CN103312200A - 功率变换器、限流单元、控制电路及相关控制方法 - Google Patents

功率变换器、限流单元、控制电路及相关控制方法 Download PDF

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Abstract

提出了一种控制电路、限流单元、功率变换器及其控制方法。根据本公开各实施例的控制电路对功率变换器的至少主开关进行导通和关断控制，以调节占空比进而调整其输出电压。限流单元采用表征占空比的阈值电压补偿信号对设定的第一限流阈值补偿，以提供随占空比同向变化的第二限流阈值，并将叠加了斜坡补偿信号的表征所述开关电流的第二电流采样信号与该第二限流阈值比较对开关电流的峰值最大值进行限定。所述第二限流阈值随占空比的变化趋势将第二电流采样信号随占空比的变化趋势基本抵消或者至少削减。因此，功率变换器允许提供的输出电流的最大值实质上基本不随占空比变化，从而功率变换器允许输出的最大功率基本不受占空比变化的影响。

Description

功率变换器、限流单元、控制电路及相关控制方法
技术领域
本公开的实施例涉及功率变换器，尤其涉及开关型功率变换器及其限流电路、控制电路和控制方法。
背景技术
功率变换器，例如开关型功率变换器，已经被广泛应用于各种工业电子设备及消费电子设备中。以反激式(flyback)电压转换器为例，其经常被应用于输出电压需要与供电电压隔离的场合，可以提供单个或多个隔离的输出电压。反激式(flyback)电压转换器的拓扑结构相比于其他类型的开关电源相对简单，并且可以工作在较宽的输入电压变化范围内。因此在电源领域得到了广泛应用。
通常开关型功率变换器包括控制电路，用于控制开关单元的导通和关断，以实现将该功率变换器接收的供电电压转换为合适的输出电压在其输出端输出的目的。开关单元的导通和关断切换一般会产生开关电流。开关单元一般至少包括可控的主开关，控制电路可以通过控制该主开关的导通和关断切换对输出电压进行调整，该主开关的导通和关断切换产生开关电流。开关型功率变换器的控制电路通常采用的控制模式之一包括峰值电流控制脉冲宽度调制模式。简言之，在峰值电流控制脉冲宽度调制模式，控制电路一般将表征输出电压的反馈信号与表征输出电压期望值的参考信号进行运算，以提供表征该反馈信号与该参考信号之差值的差值放大信号，并将表征开关电流的采样信号与该差值放大信号比较以输出脉冲宽度调制信号，用于控制开关单元的导通和关断。事实上，为了避免开关型功率变换器系统出现次谐波振荡而影响系统稳定性，通常需要对开关电流的采样信号进行斜坡补偿，即将表征开关电流的采样信号叠加了斜坡补偿信号后再与差值放大信号比较。
在开关型功率变换器工作的过程中，一般还需要对其输出电流或者开关电流进行限流，以控制输出电流低于输出电流上限阈值或者开关流低于开关电流上限阈值，从而保证功率变换器及耦接于该功率变换器输出端的负载不受损坏。一般可以通过限定开关电流的峰值低于设定的峰值阈值来实现对开关电流或者输出电流的限流。由于输出电流是开关单元的开关电流在整个导通和关断切换周期内的平均，因而对开关电流的峰值进行限定事实上也相应地限定了输出电流，从而也限定了功率变换器允许输出的最大功率。通常峰值限流仍通过将表征开关电流的采样信号叠加斜坡补偿信号后与设定的峰值阈值比较来实现，以避免开关型功率变换器系统出现次谐波振荡问题。
然而，对表征开关电流的采样信号进行斜坡补偿后虽然可以解决次谐波振荡问题，却导致功率变换器允许输出的最大功率随系统占空比增大而减小，这是不希望出现的。系统占空比一般指开关单元中主开关的导通时间占整个导通和关断切换周期的比例。
发明内容
针对现有技术中的一个或多个问题，本公开的实施例提供一种控制电路、限流单元、功率变换器及其控制方法。
在本公开的一个方面，提出了一种功率变换器，包括：输入端，用于接收输入电压；输出端，用于提供输出电压；开关单元，至少包括主开关，基于脉冲宽度调制信号进行导通和关断切换以调整占空比，将输入电压转换为所述输出电压，其中所述主开关的导通和关断切换产生开关电流；感性储能元件，用于在主开关导通时耦接至输入端并储存能量，并在主开关关断时耦接至输出端以释放能量，其中所述感性储能元件储存和释放能量时产生电感电流；容性储能元件，耦接输出端，用于对输出电压滤波；以及控制电路，接收表征输出电压的反馈信号、表征开关电流或电感电流的第一电流采样信号、表征输出电压的期望值的参考信号和表征开关电流或电感电流的峰值最大值的第一限流阈值，并基于该反馈信号、第一电流采样信号、该参考信号和该第一限流阈值提供脉冲宽度受调制的所述脉冲宽度调制信号至开关单元；其中该控制电路将第一电流采样信号叠加斜坡补偿信号后提供第二电流采样信号，将第一限流阈值叠加表征占空比的阈值补偿信号后提供第二限流阈值，并将第二电流采样信号与第二限流阈值比较以输出第二比较信号，所述脉冲宽度调制信号在第二电流采样信号大于第二限流阈值时基于第二比较信号将主开关关断。
在本公开的另一方面，提出了一种限流单元，用于限定功率变换器的最大输出功率，其中该功率变换器至少包括主开关，基于脉冲宽度调制信号进行导通和关断切换以调整占空比，将输入电压转换为输出电压，其中所述主开关的导通和关断切换产生开关电流；所述限流单元包括：阈值补偿电路，用于接收表征所述开关电流峰值最大值的第一限流阈值和表征所述占空比的阈值补偿信号，并将该第一限流阈值和该阈值补偿信号叠加，以提供第二限流阈值；和限流比较电路，用于接收叠加了斜坡补偿信号的表征所述开关电流的第二电流采样信号和所述第二限流阈值，并将该第二电流采样信号与该第二限流阈值比较以提供第二比较信号；其中，当所述第二电流采样信号大于所述第二限流阈值时，所述第二比较信号触发所述脉冲宽度调制信号将所述主开关关断；当所述第二电流采样信号小于所述第二限流阈值时，所述第二比较不触发所述脉冲宽度调制信号。
在本公开的又一方面，提出了一种控制电路，用于功率变换器，其中该功率变换器至少包括主开关，基于脉冲宽度调制信号进行导通和关断切换以调整占空比，将输入电压转换为输出电压，其中所述主开关的导通和关断切换产生开关电流；所述控制电路包括：电流检测单元，耦接所述主开关，并检测所述开关电流以提供表征该开关电流的第一电流采样信号；斜坡补偿单元，接收所述第一电流采样信号和斜坡补偿信号，并将该第一电流采样信号和该斜坡补偿信号叠加，以提供第二电流采样信号；脉冲宽度调制单元，接收表征所述输出电压的反馈信号、表征所述输出电压的期望值的参考信号和所述第二电流采样信号，将所述反馈信号与所述参考信号进行运算以提供表征该反馈信号和该参考信号之差值的差值放大信号，并将所述第二电流采样信号与该差值放大信号进行比较以提供第一比较信号；限流单元，接收表征所述开关电流峰值最大值的第一限流阈值、表征所述占空比的阈值补偿信号和所述第二电流采样信号，将该第一限流阈值和该阈值补偿信号叠加，以提供第二限流阈值，并将所述第二电流采样信号和该第二限流阈值比较以提供第二比较信号；逻辑运算单元，接收所述第一比较信号和所述第二比较信号，以提供关断触发信号，该逻辑运算单元对所述第一比较信号和所述第二比较信号进行“或”组合运算，使所述关断触发信号在第二电流采样信号小于第二限流阈值时包括第一比较信号，在第二电流采样信号大于第二限流阈值时包括第二比较信号；以及逻辑控制单元，接收所述关断触发信号和时钟信号，并基于该关断触发信号和该时钟信号提供脉冲宽度调制信号，所述时钟信号触发该逻辑控制单元将所述脉冲宽度调制信号置为第一逻辑状态，所述关断触发信号触发该逻辑控制单元将所述脉冲宽度调制信号置为第二逻辑状态；当所述脉冲宽度调制信号为第一逻辑状态时控制所述主开关导通，当所述脉冲宽度调制信号为第二逻辑状态时控制所述主开关关断。
在本公开的再一方面，提出了一种控制功率变换器的方法，该功率变换器至少包括主开关，并基于该主开关的导通和关断切换将输入电压转换为输出电压，其中该主开关的导通和关断切换产生开关电流，该主开关的导通时间占整个导通和关断切换周期的比例构成占空比，所述控制功率变换器的方法包括：检测所述输出电压并提供表征该输出电压的反馈信号；检测所述开关电流并提供表征该开关电流的第一电流采样信号；将所述第一电流采样信号与斜坡补偿信号叠加以提供第二电流采样信号；将所述反馈信号与表征所述输出电压期望值的参考信号进行运算以提供表征该反馈信号和该参考信号之差值的差值放大信号；将所述第二电流采样信号与所述差值放大信号比较以提供第一比较信号；提供表征所述开关电流的峰值最大值的第一限流阈值，并将该第一限流阈值与表征占空比的阈值补偿信号叠加以提供第二限流阈值；将所述第二电流采样信号与所述第二限流阈值比较以提供第二比较信号；当所述第二电流采样信号大于所述第二限流阈值时，基于所述第二比较信号将所述主开关关断，当所述第二电流采样信号小于所述第二限流阈值时，若所述第二电流采样信号大于所述差值放大信号则基于所述第一比较信号将所述主开关关断；以及基于时钟信号将所述主开关导通。
利用上述方案，根据本公开实施例的方案，允许提供的输出电流的最大值实质上基本不随占空比变化，从而功率变换器允许输出的最大功率基本不受占空比变化的影响。
附图说明
下面的附图有助于更好地理解接下来对本公开不同实施例的描述。这些附图并非按照实际的特征、尺寸及比例绘制，而是示意性地示出了本公开一些实施方式的主要特征。这些附图和实施方式以非限制性、非穷举性的方式提供了本公开的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。
图1示出了根据本公开一个实施例的功率变换器100的电路架构示意图；
图2示出了根据本公开一个实施例的可以用于功率变换器100的控制电路103的电路架构示意图；
图3示出了根据本公开另一个实施例的可以用于功率变换器100的控制电路103的电路架构示意图；
图4示出了根据本公开另一个实施例的可以用于功率变换器100的控制电路103的电路架构示意图；
图5示出了根据本公开另一个实施例的可以用于功率变换器100的控制电路103的电路架构示意图；
图6示出了根据本公开一个实施例的控制功率变换器的方法的示意图。
具体实施方式
下面将详细说明本公开的一些实施例。在接下来的说明中，一些具体的细节，例如实施例中的具体电路结构和这些电路元件的具体参数，都用于对本公开的实施例提供更好的理解。本技术领域的技术人员可以理解，即使在缺少一些细节或者其他方法、元件、材料等结合的情况下，本公开的实施例也可以被实现。
