CN104393761B - 控制电路、集成电路和应用其的开关型变换器 - Google Patents

控制电路、集成电路和应用其的开关型变换器 Download PDF

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Abstract

公开了一种控制电路、集成电路和应用其的开关型变换器。其中，检测电路被设置在主开关的电流输出端和用于供电的偏置电容之间，使得在开关导通期间流过主开关的电流流过检测电路并影响供电端电压，使得供电端电压在主开关关断期间的大小与电感电流无关，而在主开关导通期间随电感电流的增大而减小。由此，可以通过供电端电压检测电感电流，使供电引脚复用为电流检测引脚。这可以简化电路结构。在将控制电路形成为集成电路形式时，可以简化集成电路封装，减小芯片体积。

Description

控制电路、集成电路和应用其的开关型变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种控制电路、集成电路和应用其的开关型变换器。
背景技术
开关型变换器由主要由控制电路和功率级电路两部分构成。功率级电路通过主开关对流过电感的电流进行斩波获得稳定的输出。控制电路需要获得表征功率级电路的电感电流的反馈信号，并根据该反馈信号来控制功率级电路中的主开关的开关动作，使得功率级电路输出实质恒定的电流。
现有技术中，通常通过设置于主开关和接地端之间的电阻对电感电流进行检测，以获得反馈信号。因此，控制电路的集成电路需要至少设置偏置电源引脚、接地引脚、检测引脚和输入引脚等四个引脚。较多的引脚数量不利于芯片封装，还会造成成本的增加。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种控制电路、集成电路和应用其的开关型变换器，不必专门设置检测引脚，简化了电路结构。在将控制电路形成为集成电路形式时，可以简化集成电路封装。
第一方面，提供一种控制电路，用于控制包括主开关的功率级电路，所述控制电路包括：
供电电路，包括连接在供电端和公共端之间的偏置电容，用于通过所述偏置电容为所述控制电路供电；
检测电路，连接在所述主开关的电流输出端和所述公共端之间，用于检测流过所述主开关的电流；
电流反馈电路，与所述供电端连接，用于根据供电端电压在所述主开关关断期间的采样值与所述供电端电压的差值生成反馈信号，所述反馈信号用于表征所述功率级电路的电感电流；
控制信号生成电路，用于根据所述反馈信号生成控制信号控制所述主开关。
优选地，所述检测电路为电阻。
优选地，所述电流反馈电路包括：
触发电路，用于在每个开关周期中所述控制信号指示关断期间输出触发信号；
采样保持电路，用于根据所述触发信号采样所述供电端电压，并保持输出所述采样值；
差分放大电路，用于根据所述采样值与所述供电端电压的差值生成所述反馈信号。
优选地，所述触发电路输入所述控制信号，根据所述控制信号由指示关断切换为指示导通触发输出所述触发信号。
优选地，所述触发电路输入所述控制信号，根据所述控制信号由指示导通切换为指示关断触发在延迟预定时间后输出所述触发信号。
第二方面，提供一种开关型变换器，包括：
功率级电路，包括主开关；和
如上所述控制电路。
第三方面，提供一种集成电路，用于开关型变换器，所述集成电路包括：
供电引脚；
电流反馈电路，与所述供电引脚连接，根据供电引脚电压在功率级电路的主开关关断期间的采样值与所述供电引脚电压生成反馈信号，所述反馈信号用于表征功率级电路的电感电流；
控制信号生成电路，根据所述反馈信号生成控制信号控制所述主开关。
优选地，所述集成电路还包括：
接地引脚；
输入引脚；以及
所述主开关，连接在所述输入引脚和所述接地引脚之间。
优选地，所述电流反馈电路包括：
触发电路，用于在每个开关周期中所述控制信号指示关断期间输出触发信号；
采样保持电路，用于根据触发信号采样所述供电端电压，并保持输出所述采样值；
差分放大电路，用于根据所述采样值与所述供电引脚电压的差值生成所述反馈信号。
优选地，所述触发电路输入所述控制信号，根据所述控制信号由指示关断切换为指示导通触发输出所述触发信号。
优选地，所述触发电路输入所述控制信号，根据所述控制信号由指示导通切换为指示关断触发在延迟预定时间后输出所述触发信号。
本发明实施例中，检测电路被设置在主开关的电流输出端和用于供电的偏置电容之间，使得在开关导通期间流过主开关的电流流过检测电路并影响供电端电压，使得供电端电压在主开关关断期间的大小与电感电流无关，而在主开关导通期间随电感电流的增大而减小。由此，可以通过供电端电压检测电感电流，使供电引脚复用为电流检测引脚。这可以简化电路结构。在将控制电路形成为集成电路形式时，可以简化集成电路封装，减小芯片体积。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1A是本发明实施例的开关型变换器的电路示意图；
