的结构中，第三晶体管706和第三电阻705并联耦接于第二晶体管702的第二端和参考地之间，可以控制所述第一可控迟滞H1的有效与无效切换。所述第一可控迟滞H1的大小可以通过调节第三电阻705调节。当升压降压型开关功率变换器100从降压模式切换至升压-降压模式，所述第一模式切换控制信号TR1控制所述第三晶体管706导通，将所述第三电阻705短路，从而使所述第一可控迟滞H1有效，增大BD导通时间。当升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至降压模式，所述第一模式切换控制信号TR1控制所述第三晶体管706关断，使所述第三电阻705与所述第二电阻704串联，从而使所述第一可控迟滞H1无效，减小BD导通时间。
第一差分放大级1022可以包括第四晶体管707、第五晶体管708、第六晶体管709和第七晶体管710，它们各自均具有第一端、第二端和控制端。第四晶体管707和第五晶体管708构成差分对管，它们的第一端均耦接至第二电流源712用于接收第二电流I2。第四晶体管707的控制端耦接至第一晶体管701的第二端，其第二端耦接至第六晶体管709的第一端。第五晶体管708的控制端耦接至第二晶体管702的第二端，其第二端耦接至第七晶体管710的第一端。第六晶体管709的第一端还耦接至其控制端和第七晶体管710的控制端，第六晶体管709和第七晶体管710的第二端均连接至参考地GND，这样第六晶体管709和第七晶体管710构成电流镜结构。
第一输出级1023可以包括第八晶体管711和第三电流源714。第八晶体管711具有第一端、第二端和控制端，其第一端耦接至第三电流源714用于接收第三电流I3，其控制端耦接至第五晶体管708的第二端，其第二端连接至参考地GND。第八晶体管711的第一端引出作为所述降压周期脉冲宽度调制单元102的输出端，用于提供所述第一脉冲宽度调制信号PWM1。
图8示出了根据本公开一个示例性实施例的升压周期脉冲宽度调制单元103的电路示意图。该示例中，升压周期脉冲宽度调制单元103可以包括具有所述第二可控迟滞H2的第二迟滞比较器。该第二迟滞比较器示例性地示意为包括第二差分输入级1031，第二差分放大级1032和第二输出级1033，并可以由功率变换器内部经调整的供电电压VDD供电。第二差分输入级1031包括第九晶体管801、第十晶体管802、第十一晶体管806、第四电阻803、第五电阻804、第六电阻805和第四电流源812。第九晶体管801、第十晶体管802和第十一晶体管806均各自具有第一端、第二端和控制端。第九晶体管801和第十晶体管802构成差分输入对管，它们的第一端均耦接至第四电流源812用于接收第四电流I4，第九晶体管801的控制端接收所述差值放大信号Vcomp，第十晶体管802的控制端接收所述第二电流检测信号VCS2。第九晶体管801的第二端耦接至第四电阻803的第一端，第十晶体管802的第二端耦接至第五电阻804的第一端。第四电阻803的第二端连接至参考地GND，第六电阻805的第一端连接至第五电阻804的第二端，第六电阻805的第二端连接至参考地GND。第十一晶体管806的第一端连接至第十晶体管802的第二端，其第二端连接至参考地GND，其控制端用于接收所述第二模式切换控制信号TR2。在这一示例性的结构中，第十一晶体管806和第六电阻805并联耦接于第十晶体管802的第二端和参考地GND之间，可以控制所述第二可控迟滞H2的有效与无效切换。所述第二可控迟滞H2的大小可以通过调节第六电阻805调节。当升压降压型开关功率变换器100从升压-降压模式切换至升压模式，所述第二模式切换控制信号TR2控制所述第十一晶体管806导通，将所述第六电阻805短路，从而使所述第二可控迟滞H2有效，减小AC导通时间。当升压降压型开关功率变换器100从升压模式切换至升压-降压模式，所述第二模式切换控制信号TR2控制所述第十一晶体管806关断，使所述第六电阻805与所述第五电阻804串联，从而使所述第二可控迟滞H2无效，增大AC导通时间。
第二差分放大级1032可以包括第十二晶体管807、第十三晶体管808、第十四晶体管809和第十五晶体管810，它们各自均具有第一端、第二端和控制端。第十二晶体管807和第十三晶体管808构成差分对管，它们的第一端均耦接至第五电流源812用于接收第五电流I5。第十二晶体管807的控制端耦接至第九晶体管801的第二端，其第二端耦接至第十四晶体管809的第一端。第十三晶体管808的控制端耦接至第十晶体管802的第二端，其第二端耦接至第十五晶体管810的第一端。第十四晶体管809的第一端还耦接至其控制端和第十五晶体管810的控制端，第十四晶体管809和第十五晶体管810的第二端均连接至参考地GND，这样第十四晶体管809和第十五晶体管810构成电流镜结构。
第二输出级1033可以包括第十六晶体管811和第六电流源814。第十六晶体管811具有第一端、第二端和控制端，其第一端耦接至第六电流源814用于接收第六电流I6，其控制端耦接至第十三晶体管808的第二端，其第二端连接至参考地GND。第十六晶体管811的第一端引出作为所述升压周期脉冲宽度调制单元103的输出端，用于提供所述第二脉冲宽度调制信号PWM2。
以上参考图7和图8描述的降压周期脉冲宽度调制单元102和升压周期脉冲宽度调制单元103仅仅为示例性的，不用于对降压周期脉冲宽度调制单元102和升压周期脉冲宽度调制单元103的具体结构进行限定。本领域的技术人员应该理解，降压周期脉冲宽度调制单元102和升压周期脉冲宽度调制单元103还可以具有其它结构，实现的器件也不仅限于以上实施例所公开的。例如，任何迟滞可控的迟滞比较器均可以用于实现降压周期脉冲宽度调制单元102和升压周期脉冲宽度调制单元103。
根据本公开各实施例及其变形实施方式的控制电路108、降压周期脉冲宽度调制单元102和升压周期脉冲宽度调制单元103及升压降压型开关功率变换器100的有益效果不应该被认为仅仅局限于以上所述的。根据本公开各实施例的这些及其它有益效果可以通过阅读本公开的详细说明及研究各实施例的附图被更好地理解。
上述本公开的说明书和实施方式仅仅以示例性的方式对本公开实施例的控制电路、降压周期脉冲宽度调制单元和升压周期脉冲宽度调制单元、包含该控制电路和/或降压周期脉冲宽度调制单元和升压周期脉冲宽度调制单元的功率变换器进行了说明，并不用于限定本公开的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本公开所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本公开的精神和保护范围。