在本公开的说明书中，提及“一个实施例”时均意指在该实施例中描述的具体特征、结构或者参数、步骤等至少包含在根据本公开的一个实施例中。因而，在本公开的说明书中，若采用了诸如“根据本公开的一个实施例”、“在一个实施例中”等用语并不用于特指在同一个实施例中，若采用了诸如“在另外的实施例中”、“根据本公开的不同实施例”、“根据本公开另外的实施例”等用语，也并不用于特指提及的特征只能包含在特定的不同的实施例中。本领域的技术人员应该理解，在本公开说明书的一个或者多个实施例中公开的各具体特征、结构或者参数、步骤等可以以任何合适的方式组合。另外，在本公开的说明书及权利要求中，“耦接”一词意指通过电气或者非电气的方式实现直接或者间接的连接。“一个”并不用于特指单个，而是可以包括复数形式。“在……中”可以包括“在……中”和“在……上”的含义。除非特别明确指出，“或”可以包括“或”、“和”及“或/和”的含义，并不用于特指只能选择几个并列特征中的一个，而是意指可以选择其中的一个或几个或其中某几个特征的组合。除非特别明确指出，“基于”一词不具有排它性，而是意指除了基于明确描述的特征之外，还可以基于其它未明确描述的特征。“电路”意指至少将一个或者多个有源或无源的元件耦接在一起以提供特定功能的结构。“信号”至少可以指包括电流、电压、电荷、温度、数据、压力或者其它类型的信号。若“晶体管”的实施例可以包括“场效应晶体管”或者“双极结型晶体管”，则“栅极/栅区”、“源极/源区”、“漏极/漏区”分别可以包括“基极/基区”、“发射极/发射区”、“集电极/集电区”，反之亦然。本领域的技术人员应该理解，以上罗列的对本公开中描述用语的解释仅仅是示例性的，并不用于对各用语进行绝对的限定。
图1示出了根据本公开一个实施例的功率变换器100的电路架构示意图。该功率变换器100可以包括：输入端IN，用于接收输入电压Vin；输出端OUT，用于提供输出电压Vo，以为负载105供电，并为负载105提供输出电流Io；开关单元，至少包括一主开关，例如图1中示意的主开关101，基于脉冲宽度调制信号PWM进行导通和关断切换，以将输入电压Vin转换为合适的输出电压Vo；以及控制电路103，接收表征输出电压Vo的反馈信号Vfb、反映输出电流Io的第一电流采样信号Vcs1、表征输出电压Vo的期望值的参考信号Vref和反映输出电流Io的最大值的第一限流阈值Vth1，并至少基于反馈信号Vfb、第一电流采样信号Vcs1、参考信号Vref和第一限流阈值Vth1提供脉冲宽度调制信号PWM至所述开关单元。
根据本公开的一个示例性实施例，功率变换器100的开关单元还可以包括从开关，例如图1中示意的从开关102。在图1的示例性实施例中，主开关101包括可控开关元件，例如示意为MOSFET，从开关102示例性地包括二极管。从开关102进行与主开关101互补的导通和关断切换，即主开关101导通时从开关102关断，主开关101关断时从开关102导通。
根据本公开的一个示例性实施例，功率变换器100还可以包括感性储能元件104，用于在开关单元的主开关101导通时耦接至输入端IN并储存能量，并在主开关101关断时耦接至输出端OUT以释放能量至负载105。在图1示意的实施例中，感性储能元件104示例性地包括变压器，具有第一绕组N1和第二绕组N2，其中第一绕组N1为原边绕组，耦接主开关101和输入端IN，第二绕组N2为副边绕组，经从开关102耦接至负载105。功率变换器100还可以包括容性输出滤波元件Co，耦接输出端OUT，用于对开关单元的输出滤波(或者可以看作对输出电压Vo滤波)以使输出端OUT提供平滑的输出电压Vo。因此，图1示意的示例性实施例中，功率变换器100具有反激式变换器(flyback converter)拓扑结构，也可以称为反激式功率变换器100。该反激式功率变换器100的输入端IN接收的输入电压Vin为未经调整的直流(DC)电压，如图1中示意，该直流电压Vin例如可以将交流供电电压(ACIN)经电磁干扰滤波器(EMI filter)106滤波和整流桥107整流后并由简单的输入电容Cin滤波得到。这种可以实现AC-DC转换的反激式功率变换器100有着广泛的应用市场，并由于其感性储能元件104采用变压器而能够实现输出电压Vo与供电电压AC IN隔离。
根据本公开的一个示例性实施例，反激式功率变换器100的感性储能元件104还具有第三绕组N3，作为辅助绕组，用于提供表征输出电压Vo的反馈信号Vfb。在其它的实施例中，也可以不包括第三绕组N3，而是可以通过其它方式实现对输出电压Vo的检测并提供反馈信号Vfb。例如，在一个实施例中可以采用光耦提供表征输出电压Vo的反馈信号Vfb。
根据本公开的一个示例性实施例，功率变换器100的控制电路103采用峰值电流控制脉冲宽度调制模式对开关单元进行导通和关断切换控制。在一个实施例中，控制电路103至少提供脉冲宽度调制信号PWM至开关单元的主开关101，以控制该主开关101的导通和关断。一般可以将开关单元中主开关101的导通时间占整个导通和关断切换周期的比例称为占空比或功率变换器100的占空比，本公开中用D表示。控制电路103通过调节占空比D对输出电压Vo进行调整。在峰值电流控制脉冲宽度调制模式下，控制电路103采用的第一电流采样信号Vcs1可以通过检测主开关101的开关电流IH或者通过检测流过感性储能元件104的电感电流IL(例如图1中可以检测流过原边绕组N1的电流)获得，因而第一电流采样信号Vcs1正比于开关电流IH或者电感电流IL，并包含了开关电流IH或者电感电流IL的峰值信息。相应地，第一限流阈值Vth1可以是设定的表征开关电流IH或者电感电流IL的峰值最大值Ipeak的阈值。由于输出电流Io通常可以看作开关电流IH或者电感电流IL的平均，因而第一限流阈值Vth1事实上也反映了输出电流Io的最大值。
图2示出了根据本公开一个实施例的可以用于功率变换器100的控制电路103的电路架构示意图。以下结合图1和图2对根据本公开实施例的功率变换器100和控制电路103进行进一步说明。
根据本公开的一个示例性实施例，采用峰值电流控制脉冲宽度调制模式的控制电路103用于将反馈信号Vfb与参考信号Vref进行运算，以提供表征该反馈信号Vfb与该参考信号Vref之差值的差值放大信号Vcomp；将第一电流采样信号Vcs1叠加斜坡补偿信号Ramp后提供第二电流采样信号Vcs2，并将该第二电流采样信号Vcs2与差值放大信号Vcomp比较以输出第一比较信号C1；将第一限流阈值Vth1叠加表征占空比D的阈值补偿信号VCP后提供第二限流阈值Vth2，并将第二电流采样信号Vcs2与第二限流阈值Vth2比较以输出第二比较信号C2，其中第二限流阈值Vth2随占空比D增大而增大，随占空比D减小而减小；以及将第一比较信号C1和第二比较信号C2进行“或”组合运算以提供关断触发信号OFFCTL，并基于关断触发信号OFFCTL和时钟信号CLK提供脉冲宽度调制的脉冲宽度调制信号PWM，脉冲宽度调制信号PWM基于时钟信号CLK驱动主开关101导通，基于关断触发信号OFFCTL驱动主开关101关断；其中“或”组合运算指当第二电流采样信号Vcs2小于第二限流阈值时Vth2，关断触发信号OFFCTL包括第一比较信号C1，当第二电流采样信号Vcs2大于第二限流阈值Vth2时，关断触发信号OFFCTL包括第二比较信号C2。在一个实施例中，对于每个导通和关断切换周期，时钟信号CLK确定脉冲宽度调制信号PWM的脉冲起始时刻，关断触发信号OFFCTL确定脉冲宽度调制信号PWM的脉冲结束时刻，以对脉冲宽度调制信号PWM的脉冲宽度进行调制。脉冲宽度调制信号PWM在其脉冲宽度维持的时间内驱动主开关101保持导通，在其脉冲宽度维持的时间外驱动主开关101保持关断。因此，脉冲宽度调制信号PWM通过控制主开关101的导通和关断对占空比D进行调整，从而脉冲宽度受调制的脉冲宽度调制信号PWM事实上承载有占空比D信息。
根据本公开的一个实施例，所述阈值补偿信号VCP随占空比D增大而增大，并随占空比减小而减小。在这种情况下，所述控制电路将第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP叠加包括将该第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP进行加运算。
根据本公开的一个实施例，所述阈值补偿信号VCP随占空比D增大而减小，并随占空比D减小而增大。在这种情况下，所述控制电路将第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP叠加包括将该第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP进行减运算。
根据本公开以上示例性实施例所描述的控制电路103中，第二电流采样信号Vcs2由第一电流采样信号Vcs1经斜坡补偿后(即叠加了斜坡补偿信号Ramp后)得到，因而包含了开关电流IH或者电感电流IL的峰值信息。控制电路103将第二采样信号Vcs2与第二限流阈值Vth2比较用于实现对开关电流IH或者电感电流IL的峰值进行限定，若第二电流采样信号Vcs2大于第二限流阈值Vth2，则表明开关电流IH或者电感电流IL的水平超出了功率变换器100正常工作允许的范围，会对功率变换器100或者其负载105造成损害，因而控制电路103需要工作在限流模式，即，关断触发信号OFFCTL包括第二比较信号C2，所述脉冲宽度调制信号PWM基于该第二比较信号C2(即限流模式下的关断触发信号)驱动主开关101关断。第二比较信号C2可以是脉冲信号，例如，在一个实施例中，当第二电流采样信号Vcs2大于第二限流阈值Vth2时，第二比较信号C2产生脉冲并用作关断触发信号OFFCTL以触发脉冲宽度调制信号PWM将主开关101关断，第二限流阈值Vth2表征了开关电流IH或者电感电流IL的峰值允许达到的最大值。若第二电流采样信号Vcs2小于第二限流阈值Vth2，则表明开关电流IH或者电感电流IL水平正常，并不会对功率变换器100或者其负载105造成损害，因而控制电路103工作在正常的峰值电流控制模式，即关断触发信号OFFCTL包括第一比较信号C1。第一比较信号C1也可以是脉冲信号，例如，在一个实施例中，当第二电流采样信号Vcs2大于差值放大信号Vcomp时，第一比较信号C1产生脉冲并用作关断触发信号OFFCTL以触发脉冲宽度调制信号PWM将主开关101关断，差值放大信号Vcomp可以看作设定了开关电流IH或者电感电流IL的峰值参考，表征了开关电流IH或者电感电流IL的峰值期望达到的参考值。由于第二限流阈值Vth2由第一限流阈值Vth1叠加表征占空比D的阈值补偿信号VCP后得到，并且该第二限流阈值Vth2随占空比D增大而增大，随占空比D减小而减小，因而第二限流阈值Vth2受占空比D调制，并且与占空比D同向变化。因此，由第二限流阈值Vth2限定的开关电流IH或者电感电流IL的峰值允许达到的最大值随占空比D增大而增大，也意味着功率变换器100允许提供的输出电流Io的最大值随占空比D增大而增大，从而可以至少缓减或者基本抵消由于对第一电流采样信号Vcs1进行斜坡补偿(即采用第二电流采样信号Vcs2)引起的功率变换器允许输出的最大功率随系统占空比D增大而减小的问题。也就是说，通过合适选取阈值电压补偿信号VCP与占空比D的关系，将可以使第二限流阈值Vth2随占空比D的变化趋势将第二电流采样信号Vcs2随占空比D的变化趋势基本抵消或者至少削减。那么，控制电路103将该第二电流采样信号Vcs2与该第二限流阈值Vth2进行比较对开关电流IH或电感电流IL的峰值最大值进行限定，则实际的开关电流IH或电感电流IL的峰值最大值将可以基本不随占空比D变化而变化。可见，根据本公开实施例的控制电路103对采样开关电流IH或者电感电流IL获得的第一电流采样信号Vcs1进行斜坡补偿可以解决功率变换器100在占空比D大于50％时的次谐振荡问题，并且对设定的第一限流阈值Vth1进行随占空比D同向变化的阈值补偿，例如叠加表征占空比D的阈值补偿信号VCP，可以解决由于斜坡补偿引起的功率变换器100允许的最大输出功率随系统占空比D增大而减小的问题。因此，功率变换器100允许提供的输出电流Io的最大值实质上可能基本不随占空比D变化而变化，因而在不同的占空比D下，功率变换器100允许输出的最大功率基本不受占空比D变化的影响。
根据本公开图2的示例性实施例，控制电路103可以包括脉冲宽度调制单元201、限流单元202、逻辑运算单元203和逻辑控制单元204。脉冲宽度调制单元201用于接收反馈信号Vfb、参考信号Vref和第二电流采样信号Vcs2，将所述反馈信号Vfb与所述参考信号Vref进行运算以提供表征该反馈信号Vfb和该参考信号Vref之差值的差值放大信号Vcomp，并将所述第二电流采样信号Vcs2与该差值放大信号Vcomp进行比较以提供第一比较信号C1。在图2示意的实施例中，脉冲宽度调制单元示例性地包括运算放大器301和第一比较器302。其中，运算放大器301的第一输入端(图2中示意为“-”输入端)用于接收反馈信号Vfb，其第二输入端(图2中示意为“+”输入端)用于接收参考信号Vref，其输出端则用于提供所述差值放大信号Vcomp。运算放大器301的输出端和第一输入端之间还耦接有补偿电路，图2中示意的补偿电路包括串联耦接的电阻和电容。第一比较器302的第一输入端(图2中示意为“-”输入端)用于接收第二电流采样信号Vcs2，其第二输入端(图2中示意为“+”输入端)用于接收差值放大信号Vcomp，其输出端用于提供所述第一比较信号C1。
限流单元202用于接收表征所述开关电流IH或电感电流IL的峰值最大值的设定的第一限流阈值Vth1、表征所述占空比D的阈值补偿信号VCP和所述第二电流采样信号Vcs2，将该第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP进行叠加，以提供第二限流阈值Vth2，并将所述第二电流采样信号Vcs2和该第二限流阈值Vth2比较以提供第二比较信号C2。在图2示意的实施例中，限流单元202示例性地可以包括阈值补偿电路303和限流比较电路304。所述阈值补偿电路303用于接收所述第一限流阈值Vth1和所述阈值补偿信号VCP，并将该第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP叠加，以提供所述第二限流阈值Vth2。限流比较电路304用于接收所述第二电流采样信号Vcs2和所述第二限流阈值Vth2，并将该第二电流采样信号Vcs2与该第二限流阈值Vth2比较以提供第二比较信号C2。当所述第二电流采样信号Vcs2大于所述第二限流阈值Vth2时，该限流比较电路304使输出的第二比较信号C2产生例如窄脉冲，用于触发所述脉冲宽度调制信号PWM将所述主开关101关断；当所述第二电流采样信号Vcs2小于所述第二限流阈值Vth2时，该限流比较电路304使输出的第二比较信号C2保持例如逻辑低电平，并不触发所述脉冲宽度调制信号PWM。
根据本公开的一个实施例，仍参考图2的示例性实施例，限流单元202还可以进一步包括：阈值补偿信号发生电路，用于提供所述阈值补偿信号VCP。在一个示例性的实施例中，所述的阈值补偿信号发生电路可以包括补偿系数调整电路305和滤波电路306。参考图2的示意，补偿系数调整电路305用于接收承载占空比D的所述脉冲宽度调制信号PWM，并响应于该脉冲宽度调制信号PWM施加补偿系数K，以提供系数调整信号VK，所述系数调整信号VK承载所述补偿系数K和所述占空比D。滤波电路306用于接收所述系数调整信号VK，并将该系数调整信号VK滤波以提供表征该系数调整信号VK的平均值的所述阈值补偿信号VCP，该阈值补偿信号VCP与所述补偿系数K成比例。
逻辑运算单元203用于接收所述第一比较信号C1和所述第二比较信号C2，并对所述第一比较信号C1和所述第二比较信号C2进行“或”组合运算，以提供关断触发信号OFFCTL，使所述关断触发信号OFFCTL在第二电流采样信号Vcs2小于第二限流阈值Vth2时包括第一比较信号C1，在第二电流采样信号Vcs2大于第二限流阈值Vth2时包括第二比较信号C2。在图2示意的实施例中，逻辑运算单元203示例性地包括或逻辑运算电路，但这并不用于对本公开进行限定。在其它实施例中，逻辑运算单元203也可以包括其它逻辑运算电路。
逻辑控制单元204用于接收所述关断触发信号OFFCTL和时钟信号CLK，并基于该关断触发信号OFFCTL和该时钟信号CLK提供所述脉冲宽度调制信号PWM，所述时钟信号CLK触发该逻辑控制单元204将所述脉冲宽度调制信号置为第一逻辑状态(例如逻辑高电平)，所述关断触发信号OFFCTL触发该逻辑控制单元204将所述脉冲宽度调制信号PWM置为第二逻辑状态(例如逻辑低电平)。在一个实施例中，当所述脉冲宽度调制信号PWM为第一逻辑状态时控制所述主开关101导通，当所述脉冲宽度调制信号PWM为第二逻辑状态时控制所述主开关101关断。
根据本公开的一个实施例，控制电路103还可以包括斜坡补偿单元205。斜坡补偿单元205用于接收所述第一电流采样信号Vcs1和斜率设定的斜坡补偿信号Vcomp，并将该第一电流采样信号Vcs1和该斜坡补偿信号Vcomp叠加，以提供所述第二电流采样信号Vcs2。所述斜坡补偿信号Vcomp的频率和周期与所述时钟信号的实质上一致。
根据本公开的一个实施例，控制电路103还可以包括电流检测单元206。电流检测单元206耦接所述主开关101，并检测流过所述主开关101的开关电流IH，以提供表征该开关电流IH的所述第一电流采样信号Vcs1。
根据本公开的一个实施例，所述功率变换器100具有电流采样引脚CS，例如对于图1中示意的实施例，该功率变换器100示例性地具有反激式变换器的拓扑结构，所述主开关101耦接至该电流采样引脚CS。电流检测单元206则示意为简单地包括电流采样电阻RS，耦接于电流采样引脚CS和参考地GND之间，采样流过主开关101的开关电流IH并在电流采样引脚提供所述第一电流采样信号Vcs1。在其它的实施例中，电流采样单元206还可以包括其它电流采样电路，并且对于不同拓扑结构的功率变换器100，可以选择合适的不同于图2示意的电流采样单元206，这对于本领域的普通技术人员是已知的，因而不再赘述。
根据本公开的一个实施例，所述功率变换器100还具有独立的限流阈值调整引脚207。在这种情况下，所述补偿系数调整电路305可以有多种不同的结构。参考图2的示意，所述补偿系数调整电路305示例性地包括：可控电流源IC和系数调整电阻Rk。可控电流源IC具有控制端和电流输出端，其中该控制端接收所述脉冲宽度调制信号PWM，该电流输出端耦接所述限流阈值调整引脚207，并响应于该脉冲宽度调制信号PWM在主开关101导通期间输出恒定电流，在主开关101关断期间切断所述恒定电流。系数调整电阻Rk耦接于所述限流阈值调整引脚207和参考地GND之间，所述限流阈值调整引脚207用于提供所述系数调整信号VK。
对于图2示意出的补偿系数调整电路305，在所述脉冲宽度调整信号PWM的控制下，可控电流源IC事实上提供相位与所述脉冲宽度调整信号PWM相同的方波电流信号至限流阈值调整引脚207，即该方波电流信号的脉冲宽度与所述脉冲宽度调整信号PWM的相同，幅值为所述恒定电流的值。因而该方波电流信号的脉冲宽度表征了占空比D，而其幅值则可以通过设定所述可控电流源IC提供的所述恒定电流值来调节。该方波电流信号通过限流阈值调整引脚207提供给所述系数调整电阻Rk，并由该系数调整电阻Rk转换为方波电压信号，即所述系数调整信号VK。由此可见，图2示意的补偿系数调整电路305提供的所述系数调整信号VK包含了占空比D、所述恒定电流值和系数调整电阻Rk的信息，并基本上与所述占空比D和系数调整电阻Rk成比例，因而认为所述系数调整信号VK可以表示为VK≈K*D，其中K即前述的补偿系数。由于所述系数调整电阻Rk是在功率变换器100的芯片外部提供至其限流阈值调整引脚207，因而是用户可调的，通过调整Rk便可以方便地调节所述补偿系数K。所述系数调整信号VK被送至滤波电路306，经滤波后得到反映该系数调整信号VK的平均值的所述阈值补偿信号VCP，该阈值补偿信号VCP与所述补偿系数K成比例。在此实施例中，当所述占空比D增大，所述阈值补偿信号VCP也增大，与所述占空比D同向变化。因此，在该实施例中，所述阈值补偿电路303将所述第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP进行加运算，以提供所述第二限流阈值Vth2，使该第二限流阈值Vth2随占空比D增大而增大，随占空比D减小而减小。从而由该第二限流阈值Vth2限定的开关电流IH或者电感电流IL的峰值允许达到的最大值随占空比D增大而增大，也意味着功率变换器100允许提供的输出电流Io的最大值随占空比D增大而增大，从而可以至少缓减或者基本抵消由于对第一电流采样信号Vcs1进行斜坡补偿(即采用第二电流采样信号Vcs2)引起的功率变换器允许输出的最大功率随系统占空比D增大而减小的问题。