Claims (10)

1.一种控制电路，用于控制升压降压型开关功率变换器，其中该升压降压型开关功率变换器包括开关单元，该开关单元包括第一功率开关对和第二功率开关对，并且第一功率开关对中的第一功率开关和第二功率开关串联耦接于该升压降压型开关功率变换器的输入端和参考地之间，第一功率开关的导通时间占整个第一功率开关和第二功率开关导通和关断切换周期的比例为降压占空比；第二功率开关对中的第三功率开关和第四功率开关串联耦接于该升压降压型开关功率变换器的输出端和参考地之间，第三功率开关的导通时间占整个第三功率开关和第四功率开关的导通和关断切换周期的比例为升压占空比；该控制电路包括：
误差放大单元，用于接收表征升压降压型开关功率变换器的输出电压的第一反馈信号和表征该输出电压期望值的参考信号，并将该第一反馈信号和该参考信号进行运算，以提供表征该第一反馈信号与该参考信号之差值的差值放大信号；
降压周期脉冲宽度调制单元，用于接收所述差值放大信号和表征在降压周期中流经所述开关单元的开关电流的第一电流检测信号，并将该第一电流检测信号与差值放大信号比较以输出第一脉冲宽度调制信号至所述第一开关对；和
升压周期脉冲宽度调制单元，用于接收所述差值放大信号和表征在降压周期中流经所述开关单元的开关电流的第二电流检测信号，并将该第二电流检测信号与差值放大信号比较以输出第二脉冲宽度调制信号至所述第二开关对；其中
降压周期脉冲宽度调制单元具有第一可控迟滞并具有第一迟滞控制端，该第一迟滞控制端用于接收第一模式切换控制信号，当升压降压型开关功率变换器从降压模式切换至升压-降压模式时，降压周期脉冲宽度调制单元响应于所述第一模式切换控制信号使所述第一可控迟滞有效，当升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至降压模式时，降压周期脉冲宽度调制单元响应于所述第一模式切换控制信号使所述第一可控迟滞无效；
升压周期脉冲宽度调制单元具有第二可控迟滞并具有第二迟滞控制端，该第二迟滞控制端用于接收第二模式切换控制信号，当升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至升压模式时，升压周期脉冲宽度调制单元响应于所述第二模式切换控制信号使所述第二可控迟滞有效，当升压降压型开关功率变换器从升压模式切换至升压-降压模式时，升压周期脉冲宽度调制单元响应于所述第二模式切换控制信号使所述第二可控迟滞无效。
2.如权利要求1所述的控制电路，其中所述第一可控迟滞有效时，所述降压周期脉冲宽度调制单元将该第一可控迟滞叠加于所述差值放大信号或所述第一电流检测信号，使所述第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度减小，以控制所述第二功率开关和第四功率开关在降压周期中的导通时间增大；
所述第一可控迟滞无效时，所述降压周期脉冲宽度调制单元使叠加于所述差值放大信号或所述第一电流检测信号的第一可控迟滞消失，从而使所述第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度增大，以控制所述第二功率开关和第四功率开关在降压周期中的导通时间减小；并且
通过设定所述第一可控迟滞可以设定所述第二功率开关和第四功率开关在降压周期中的导通时间增大或者减小的量。
3.如权利要求1所述的控制电路，其中所述第二可控迟滞有效时，所述升压周期脉冲宽度调制单元将所述第二可控迟滞叠加于所述差值放大信号或所述第二电流检测信号，使所述第二脉冲宽度调制信号的脉冲宽度减小以控制所述第一功率开关和第三功率开关在升压周期中的导通时间减小；
所述第二可控迟滞无效时，所述升压周期脉冲宽度调制单元使叠加于所述差值放大信号或所述第二电流检测信号的第二可控迟滞消失，从而使所述第二脉冲宽度调制信号的脉冲宽度增大，以控制所述第一功率开关和第三功率开关在升压周期中的导通时间增大；
并且通过设定所述第二可控迟滞可以设定所述第一功率开关和第三功率开关在升压周期中的导通时间增大或者减小的量。
4.如权利要求1所述的控制电路，其中所述降压周期脉冲宽度调制单元包括具有所述第一可控迟滞的第一迟滞比较器，所述升压脉冲宽度调制单元包括具有所述第二可控迟滞的第二迟滞比较器。
5.如权利要求4所述的控制电路，其中所述第一迟滞比较器包括第一差分输入级、第一差分放大级和第一输出级，其中：
第一差分输入级包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第一电流源，其中
第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管均各自具有第一端、第二端和控制端；
第一晶体管的第一端耦接至第一电流源用于接收第一电流，第一晶体管的控制端接收所述差值放大信号，第一晶体管的第二端耦接至第一电阻的第一端；
第二晶体管的第一端耦接至第一电流源用于接收所述第一电流，第二晶体管的控制端接收所述第一电流检测信号，第二晶体管的第二端耦接至第二电阻的第一端；
第三晶体管的第一端连接至第二晶体管的第二端，第三晶体管的第二端连接至参考地，第三晶体管的控制端用于接收所述第一模式切换控制信号，并且当升压降压型开关功率变换器从降压模式切换至升压-降压模式时，所述第一模式切换控制信号控制所述第三晶体管导通，当升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至降压模式时，所述第一模式切换控制信号控制所述第三晶体管关断；
第一电阻的第二端连接至参考地；
第二电阻的第二端连接至第三电阻的第一端；
第三电阻的第二端连接至参考地；
第一差分放大级包括第四晶体管、第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管和第二电流源，其中