图3示出了根据本公开另一个实施例的可以用于功率变换器100的控制电路103的电路架构示意图。为简明且便于理解，图3示意的控制电路103中那些功能上与在图2示意的控制电路103中相同的同样或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。并且对于这些相同的电路单元/组件的结构和功能不再重复描述。根据图3的示例性实施例，所述功率变换器100仍具有独立的限流阈值调整引脚207。与图2相比，图3示出了所述补偿系数调整电路305的又一种实现方式，并示例性地包括：可控电流源IRAMP、系数调整电阻Rk和采样保持电路SH。可控电流源IRAMP具有控制端和电流输出端，其中该控制端接收所述脉冲宽度调制信号PWM，该电流输出端耦接所述限流阈值调整引脚207，并响应于该脉冲宽度调制信号PWM在主开关101导通期间输出斜率一定的斜坡电流，在主开关101关断期间切断所述斜坡电流。系数调整电阻Rk耦接于所述限流阈值调整引脚207和参考地GND之间，可以由芯片外部提供，因而是用户可调的。采样保持电路SH具有采样控制端、采样输入端和采样输出端，其中该采样控制端接收所述关断触发信号OFFCTL，该采样输入端耦接所述限流阈值调整引脚207，该采样保持电路SH则响应于所述关断触发信号OFFCTL的脉冲在主开关101被关断的时刻采样所述限流阈值调整引脚207处的电压，并将采样的电压保持，以在其采样输出端提供该采样的电压作为所述系数调整信号VK。
对于图3中示意出的补偿系数调整电路305，在所述脉冲宽度调整信号PWM的控制下，可控电流源IRAMP事实上在主开关101导通期间提供斜坡电流至限流阈值调整引脚207，并由系数调整电阻Rk将斜坡电流转换为斜坡电压，因而限流阈值调整引脚207处的电压为以一定斜率(即所述斜坡电流的斜率)上升的斜坡电压。在主开关101响应于关断触发信号OFFCTL由导通转变为关断的时刻，所述斜坡电流被切断，限流阈值调整引脚207处的斜坡电压不再上升。采样保持电路SH与此同时响应于所述关断触发信号OFFCTL在主开关101被关断的时刻采样限流阈值调整引脚207处的电压，这一采样的电压事实上表征了主开关101导通的持续时间，因而表征了占空比D，采样保持电路SH将这一表征占空比D的采样电压保持并作为所述系数调整信号VK输出。由此可见，图3示意的补偿系数调整电路305提供的所述系数调整信号VK包含了占空比D、所述斜坡电流的斜率和系数调整电阻Rk的信息，并基本上与所述占空比D和系数调整电阻Rk成比例，因而认为所述系数调整信号VK可以表示为VK≈K*D，其中K即前述的补偿系数。用户可以通过调整系数调整电阻Rk方便地调节所述补偿系数K。所述系数调整信号VK被送至滤波电路306，经滤波后得到反映该系数调整信号VK的平均值的所述阈值补偿信号VCP，该阈值补偿信号VCP与所述补偿系数K成比例。在此实施例中，当所述占空比D增大，所述阈值补偿信号VCP也增大，与所述占空比D同向变化。因此，在该实施例中，所述阈值补偿电路303将所述第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP进行加运算，以提供所述第二限流阈值Vth2，使该第二限流阈值Vth2随占空比D增大而增大，随占空比D减小而减小。从而由该第二限流阈值Vth2限定的开关电流IH或者电感电流IL的峰值允许达到的最大值随占空比D增大而增大，也意味着功率变换器100允许提供的输出电流Io的最大值随占空比D增大而增大，从而可以至少缓减或者基本抵消由于对第一电流采样信号Vcs1进行斜坡补偿(即采用第二电流采样信号Vcs2)引起的功率变换器允许输出的最大功率随系统占空比D增大而减小的问题。
根据本公开的一个实施例，所述功率变换器100不具有独立的限流阈值调整引脚，而是将所述电流采样引脚CS同时用作限流阈值调整引脚，因而实现了电流采样引脚CS的单引脚复用，节省了一个芯片引脚。
图4示出了根据本公开另一个实施例的可以用于功率变换器100的控制电路103的电路架构示意图。图4示意的控制电路103可以适用于电流采样引脚CS同时用作限流阈值调整引脚的功率变换器100中。为简明且便于理解，图4示意的控制电路103中那些功能上与在图2和图3示意的控制电路103中相同的同样或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。并且对于这些相同的电路单元/组件的结构和功能不再重复描述。根据图4的示例性实施例，所述功率变换器100的电流采样引脚CS同时被复用作限流阈值调整引脚。与图2和图3相比，图4的控制电路103中示出了所述补偿系数调整电路305的又一种实现方式，并示例性地包括：可控电流源IC、系数调整电阻Rk和传输器件401。可控电流源IC具有控制端和电流输出端，其中该控制端接收所述脉冲宽度调制信号PWM，该电流输出端耦接所述电流采样引脚CS(即本实施例中的限流阈值调整引脚)，可控电流源IC响应于脉冲宽度调制信号PWM在主开关101关断期间输出恒定电流，在主开关101导通期间切断所述恒定电流。系数调整电阻Rk耦接于所述限流阈值调整引脚CS和所述采样电阻RS之间。在图4中示意为系数调整电阻Rk的一端耦接限流阈值调整引脚CS，另一端则耦接主开关101和采样电阻RS的公共端。采样电阻RS和系数调整电阻Rk均可以由芯片外部提供，因而是用户可调的。传输器件401，具有传输控制端a、传输输入端b、第一传输输出端c和第二传输输出端d，其中该传输控制端a接收所述脉冲宽度调制信号PWM，所述传输输入端b耦接所述限流阈值调整引脚CS，所述传输器件401响应于所述脉冲宽度调制信号PWM在主开关101导通期间将传输输入端b耦接至第一传输输出端c，并在主开关101关断期间将传输输入端b耦接至第二传输输出端d，所述第一传输输出端c用于提供所述第一电流采样信号Vcs1，所述第二传输输出端d用于提供所述系数调整信号VK。本领域的普通技术人员应该理解图4中的传输器件401仅为示意性的，本公开并不限于此，传输器件401可以包括任何电路单元，该电路单元能够基于所述脉冲宽度调制信号PWM的控制，在主开关101导通期间将所述限流阈值调整引脚CS处的信号传送至斜坡补偿单元205，并在主开关101关断期间将所述限流阈值调整引脚CS处的信号传送至滤波电路306。
对于图4示意出的补偿系数调整电路305，在所述脉冲宽度调整信号PWM的控制下，在主开关101导通期间可控电流源IC不向电流采样引脚/限流阈值调整引脚CS提供所述恒定电流，采样电阻RS采样流过主开关101的开关电流IH并在所述电流采样引脚CS处提供表征该开关电流IH的第一电压信号。与此同时，传输器件401在主开关101导通的期间将传输输入端b耦接至第一传输输出端c，从而将电流采样引脚CS处的该第一电压信号传送至第一传输输出端c并作为第一电流采样信号Vcs1提供给所述斜坡补偿单元205。在主开关101关断期间可控电流源IC向电流采样引脚/限流阈值调整引脚CS提供所述恒定电流，并通过系数调整电阻Rk将该恒定电流转换为第二电压信号，那么该第二电压信号事实上表征了主开关101的关断期间在整个导通和关断切换周期中的比例，包含有(1-D)信息。与此同时，传输器件401在主开关101关断的期间将传输输入端b耦接至第二传输输出端d，从而将电流采样引脚CS处的该第二电压信号作为所述系数调整信号VK传送至所述滤波电路306。由此可见，图4示意的补偿系数调整电路305提供的所述系数调整信号VK包含了占空比D、所述恒定电流值和系数调整电阻Rk的信息，并基本上与所述关断占空比(1-D)和系数调整电阻Rk成比例，因而认为所述系数调整信号VK可以表示为VK≈K*(1-D)，其中K即前述的补偿系数。由于所述系数调整电阻Rk是在功率变换器100的芯片外部提供至其限流阈值调整引脚207，因而是用户可调的，通过调整Rk便可以方便地调节所述补偿系数K。所述系数调整信号VK被送至滤波电路306，经滤波后得到反映该系数调整信号VK的平均值的所述阈值补偿信号VCP，该阈值补偿信号VCP与所述补偿系数K成比例。在此实施例中，当所述占空比D增大，所述阈值补偿信号VCP减小，与所述占空比D反向变化。因此，在该实施例中，所述阈值补偿电路303将所述第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP进行减运算，以提供所述第二限流阈值Vth2，使该第二限流阈值Vth2随占空比D增大而增大，随占空比D减小而减小。从而由该第二限流阈值Vth2限定的开关电流IH或者电感电流IL的峰值允许达到的最大值随占空比D增大而增大，也意味着功率变换器100允许提供的输出电流Io的最大值随占空比D增大而增大，从而可以至少缓减或者基本抵消由于对第一电流采样信号Vcs1进行斜坡补偿(即采用第二电流采样信号Vcs2)引起的功率变换器允许输出的最大功率随系统占空比D增大而减小的问题。
图5示出了根据本公开另一个实施例的可以用于功率变换器100的控制电路103的电路架构示意图。为简明且便于理解，图5示意的控制电路103中那些功能上与在图2、图3和图4示意的控制电路103中相同的同样或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。并且对于这些相同的电路单元/组件的结构和功能不再重复描述。根据图5的示例性实施例，所述功率变换器100的电流采样引脚CS同时被复用作限流阈值调整引脚。与图4相比，图5的控制电路103中示出了在电流采样引脚复用作限流阈值调整引脚的情况下，所述补偿系数调整电路305的又一种实现方式。图5示出的补偿系数调整电路305示例性地包括：可控电流源IRAMP、系数调整电阻Rk、传输器件501以及采样保持电路SH。可控电流源IRAMP具有控制端和电流输出端，其中该控制端接收所述脉冲宽度调制信号PWM，该电流输出端耦接所述限流阈值调整引脚CS，并响应于该脉冲宽度调制信号PWM在主开关101关断期间输出斜率一定的斜坡电流，在主开关101导通期间切断所述斜坡电流。系数调整电阻Rk耦接于所述限流阈值调整引脚CS和所述采样电阻RS之间。在图5中示意为系数调整电阻Rk的一端耦接限流阈值调整引脚CS，另一端则耦接主开关101和采样电阻RS的公共端。采样电阻RS和系数调整电阻Rk均可以由芯片外部提供，因而是用户可调的。传输器件501具有传输控制端a、传输输入端b、和传输输出端c，其中该传输控制端a接收所述脉冲宽度调制信号PWM，所述传输输入端b耦接所述电流采样引脚/限流阈值调整引脚CS，所述传输器件501响应于所述脉冲宽度调制信号PWM在主开关101导通期间将传输输入端b耦接至传输输出端c，并在主开关101关断期间将传输输入端b与传输输出端c断开。采样保持电路SH具有采样控制端、采样输入端和采样输出端，其中该采样控制端接收时钟信号CLK，该采样输入端耦接所述限流阈值调整引脚CS，该采样保持电路SH响应于所述时钟信号CLK的脉冲在主开关101被导通的时刻采样所述限流阈值调整引脚CS处的电压，并将采样的电压保持，以在其采样输出端提供该采样的电压作为所述系数调整信号VK。
对于图5中示意出的补偿系数调整电路305，在所述脉冲宽度调整信号PWM的控制下，可控电流源IRAMP在主开关101导通期间不向电流采样引脚/限流阈值调整引脚CS提供所述斜坡电流，采样电阻RS采样流过主开关101的开关电流IH并在所述电流采样引脚CS处提供表征该开关电流IH的采样电压信号。因而在主开关101导通期间，电流采样引脚CS处的电压为表征开关电流IH的采样电压信号。与此同时，传输器件501相应于所述脉冲宽度调制信号在主开关101导通的期间将传输输入端b耦接至传输输出端c，从而将电流采样引脚CS处的该采样电压信号传送至传输输出端c并作为第一电流采样信号Vcs1提供给所述斜坡补偿单元205。在主开关101关断期间，可控电流源IRAMP提供斜坡电流至限流阈值调整引脚CS，并由系数调整电阻Rk将斜坡电流转换为斜坡电压。因而在主开关101关断期间，限流阈值调整引脚CS处的电压为以一定斜率(即所述斜坡电流的斜率)上升的斜坡电压。在主开关101响应于导通触发信号(即时钟信号)CLK由关断转变为导通的时刻，所述斜坡电流被切断，限流阈值调整引脚CS处的斜坡电压不再上升。采样保持电路SH与此同时响应于所述时钟信号CLK在主开关101被导通的时刻采样限流阈值调整引脚CS处的电压，这一采样的电压事实上表征了主开关101关断的持续时间，因而表征了关断占空比(1-D)，采样保持电路SH将这一承载有占空比D的采样电压保持并作为所述系数调整信号VK输出。由此可见，图3示意的补偿系数调整电路305提供的所述系数调整信号VK包含了占空比D、所述斜坡电流的斜率和系数调整电阻Rk的信息，并基本上与所述关断占空比(1-D)和系数调整电阻Rk成比例，因而认为所述系数调整信号VK可以表示为VK≈K*(1-D)，其中K即前述的补偿系数。用户可以通过调整系数调整电阻Rk方便地调节所述补偿系数K。所述系数调整信号VK被送至滤波电路306，经滤波后得到反映该系数调整信号VK的平均值的所述阈值补偿信号VCP，该阈值补偿信号VCP与所述补偿系数K成比例。在此实施例中，当所述占空比D增大，所述阈值补偿信号VCP减小，与所述占空比D反向变化。因此，在该实施例中，所述阈值补偿电路303将所述第一限流阈值Vth1和该阈值补偿信号VCP进行减运算，以提供所述第二限流阈值Vth2，使该第二限流阈值Vth2随占空比D增大而增大，随占空比D减小而减小。从而由该第二限流阈值Vth2限定的开关电流IH或者电感电流IL的峰值允许达到的最大值随占空比D增大而增大，也意味着功率变换器100允许提供的输出电流Io的最大值随占空比D增大而增大，从而可以至少缓减或者基本抵消由于对第一电流采样信号Vcs1进行斜坡补偿(即采用第二电流采样信号Vcs2)引起的功率变换器允许输出的最大功率随系统占空比D增大而减小的问题。
因而，根据本公开基于以上图1至图5描述的各示例性实施例及其变型实施方式，控制电路103采用峰值电流控制脉冲宽度调制模式对功率变换器100的开关单元(至少包括主开关101)进行导通和关断控制，以调节功率变换器100的占空比D，从而调整其输出电压Vo。控制电路103对开关电流IH或电感电流IL进行采样以提供表征功率变换器100的输出电流Io的第一电流采样信号Vcs1，并对该第一电流采样信号进行斜坡补偿而提供第二电流采样信号Vcs2。若将该第二电流采样信号Vcs2与设定不变的用于限定开关电流IH或电感电流IL的峰值最大值的第一限流阈值Vth1进行比较，会导致实际的开关电流IH或电感电流IL的峰值最大值随占空比D增大而减小，即导致功率变换器100允许提供的输出电流Io的最大值随占空比D增大而减小。因而，根据本公开各实施例的控制电路103采用表征占空比D的阈值电压补偿信号对该第一限流阈值Vth1进行补偿，以提供第二限流阈值Vth2，使该第二限流阈值Vth2随占空比D增大而增大并随占空比D减小而减小，即与占空比D同向变化。通过合适选取阈值电压补偿信号与占空比D的比例关系，例如通过合适选取所述系数补偿电阻Rk以调节所述补偿系数K，将可以使第二限流阈值Vth2随占空比D的变化趋势将第二电流采样信号Vcs2随占空比D的变化趋势基本抵消或者至少削减。那么，根据本公开各实施例的控制电路103中，限流单元202将该第二电流采样信号Vcs2与该第二限流阈值Vth2进行比较对开关电流IH或电感电流IL的峰值最大值进行限定，则实际的开关电流IH或电感电流IL的峰值最大值将可以基本不随占空比D变化而变化。因此，功率变换器100允许提供的输出电流Io的最大值实质上基本不随占空比D变化而变化，因而在不同的占空比D下，功率变换器100允许输出的最大功率基本不受占空比D变化的影响。
根据本公开各实施例及其变形实施方式的控制电路103、限流单元202及包括控制电路103和限流单元202的功率变换器100的有益效果不应该被认为仅仅局限于以上所述的。根据本公开各实施例的这些及其它有益效果可以通过阅读本公开的详细说明及研究各实施例的附图被更好地理解。
图6示出了根据本公开一个实施例的控制功率变换器的方法600的示意图。所述功率变换器(例如图1至图5示意的实施例所涉及的功率变换器100)至少包括主开关(例如图1至图5所示实施例中的主开关101)，并基于该主开关的导通和关断切换将输入电压转换为输出电压，其中该主开关的导通和关断切换产生开关电流(例如图1至图5中示意为IH)，该主开关的导通时间占整个导通和关断切换周期的比例构成占空比D。所述控制功率变换器的方法包括：步骤601，检测所述输出电压并提供表征该输出电压的反馈信号；步骤602，检测所述开关电流并提供表征该开关电流的第一电流采样信号；步骤603，将所述第一电流采样信号与斜坡补偿信号叠加以提供第二电流采样信号；步骤604，将所述反馈信号与表征所述输出电压期望值的参考信号进行运算以提供表征该反馈信号和该参考信号之差值的差值放大信号；步骤605，将所述第二电流采样信号与所述差值放大信号比较以提供第一比较信号；步骤606，提供表征所述开关电流的峰值最大值的第一限流阈值，并将该第一限流阈值与表征占空比D的阈值补偿信号叠加以提供第二限流阈值，使该第二限流阈值随占空比增大而增大并随占空比减小而减小；步骤607，将所述第二电流采样信号与所述第二限流阈值比较以提供第二比较信号；步骤608，当所述第二电流采样信号大于所述第二限流阈值时，基于所述第二比较信号将所述主开关关断，当所述第二电流采样信号小于所述第二限流阈值时，若所述第二电流采样信号大于所述差值放大信号则基于所述第一比较信号将所述主开关关断；以及步骤609，基于时钟信号将所述主开关导通。
根据本公开的一个实施例，控制功率变换器的方法600还包括：例如在步骤608，将所述第一比较信号和所述第二比较信号进行“或”组合运算以提供关断触发信号，其中“或”组合运算指当第二电流采样信号小于第二限流阈值时，关断触发信号包括第一比较信号，当第二电流采样信号大于第二限流阈值时，关断触发信号包括第二比较信号；以及基于关断触发信号和时钟信号提供脉冲宽度调制信号，该关断触发信号触发所述脉冲宽度调制信号将主开关关断，该时钟信号触发所述脉冲宽度调制信号将主开关导通。
根据本公开的一个实施例，控制功率变换器的方法还包括：步骤610，基于承载占空比D的脉冲宽度调制信号提供所述阈值补偿信号，其中，该步骤可以包括：接收所述脉冲宽度调制信号，并响应于该脉冲宽度调制信号施加补偿系数，以提供系数调整信号使该系数调整信号承载所述补偿系数和所述占空比；以及将该系数调整信号滤波以提供表征该系数调整信号平均值的所述阈值补偿信号，使该阈值补偿信号与所述补偿系数成比例。
根据本公开的一个实施例，所述功率变换器具有独立的限流阈值调整引脚；在步骤610，提供所述系数调整信号可以包括如下步骤：在所述限流阈值调整引脚和参考地之间耦接系数调整电阻；响应于所述脉冲宽度调制信号，在该脉冲宽度调制信号控制主开关导通期间为所述限流阈值调整引脚提供恒定电流，在该脉冲宽度调制信号控制主开关关断期间切断所述恒定电流；以及在所述限流阈值调整引脚处提供所述系数调整信号。在此实施例中，在步骤606，将所述第一限流阈值与所述阈值补偿信号叠加包括将所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号进行加运算。
根据本公开的一个变型实施例，所述功率变换器具有独立的限流阈值调整引脚；在步骤610，提供所述系数调整信号可以包括如下步骤：在所述限流阈值调整引脚和参考地之间耦接系数调整电阻；响应于所述脉冲宽度调制信号，在该脉冲宽度调制信号控制主开关导通期间为所述限流阈值调整引脚提供斜率一定的斜坡电流，在该脉冲宽度调制信号控制主开关关断期间切断所述斜坡电流；以及在主开关被关断的时刻采样所述限流阈值调整引脚处的电压，并将采样的电压保持作为所述系数调整信号。在此实施例中，在步骤606，将所述第一限流阈值与所述阈值补偿信号叠加包括将所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号进行加运算。
根据本公开的一个实施例，所述功率变换器具有电流采样引脚，通过采样电阻耦接至参考地，该电流采样引脚同时用作限流阈值调整引脚；在步骤610，提供所述系数调整信号可以包括如下步骤：在所述限流阈值调整引脚和所述采样电阻之间耦接系数调整电阻；响应于所述脉冲宽度调制信号，在该脉冲宽度调制信号控制主开关关断期间为所述限流阈值调整引脚提供恒定电流，在该脉冲宽度调制信号控制主开关导通期间切断所述恒定电流；以及响应于所述脉冲宽度调制信号，在主开关导通期间将限流阈值调整引脚处的电压作为第一电流采样信号，并在主开关关断期间将限流阈值调整引脚处的电压作为所述系数调整信号。在此实施例中，在步骤606，将所述第一限流阈值与所述阈值补偿信号叠加包括将所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号进行减运算。