第四晶体管、第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管各自均具有第一端、第二端和控制端；
第四晶体管和第五晶体管的第一端均耦接至第二电流源用于接收第二电流；
第四晶体管的控制端耦接至第一晶体管的第二端，其第二端耦接至第六晶体管的第一端；
第五晶体管的控制端耦接至第二晶体管的第二端，其第二端耦接至第七晶体管的第一端；
第六晶体管的第一端还耦接至其控制端和第七晶体管的控制端，第六晶体管和第七晶体管的第二端均连接至参考地；
第一输出级包括第八晶体管和第三电流源，其中第八晶体管具有第一端、第二端和控制端，其第一端耦接至第三电流源用于接收第三电流，其控制端耦接至第五晶体管的第二端，其第二端连接至参考地，并且第八晶体管的第一端引出作为所述降压周期脉冲宽度调制单元的输出端，以提供所述第一脉冲宽度调制信号。
6.如权利要求4所述的控制电路，其中所述第二迟滞比较器包括第二差分输入级、第二差分放大级和第二输出级，其中：
第二差分输入级包括第九晶体管、第十晶体管、第十一晶体管、第四电阻、第五电阻、第六电阻和第四电流源，其中
第九晶体管、第十晶体管和第十一晶体管均各自具有第一端、第二端和控制端；
第九晶体管的第一端耦接至第四电流源用于接收第四电流，第九晶体管的控制端接收所述差值放大信号，第九晶体管的第二端耦接至第四电阻的第一端；
第十晶体管的第一端耦接至第四电流源用于接收所述第四电流，第十晶体管的控制端接收所述第二电流检测信号，第十晶体管的第二端耦接至第五电阻的第一端；
第十一晶体管的第一端连接至第十晶体管的第二端，第十一晶体管的第二端连接至参考地，第十一晶体管的控制端用于接收所述第二模式切换控制信号，并且当升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至升压模式时，所述第二模式切换控制信号控制所述第十一晶体管导通，当升压降压型开关功率变换器从升压模式切换至升压-降压模式时，所述第二模式切换控制信号控制所述第十一晶体管关断；
第四电阻的第二端连接至参考地；
第五电阻的第二端连接至第六电阻的第一端；
第六电阻的第二端连接至参考地；
第二差分放大级包括第十二晶体管、第十三晶体管、第十四晶体管、第十五晶体管和第五电流源，其中
第十二晶体管、第十三晶体管、第十四晶体管、第十五晶体管各自均具有第一端、第二端和控制端；
第十二晶体管和第十三晶体管的第一端均耦接至第五电流源用于接收第五电流；
第十二晶体管的控制端耦接至第九晶体管的第二端，其第二端耦接至第十四晶体管的第一端；
第十三晶体管的控制端耦接至第十晶体管的第二端，其第二端耦接至第十五晶体管的第一端；
第十四晶体管的第一端还耦接至其控制端和第十五晶体管的控制端，第十四晶体管和第十五晶体管的第二端均连接至参考地；
第二输出级包括第十六晶体管和第六电流源，其中第十六晶体管具有第一端、第二端和控制端，其第一端耦接至第六电流源用于接收第六电流，其控制端耦接至第十三晶体管的第二端，其第二端连接至参考地，并且第十六晶体管的第一端引出作为所述升压周期脉冲宽度调制单元的输出端，以提供所述第二脉冲宽度调制信号。
7.如权利要求1所述的控制电路，还包括：
模式切换控制单元，用于检测降压占空比和升压占空比，并将降压占空比和升压占空比的检测值分别与降压占空比阈值和升压占空比阈值比较，以分别提供所述第一模式切换控制信号和所述第二模式切换控制信号。
8.如权利要求7所述的控制电路，其中，
当所述降压占空比大于所述降压占空比阈值时，所述第一模式切换控制信号控制升压降压型开关功率变换器从降压模式切换至升压-降压模式；
当降压占空比小于降压占空比阈值时，所述第一模式切换控制信号控制升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至降压模式；
当升压占空比大于升压占空比阈值时，所述第二模式切换控制信号控制升压降压型开关功率变换器从升压-降压模式切换至升压模式；
当升压占空比小于升压占空比阈值时，所述第二模式切换控制信号控制升压降压型开关功率变换器从升压模式切换至升压-降压模式。
9.如权利要求1的控制电路，进一步包括：
电流检测与斜坡补偿单元，用于检测所述开关电流以提供所述第二反馈信号，并将所述第二反馈信号分别叠加第一斜坡补偿信号和第二斜坡补偿信号以分别产生第一电流检测信号和第二电流检测信号，其中第二斜坡补偿信号由第一斜坡补偿信号叠加设定的偏压得到，使第一斜坡补偿信号的峰值与第二斜坡补偿信号的谷值相等。
10.一种升压降压型开关功率变换器，包括如权利要求1至9其中之一所述的控制电路。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102016012352A1 (de) * 2016-10-14 2018-04-19 Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg Buck-Boost-Schaltwandler
CN111682754A (zh) * 2020-06-09 2020-09-18 杭州艾诺半导体有限公司 混合功率变换器
CN112152455A (zh) * 2020-09-28 2020-12-29 成都芯源系统有限公司 控制电路及其升压-降压变换器及集成电路芯片
CN114204821A (zh) * 2021-12-10 2022-03-18 杭州茂力半导体技术有限公司 开关变换器及其控制器和控制方法
CN117545129A (zh) * 2024-01-09 2024-02-09 江苏芯潭微电子有限公司 用于发光二极管的脉冲宽度调制调光的方法、设备和介质