根据本公开的一个变型实施例，所述功率变换器具有电流采样引脚，通过采样电阻耦接至参考地，该电流采样引脚同时用作限流阈值调整引脚；在步骤610，提供所述系数调整信号可以包括如下步骤：在所述限流阈值调整引脚和所述采样电阻之间耦接系数调整电阻；响应于所述脉冲宽度调制信号，在该脉冲宽度调制信号控制主开关关断期间为所述限流阈值调整引脚提供斜率一定的斜坡电流，在该脉冲宽度调制信号控制主开关导通期间切断所述斜坡电流；以及在主开关导通期间将限流阈值调整引脚处的电压作为第一电流采样信号，并在主开关被导通的时刻采样所述限流阈值调整引脚处的电压，将采样的电压保持作为所述系数调整信号。
以上对根据本公开各实施例及其变形实施方式的控制功率变换器的方法及步骤的描述仅为示例性的，并不用于对本公开进行限定。另外，一些公知的控制步骤及所用控制参数等并未给出或者并未详细描述，以使本公开清楚、简明且便于理解。发明所属技术领域的技术人员应该理解，以上对根据本公开各实施例的控制电压转换电路的方法及步骤的描述中所述使用的步骤编号并不用于表示各步骤的绝对先后顺序，这些步骤并不按照步骤编号顺序实现，而可能采用不同的顺序实现，也可能同时并列地实现，并不仅仅局限于所描述的实施例。
虽然本说明书中以反激式拓扑结构的功率变换器100为例对根据本公开各实施例的控制电路、限流单元、包含该控制电流和/或限流单元的功率变换器及其控制方法进行了示意与描述，但这并不意味着对本公开的限定，本领域的技术人员应该理解这里给出的结构及原理也可以适用于具有其它拓扑结构的电压转换电路，例如：升压型电压转换电路、降压-升压型电压转换电路等等。
因此，上述本公开的说明书和实施方式仅仅以示例性的方式对本公开实施例的控制电路、限流单元、包含该控制电路和/或限流单元的功率变换器及其控制方法进行了说明，并不用于限定本公开的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本公开所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本公开的精神和保护范围。

Claims (23)

1.一种功率变换器，包括：
输入端，用于接收输入电压；
输出端，用于提供输出电压；
开关单元，至少包括主开关，基于脉冲宽度调制信号进行导通和关断切换以调整占空比，将输入电压转换为所述输出电压，其中所述主开关的导通和关断切换产生开关电流；
感性储能元件，用于在主开关导通时耦接至输入端并储存能量，并在主开关关断时耦接至输出端以释放能量，其中所述感性储能元件储存和释放能量时产生电感电流；
容性储能元件，耦接输出端，用于对输出电压滤波；以及
控制电路，接收表征输出电压的反馈信号、表征开关电流或电感电流的第一电流采样信号、表征输出电压的期望值的参考信号和表征开关电流或电感电流的峰值最大值的第一限流阈值，并基于该反馈信号、第一电流采样信号、该参考信号和该第一限流阈值提供脉冲宽度受调制的所述脉冲宽度调制信号至开关单元；其中该控制电路将第一电流采样信号叠加斜坡补偿信号后提供第二电流采样信号，将第一限流阈值叠加表征占空比的阈值补偿信号后提供第二限流阈值，并将第二电流采样信号与第二限流阈值比较以输出第二比较信号，所述脉冲宽度调制信号在第二电流采样信号大于第二限流阈值时基于第二比较信号将主开关关断。
2.根据权利要求1的开关型功率变换器，其中，所述第二限流阈值随占空比增大而增大，随占空比减小而减小。
3.根据权利要求1的开关型功率变换器，其中，所述控制电路还用于将反馈信号与参考信号进行运算以提供表征该反馈信号与该参考信号之差值的差值放大信号，并将第二电流采样信号与该差值放大信号比较以输出第一比较信号；所述控制信号在第二电流采样信号小于第二限流阈值时基于第一比较信号将主开关关断。
4.根据权利要求3的开关型功率变换器，其中，所述控制电路将第一比较信号和第二比较信号进行“或”组合运算以提供关断触发信号，并基于关断触发信号和时钟信号提供脉冲宽度调制的所述脉冲宽度调制信号，该脉冲宽度调制信号基于时钟信号控制主开关导通，基于关断触发信号控制主开关关断；其中“或”组合运算指当第二电流采样信号小于第二限流阈值时，关断触发信号包括第一比较信号，当第二电流采样信号大于第二限流阈值时，关断触发信号包括第二比较信号。
5.根据权利要求1的开关型功率变换器，其中，所述控制电路包括限流单元，该限流单元包括：
阈值补偿电路，用于接收所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号，并将该第一限流阈值和该阈值补偿信号叠加，以提供第二限流阈值；和
限流比较电路，用于接收所述第二电流采样信号和所述第二限流阈值，并将该第二电流采样信号与该第二限流阈值比较以提供所述第二比较信号；其中，当所述第二电流采样信号大于所述第二限流阈值时，所述第二比较信号触发所述脉冲宽度调制信号将所述主开关关断；当所述第二电流采样信号小于所述第二限流阈值时，所述第二比较信号不触发所述脉冲宽度调制信号。
6.根据权利要求5的开关型功率变换器，其中，所述限流单元还包括：
阈值补偿信号发生电路，包括补偿系数调整电路和滤波电路；其中
所述补偿系数调整电路用于接收承载占空比的脉冲宽度调制信号，并响应于该脉冲宽度调制信号施加补偿系数，以提供系数调整信号，该系数调整信号承载所述补偿系数和所述占空比；以及
所述滤波电路用于接收所述系数调整信号，并将该系数调整信号滤波以提供表征该系数调整信号平均值的所述阈值补偿信号，该阈值补偿信号与所述补偿系数成比例。
7.根据权利要求1的开关型功率变换器，其中，所述控制电路包括斜坡补偿单元，该斜坡补偿单元接收所述第一电流采样信号和所述斜坡补偿信号，并将该第一电流采样信号和该斜坡补偿信号叠加，以提供所述第二电流采样信号。
8.根据权利要求1至7其中之一的开关型功率变换器，其中，所述控制电路还包括：
脉冲宽度调制单元，接收所述反馈信号、所述参考信号和所述第二电流采样信号，将所述反馈信号与所述参考信号进行运算以提供表征该反馈信号和该参考信号之差值的差值放大信号，并将所述第二电流采样信号与该差值放大信号进行比较以提供第一比较信号；
逻辑运算单元，接收所述第一比较信号和所述第二比较信号，以提供所述关断触发信号，该逻辑运算单元对所述第一比较信号和所述第二比较信号进行“或”组合运算，使所述关断触发信号在第二电流采样信号小于第二限流阈值时包括第一比较信号，当第二电流采样信号大于第二限流阈值时包括第二比较信号；
逻辑控制单元，接收所述关断触发信号和时钟信号，并基于该关断触发信号和该时钟信号提供脉冲宽度调制信号，所述时钟信号触发该逻辑控制单元将所述脉冲宽度调制信号置为第一逻辑状态，所述关断触发信号触发该逻辑控制单元将所述脉冲宽度调制信号置为第二逻辑状态；当所述脉冲宽度调制信号为第一逻辑状态时控制所述主开关导通，当所述脉冲宽度调制信号为第二逻辑状态时控制所述主开关关断。
9.一种限流单元，用于限定功率变换器的最大输出功率，其中该功率变换器至少包括主开关，基于脉冲宽度调制信号进行导通和关断切换以调整占空比，将输入电压转换为输出电压，其中所述主开关的导通和关断切换产生开关电流；所述限流单元包括：
阈值补偿电路，用于接收表征所述开关电流峰值最大值的第一限流阈值和表征所述占空比的阈值补偿信号，并将该第一限流阈值和该阈值补偿信号叠加，以提供第二限流阈值；和
限流比较电路，用于接收叠加了斜坡补偿信号的表征所述开关电流的第二电流采样信号和所述第二限流阈值，并将该第二电流采样信号与该第二限流阈值比较以提供第二比较信号；其中，当所述第二电流采样信号大于所述第二限流阈值时，所述第二比较信号触发所述脉冲宽度调制信号将所述主开关关断；当所述第二电流采样信号小于所述第二限流阈值时，所述第二比较不触发所述脉冲宽度调制信号。
10.根据权利要求9所述的限流单元，其中，所述阈值补偿信号随占空比增大而增大，随占空比减小而减小；所述叠加包括将该第一限流阈值和该阈值补偿信号进行加运算。
11.根据权利要求9所述的限流单元，其中，所述阈值补偿信号随占空比增大而减小，随占空比减小而增大；所述叠加包括将该第一限流阈值和该阈值补偿信号进行减运算。
12.根据权利要求9所述的限流单元，其中，该限流单元进一步包括：
斜坡补偿单元，接收检测所述开关电流获得的第一电流采样信号和斜坡补偿信号，并将该第一电流采样信号和该斜坡补偿信号叠加，以提供所述第二电流采样信号。
13.根据权利要求9所述的限流单元，其中，该限流单元进一步包括：
阈值补偿信号发生电路，包括补偿系数调整电路和滤波电路；其中
所述补偿系数调整电路用于接收承载占空比的脉冲宽度调制信号，并响应于该脉冲宽度调制信号施加补偿系数，以提供系数调整信号，所述系数调整信号承载所述补偿系数和所述占空比；以及
所述滤波电路用于接收所述系数调整信号，并将该系数调整信号滤波以提供表征该系数调整信号平均值的所述阈值补偿信号，该阈值补偿信号与所述补偿系数成比例。
14.根据权利要求13所述的限流单元，其中，所述功率变换器具有独立的限流阈值调整引脚；所述阈值补偿电路将所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号进行加运算；所述补偿系数调整电路包括：
可控电流源，具有控制端和电流输出端，其中该控制端接收所述脉冲宽度调制信号，该电流输出端耦接所述限流阈值调整引脚，并响应于该脉冲宽度调制信号在主开关导通期间输出恒定电流，在主开关关断期间切断所述恒定电流；以及
系数调整电阻，耦接于所述限流阈值调整引脚和参考地之间，其中所述系数调整电阻是用户可调的，所述限流阈值调整引脚用于提供所述系数调整信号。
15.根据权利要求13所述的限流单元，其中，所述功率变换器具有独立的限流阈值调整引脚，所述脉冲宽度调制信号受时钟信号的脉冲触发驱动所述主开关导通，并受关断触发信号的脉冲触发驱动所述主开关关断；所述阈值补偿电路将所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号进行加运算；所述补偿系数调整电路包括：
可控电流源，具有控制端和电流输出端，其中该控制端接收所述脉冲宽度调制信号，该电流输出端耦接所述限流阈值调整引脚，并响应于该脉冲宽度调制信号在主开关导通期间输出斜率一定的斜坡电流，在主开关关断期间切断所述斜坡电流；
系数调整电阻，耦接于所述限流阈值调整引脚和参考地之间，其中所述系数调整电阻是用户可调的；以及
采样保持电路，具有采样控制端、采样输入端和采样输出端，其中该采样控制端接收关断触发信号，该采样输入端耦接所述限流阈值调整引脚，该采样保持电路响应于所述关断触发信号的脉冲在主开关被关断的时刻采样所述限流阈值调整引脚处的电压，并将采样的电压保持，以在其采样输出端提供该采样的电压作为所述系数调整信号。
16.根据权利要求13所述的限流单元，其中，所述功率变换器具有电流采样引脚，通过采样电阻耦接至参考地，该电流采样引脚同时用作限流阈值调整引脚；所述阈值补偿电路将所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号进行减运算；所述补偿系数调整电路包括：
可控电流源，具有控制端和电流输出端，其中该控制端接收所述脉冲宽度调制信号，该电流输出端耦接所述限流阈值调整引脚，并响应于该脉冲宽度调制信号在主开关关断期间输出恒定电流，在主开关导通期间切断所述恒定电流；
系数调整电阻，耦接于所述限流阈值调整引脚和所述采样电阻之间，其中所述系数调整电阻是用户可调的；
传输器件，具有传输控制端、传输输入端、第一传输输出端和第二传输输出端，其中该传输控制端接收所述脉冲宽度调制信号，所述传输输入端耦接所述限流阈值调整引脚，所述传输器件响应于所述脉冲宽度调制信号在主开关导通期间将传输输入端耦接至第一传输输出端，并在主开关关断期间将传输输入端耦接至第二传输输出端，所述第二传输输出端提供所述系数调整信号。
17.根据权利要求13所述的限流单元，其中，所述功率变换器具有电流采样引脚，通过采样电阻耦接至参考地，该电流采样引脚同时用作限流阈值调整引脚；所述脉冲宽度调制信号受时钟信号的脉冲触发驱动所述主开关导通，并受关断触发信号的脉冲触发驱动所述主开关关断；所述阈值补偿电路将所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号进行减运算；所述补偿系数调整电路包括：
可控电流源，具有控制端和电流输出端，其中该控制端接收所述脉冲宽度调制信号，该电流输出端耦接所述限流阈值调整引脚，并响应于该脉冲宽度调制信号在主开关关断期间输出斜率一定的斜坡电流，在主开关导通期间切断所述斜坡电流；
系数调整电阻，耦接于所述限流阈值调整引脚和所述采样电阻之间，其中所述系数调整电阻是用户可调的；
传输器件，具有传输控制端、传输输入端、和传输输出端，其中该传输控制端接收所述脉冲宽度调制信号，所述传输输入端耦接所述限流阈值调整引脚，所述传输器件响应于所述脉冲宽度调制信号在主开关导通期间将传输输入端耦接至传输输出端，并在主开关关断期间将传输输入端与传输输出端断开；以及
采样保持电路，具有采样控制端、采样输入端和采样输出端，其中该采样控制端接收时钟信号，该采样输入端耦接所述限流阈值调整引脚，该采样保持电路响应于所述时钟信号的脉冲在主开关被导通的时刻采样所述限流阈值调整引脚处的电压，并将采样的电压保持，以在其采样输出端提供该采样的电压作为所述系数调整信号。
18.一种控制电路，用于功率变换器，其中该功率变换器至少包括主开关，基于脉冲宽度调制信号进行导通和关断切换以调整占空比，将输入电压转换为输出电压，其中所述主开关的导通和关断切换产生开关电流；所述控制电路包括：
电流检测单元，耦接所述主开关，并检测所述开关电流以提供表征该开关电流的第一电流采样信号；
斜坡补偿单元，接收所述第一电流采样信号和斜坡补偿信号，并将该第一电流采样信号和该斜坡补偿信号叠加，以提供第二电流采样信号；
脉冲宽度调制单元，接收表征所述输出电压的反馈信号、表征所述输出电压的期望值的参考信号和所述第二电流采样信号，将所述反馈信号与所述参考信号进行运算以提供表征该反馈信号和该参考信号之差值的差值放大信号，并将所述第二电流采样信号与该差值放大信号进行比较以提供第一比较信号；
限流单元，接收表征所述开关电流峰值最大值的第一限流阈值、表征所述占空比的阈值补偿信号和所述第二电流采样信号，将该第一限流阈值和该阈值补偿信号叠加，以提供第二限流阈值，并将所述第二电流采样信号和该第二限流阈值比较以提供第二比较信号；
逻辑运算单元，接收所述第一比较信号和所述第二比较信号，以提供关断触发信号，该逻辑运算单元对所述第一比较信号和所述第二比较信号进行“或”组合运算，使所述关断触发信号在第二电流采样信号小于第二限流阈值时包括第一比较信号，在第二电流采样信号大于第二限流阈值时包括第二比较信号；以及
逻辑控制单元，接收所述关断触发信号和时钟信号，并基于该关断触发信号和该时钟信号提供脉冲宽度调制信号，所述时钟信号触发该逻辑控制单元将所述脉冲宽度调制信号置为第一逻辑状态，所述关断触发信号触发该逻辑控制单元将所述脉冲宽度调制信号置为第二逻辑状态；当所述脉冲宽度调制信号为第一逻辑状态时控制所述主开关导通，当所述脉冲宽度调制信号为第二逻辑状态时控制所述主开关关断。
19.根据权利要求18所述的控制电路，其中，所述限流单元包括：
阈值补偿电路，用于接收所述第一限流阈值和所述阈值补偿信号，并将该第一限流阈值和该阈值补偿信号叠加，以提供第二限流阈值；和
限流比较电路，用于接收所述第二电流采样信号和所述第二限流阈值，并将该第二电流采样信号与该第二限流阈值比较以提供所述第二比较信号；其中，
当所述第二电流采样信号大于所述第二限流阈值时，所述关断触发信号包括该第二比较信号并触发所述逻辑控制单元将所述脉冲宽度调制信号置为第二逻辑状态；
当所述第二电流采样信号小于所述第二限流阈值时，所述第二比较信号不触发所述逻辑控制单元。
20.根据权利要求18所述的控制电路，其中，所述限流单元进一步包括：
阈值补偿信号发生电路，包括补偿系数调整电路和滤波电路；其中
所述补偿系数调整电路用于接收承载占空比的脉冲宽度调制信号，并响应于该脉冲宽度调制信号施加补偿系数，以提供系数调整信号，所述系数调整信号承载所述补偿系数和所述占空比；以及
所述滤波电路用于接收所述系数调整信号，并将该系数调整信号滤波以提供表征该系数调整信号平均值的所述阈值补偿信号，该阈值补偿信号与所述补偿系数成比例。
21.一种控制功率变换器的方法，该功率变换器至少包括主开关，并基于该主开关的导通和关断切换将输入电压转换为输出电压，其中该主开关的导通和关断切换产生开关电流，该主开关的导通时间占整个导通和关断切换周期的比例构成占空比，所述控制功率变换器的方法包括：
检测所述输出电压并提供表征该输出电压的反馈信号；
检测所述开关电流并提供表征该开关电流的第一电流采样信号；
将所述第一电流采样信号与斜坡补偿信号叠加以提供第二电流采样信号；
将所述反馈信号与表征所述输出电压期望值的参考信号进行运算以提供表征该反馈信号和该参考信号之差值的差值放大信号；
将所述第二电流采样信号与所述差值放大信号比较以提供第一比较信号；
提供表征所述开关电流的峰值最大值的第一限流阈值，并将该第一限流阈值与表征占空比的阈值补偿信号叠加以提供第二限流阈值；
将所述第二电流采样信号与所述第二限流阈值比较以提供第二比较信号；
当所述第二电流采样信号大于所述第二限流阈值时，基于所述第二比较信号将所述主开关关断，当所述第二电流采样信号小于所述第二限流阈值时，若所述第二电流采样信号大于所述差值放大信号则基于所述第一比较信号将所述主开关关断；以及
基于时钟信号将所述主开关导通。
22.根据权利要求21所述的方法，还包括：
将所述第一比较信号和所述第二比较信号进行“或”组合运算以提供关断触发信号，其中“或”组合运算指当第二电流采样信号小于第二限流阈值时，关断触发信号包括第一比较信号，当第二电流采样信号大于第二限流阈值时，关断触发信号包括第二比较信号；以及
基于关断触发信号和时钟信号提供脉冲宽度调制信号，该关断触发信号触发所述脉冲宽度调制信号将主开关关断，该时钟信号触发所述脉冲宽度调制信号将主开关导通。
23.根据权利要求21所述的方法，还包括提供所述阈值补偿信号的步骤，其中，该提供所述阈值补偿信号的步骤包括：
接收承载占空比的脉冲宽度调制信号，并响应于该脉冲宽度调制信号施加补偿系数，以提供系数调整信号使该系数调整信号承载所述补偿系数和所述占空比；以及
将该系数调整信号滤波以提供表征该系数调整信号平均值的所述阈值补偿信号，是该阈值补偿信号与所述补偿系数成比例。
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Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104320001A (zh) * 2014-10-29 2015-01-28 广州金升阳科技有限公司 一种磁隔离反馈电路
EP3035515A1 (en) * 2014-12-16 2016-06-22 ABB Technology Oy Isolated DC-DC converter
CN106059303A (zh) * 2015-04-10 2016-10-26 电力集成公司 负载响应抖动
CN106549574A (zh) * 2016-11-25 2017-03-29 沈阳新阳光机电科技有限公司 大功率dcdc变换器系统及其控制方法
WO2018103368A1 (zh) * 2016-12-09 2018-06-14 广东美的厨房电器制造有限公司 浪涌保护方法和浪涌保护装置和用电设备
CN111512530A (zh) * 2017-12-21 2020-08-07 斯兰纳亚洲有限公司 带有有源箝位的功率转换器
CN112134451A (zh) * 2020-08-28 2020-12-25 上海艾为电子技术股份有限公司 具有过流保护的装置及过流保护方法
CN112564459A (zh) * 2019-12-27 2021-03-26 深圳市必易微电子股份有限公司 一种用于控制功率开关的控制电路及方法
CN114189152A (zh) * 2021-08-16 2022-03-15 杰华特微电子股份有限公司 开关型调节器的补偿控制电路、控制方法及开关型调节器
CN116137524A (zh) * 2023-04-04 2023-05-19 荣湃半导体（上海）有限公司 一种耐高压输入的比较器

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101295872B (zh) 2007-04-28 2010-04-14 昂宝电子（上海）有限公司 为功率转换器提供过电流和过功率保护的系统和方法
CN102545567B (zh) 2010-12-08 2014-07-30 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过电流保护的系统和方法