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10454371B1 (en) * 2015-05-08 2019-10-22 Maxim Integrated Products, Inc. High efficiency buck-boost systems and methods
US10038375B2 (en) * 2015-12-11 2018-07-31 Chaoyang Semiconductor Jiangyin Technology Co., Ltd. Boost DC-DC converter having digital control and reference PWM generators
US10020732B2 (en) * 2016-08-25 2018-07-10 Silanna Asia Pte Ltd Power converter having low power operating mode
CN108499739B (zh) * 2017-09-30 2023-07-07 江森自控空调冷冻设备(无锡)有限公司 高压电源电路、高压电源板以及控制高压电压输出的方法
US10644600B2 (en) * 2018-03-25 2020-05-05 Richtek Technology Corporation Constant-time buck-boost switching regulator and control circuit and control method thereof
US10511225B1 (en) * 2018-09-07 2019-12-17 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Low IQ hysteretic-PWM automated hybrid control architecture for a switching converter
US10615694B2 (en) 2018-09-07 2020-04-07 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Circuit and method for suppressing audio noise in DC-DC converters
WO2020242606A1 (en) * 2019-05-29 2020-12-03 Microchip Technology Incorporated Converters for wireless power transfer and related systems, methods, and devices
US10862388B1 (en) * 2019-07-11 2020-12-08 Apple Inc. Current mode power converter with transient response compensation
CN112019048B (zh) 2020-08-20 2022-03-22 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制器和控制方法
KR20220042614A (ko) 2020-09-28 2022-04-05 삼성전자주식회사 직류-직류 변환을 수행하는 전자 장치 및 전자 장치의 동작 방법
CN112688540B (zh) * 2020-12-21 2022-09-06 成都芯源系统有限公司 开关功率变换器及升压关断时间自适应调节单元
US11594969B2 (en) * 2020-12-30 2023-02-28 Astec International Limited Non-inverting buck-boost converter
US11770121B2 (en) 2021-04-13 2023-09-26 Monolithic Power Systems, Inc. Power switch device driver with energy recovering and the method thereof
TWI779997B (zh) * 2021-12-21 2022-10-01 立錡科技股份有限公司 固定時間升降壓切換式轉換器及調變控制電路與控制方法
US11888482B2 (en) * 2021-12-29 2024-01-30 Texas Instruments Incorporated Hybrid hysteretic control system