US9553501B2 (en) 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电压和电流控制的系统和方法
CN103401424B (zh) 2013-07-19 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于调整电源变换系统的输出电流的系统和方法
US9584005B2 (en) * 2014-04-18 2017-02-28 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating output currents of power conversion systems
CN103956905B (zh) 2014-04-18 2018-09-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换系统的输出电流的系统和方法
CN104393761B (zh) * 2014-12-15 2017-03-01 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、集成电路和应用其的开关型变换器
CN104660022B (zh) 2015-02-02 2017-06-13 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过流保护的系统和方法
US10270334B2 (en) 2015-05-15 2019-04-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for output current regulation in power conversion systems
CN104853493B (zh) 2015-05-15 2017-12-08 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源转换系统中的输出电流调节的系统和方法
TWI548185B (zh) * 2015-10-30 2016-09-01 通嘉科技股份有限公司 可補償電感變異之電源控制方法與相關裝置
FR3052935B1 (fr) * 2016-06-21 2020-08-28 Thales Sa Convertisseur d'energie a decoupage a reduction des biais statiques introduits par une rampe de stabilisation
CN107026569B (zh) * 2017-03-27 2024-03-22 陕西亚成微电子股份有限公司 一种开关电源高精度峰值电流控制方法及电路
US10784917B2 (en) * 2018-11-27 2020-09-22 Texas Instruments Incorporated PSI5 base current sampling in synchronous mode
CN109768709B (zh) 2018-12-29 2021-03-19 昂宝电子（上海）有限公司 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿系统和方法
CN109818507A (zh) * 2019-04-03 2019-05-28 深圳市必易微电子有限公司 过流保护补偿电路及方法以及反激电路
CN112217379B (zh) * 2020-09-28 2021-11-23 杭州茂力半导体技术有限公司 交错式开关电源及其控制电路与控制方法
CN112713126A (zh) 2020-12-30 2021-04-27 成都芯源系统有限公司 多裸片封装结构、芯片及方法
CN113037069B (zh) * 2021-03-12 2022-07-15 杰华特微电子股份有限公司 一种开关保护电路和功率变换器
CN117175908B (zh) * 2023-11-01 2024-03-22 杰华特微电子股份有限公司 动态响应快的开关变换器及其控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101064472A (zh) * 2006-04-26 2007-10-31 沃福林微电子有限公司 开关调节器电路的改进
CN101911457A (zh) * 2007-11-07 2010-12-08 德克萨斯仪器股份有限公司 具有与占空比无关的电流限制的电源调节器系统及其调节方法
US20110062932A1 (en) * 2009-09-17 2011-03-17 Linear Technology Corporation Dc/dc converter having a fast and accurate average current limit
CN203352469U (zh) * 2013-06-28 2013-12-18 成都芯源系统有限公司 功率变换器、限流单元和控制电路

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6862194B2 (en) * 2003-06-18 2005-03-01 System General Corp. Flyback power converter having a constant voltage and a constant current output under primary-side PWM control
US7088598B2 (en) * 2004-04-02 2006-08-08 System General Corp. Power-mode control circuitry for power converters
US7489529B2 (en) * 2005-11-08 2009-02-10 System General Corp. Control circuit having frequency modulation to reduce EMI of power converters
US7710095B2 (en) * 2007-05-22 2010-05-04 System General Corporation Power converter having PWM controller for maximum output power compensation
CN101552560B (zh) * 2009-01-13 2011-06-22 成都芯源系统有限公司 一种开关稳压电路及其控制方法
CN102761265B (zh) * 2011-04-29 2015-04-01 成都芯源系统有限公司 开关电源控制器和操作开关电源的方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101064472A (zh) * 2006-04-26 2007-10-31 沃福林微电子有限公司 开关调节器电路的改进
CN101911457A (zh) * 2007-11-07 2010-12-08 德克萨斯仪器股份有限公司 具有与占空比无关的电流限制的电源调节器系统及其调节方法
US20110062932A1 (en) * 2009-09-17 2011-03-17 Linear Technology Corporation Dc/dc converter having a fast and accurate average current limit
CN203352469U (zh) * 2013-06-28 2013-12-18 成都芯源系统有限公司 功率变换器、限流单元和控制电路

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104320001A (zh) * 2014-10-29 2015-01-28 广州金升阳科技有限公司 一种磁隔离反馈电路
EP3035515A1 (en) * 2014-12-16 2016-06-22 ABB Technology Oy Isolated DC-DC converter
CN106059303A (zh) * 2015-04-10 2016-10-26 电力集成公司 负载响应抖动
CN106549574A (zh) * 2016-11-25 2017-03-29 沈阳新阳光机电科技有限公司 大功率dcdc变换器系统及其控制方法
WO2018103368A1 (zh) * 2016-12-09 2018-06-14 广东美的厨房电器制造有限公司 浪涌保护方法和浪涌保护装置和用电设备
CN111512530A (zh) * 2017-12-21 2020-08-07 斯兰纳亚洲有限公司 带有有源箝位的功率转换器
CN112564459A (zh) * 2019-12-27 2021-03-26 深圳市必易微电子股份有限公司 一种用于控制功率开关的控制电路及方法
CN112564459B (zh) * 2019-12-27 2023-08-11 深圳市必易微电子股份有限公司 一种用于控制功率开关的控制电路及方法
CN112134451A (zh) * 2020-08-28 2020-12-25 上海艾为电子技术股份有限公司 具有过流保护的装置及过流保护方法
CN114189152A (zh) * 2021-08-16 2022-03-15 杰华特微电子股份有限公司 开关型调节器的补偿控制电路、控制方法及开关型调节器
CN114189152B (zh) * 2021-08-16 2024-01-23 杰华特微电子股份有限公司 开关型调节器的补偿控制电路、控制方法及开关型调节器
CN116137524A (zh) * 2023-04-04 2023-05-19 荣湃半导体（上海）有限公司 一种耐高压输入的比较器

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CN103312200B (zh) 2016-08-10
US20150003119A1 (en) 2015-01-01

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