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102055332A (zh) * 2009-10-15 2011-05-11 英特赛尔美国股份有限公司 滞后控制降压-升压变换器
WO2014053749A1 (fr) * 2012-10-02 2014-04-10 Technoboost Dispositif d'alimentation pour alimenter un réseau de bord d'un véhicule en énergie électrique
US20140266085A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Dialog Semiconductor Gmbh Control Method of High Efficient Buck-Boost Switching Regulator
US20150054478A1 (en) * 2012-06-04 2015-02-26 Texas Instruments Deutschland Gmbh Electronic device for average current mode dc-dc conversion
CN104600983A (zh) * 2014-12-24 2015-05-06 成都芯源系统有限公司 升压降压开关功率变换器、控制电路及模式切换控制单元

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9425692B2 (en) * 2012-01-20 2016-08-23 Freescale Semiconductor, Inc. DC to DC converter and method to transition the DC to DC converter from a buck mode to a boost mode

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102055332A (zh) * 2009-10-15 2011-05-11 英特赛尔美国股份有限公司 滞后控制降压-升压变换器
US20150054478A1 (en) * 2012-06-04 2015-02-26 Texas Instruments Deutschland Gmbh Electronic device for average current mode dc-dc conversion
WO2014053749A1 (fr) * 2012-10-02 2014-04-10 Technoboost Dispositif d'alimentation pour alimenter un réseau de bord d'un véhicule en énergie électrique
US20140266085A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Dialog Semiconductor Gmbh Control Method of High Efficient Buck-Boost Switching Regulator
CN104600983A (zh) * 2014-12-24 2015-05-06 成都芯源系统有限公司 升压降压开关功率变换器、控制电路及模式切换控制单元

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102016012352A1 (de) * 2016-10-14 2018-04-19 Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg Buck-Boost-Schaltwandler
CN111682754A (zh) * 2020-06-09 2020-09-18 杭州艾诺半导体有限公司 混合功率变换器
CN112152455A (zh) * 2020-09-28 2020-12-29 成都芯源系统有限公司 控制电路及其升压-降压变换器及集成电路芯片
CN114204821A (zh) * 2021-12-10 2022-03-18 杭州茂力半导体技术有限公司 开关变换器及其控制器和控制方法
CN117545129A (zh) * 2024-01-09 2024-02-09 江苏芯潭微电子有限公司 用于发光二极管的脉冲宽度调制调光的方法、设备和介质
CN117545129B (zh) * 2024-01-09 2024-03-08 江苏芯潭微电子有限公司 用于发光二极管的脉冲宽度调制调光的方法、设备和介质

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Publication number Publication date
TW201703411A (zh) 2017-01-16
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US10250141B2 (en) 2019-04-02
CN105356743B (zh) 2018-01-23
US20160352228A1 (en) 2016-12-01

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