图1B是可适用于本发明实施例的一个现有的供电电路的电路示意图；
图1C是可适用于本发明实施例的另一个现有的供电电路的电路示意图；
图2是本发明实施例的集成电路的示意图；
图3是本发明实施例一个实施方式的开关型变换器的工作波形图；
图4是本发明实施例另一个实施例的开关型变换器的工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1A是本发明实施例的开关型变换器的电路示意图。如图1A所示，开关型变换器包括功率级电路1和控制电路2。
在本实施例中，开关型变换器被用作为LED驱动电路。功率级电路1为反激式拓扑。其包括主开关M1、原边绕组L1、副边绕组L2、整流二极管D和电容C0。
其中，原边绕组L1的一端连接功率级电路1的电源输入端IN。主开关M1连接在原边绕组L1另一端和控制电路接地端GND之间。主开关M1为受控半导体开关器件，例如，金属半导体氧化物晶体管(MOSFET)或双极性晶体管(BJT)。副边绕组L2与原边绕组L1耦合。整流二极管D连接在副边绕组L2的一端和输出端out之间。副边绕组L2的另一端连接到副边侧接地端。电容C0连接在输出端out和副边侧接地端之间。功率级电路1还包括电容C1,其用于对电源电压进行滤波，电容C1的一端连接到电源输入端IN，另一端连接到公共端com。公共端com可以作为原边侧接地端使用。
应理解，其它已知拓扑形式的功率级电路，例如升压型拓扑或降压型拓扑，也可以得益于本发明实施例的教导。
控制电路2包括供电电路21、检测电路22、电流反馈电路23和控制信号生成电路24。
供电电路21用于对作为其一部分的偏置电容Cb充电，从而可以在供电端p输出电压为控制电路的其它部分供电(也即，为控制电路提供一个偏置电压)。偏置电容Cb作为供电电路21的一部分连接在供电端p和公共端com之间。在本实施例中，供电电路21包括偏置电容Cb和充电控制电路21a。充电控制电路21a控制功率级电路线路中的电压对偏置电容Cb充电，在供电输端产生可以供控制电路2工作的电压Vc。另外，供电电路21还可以包括电阻R1，电阻R1连接在功率电路1的输入端IN和供电端p之间。电阻R1可以在电路启动时对偏置电容Cb充电使得控制电路2启动。供电电路21可以在供电端输出供电端电压Vc。在本实施例中，在主开关M1关断期间，供电端电压Vc为预定值Vcc，在主开关M1导通期间，供电端电压Vc会随着电感电流iL的增大而减小。应理解，本实施例的充电控制电路21a可以采用任何已知的，适于进行控制偏置电容充放电，从而对控制电路供电的电路来实现，例如，基于辅助绕组的充电控制电路或者基于原边绕组电压进行充电的充电控制电路。充电控制电路21a可以采用适于被集成在集成电路中的电路结构，也可以采用其它类型的电路结构。优选地，充电控制电路21a与电流反馈电路23以及控制信号生成电路24集成在同一个集成电路中。
图1B是可适用于本发明实施例的一个现有的供电电路的电路示意图。如图1B所示，该供电电路基于辅助绕组AUX。辅助绕组AUX在主开关M1导通时没有电流，在主开关M1关断时产生感应电流，其与副边绕组L2的电流同步变化。在图1B所示的供电电路中，充电控制电路21a为二极管，其阳极连接辅助绕组AUX，阴极连接供电端p。因此，在主开关M1关断期间，感应电流可以通过二极管为偏置电容Cb充电。在主开关M1导通期间，二极管阻止电流从偏置电容Cb流向辅助绕组AUX。由此，可以通过对Cb的充放电来对控制电路供电。
图1C是适用于本发明实施例的另一个现有的供电电路的电路示意图。如图1C所示，该供电电路不需要借助于辅助绕组AUX，从而适于集成在集成电路芯片内部。充电控制电路21a分别连接偏置电容Cb和能量输入端in，接收能量输入端in提供的电能向偏置电容Cb充电。在现有的电路结构中，能量输入端in通常连接到主开关M1的电流输入端，也即，主开关M1与原边绕组L1的连接点。
其中，充电控制电路21a包括一储能电路、放电支路和充电支路；其中储能电路的一端连接能量输入端in，另一端分别连接放电支路和充电支路。放电支路包括放电二极管D2；充电支路包括充电二级管D1；储能电路可以包括储能电容C2，其一端连接至主开关M1的电流输入端(以N型MOSFET为例，主开关M1的电流输入端为N型MOSFET的漏极)，另一端分别连接到放电二极管D2的阴极和充电二极管D1的阳极；放电二极管D2的阳极连接至地用以构成储能电容C2的放电回路；充电二极管D1的阴极连接供电端p，用以保证电能由储能电容C2向偏置电容Cb单向传输。因此，在主开关M1关断期间，储能电容C2可以通过充电二极管D1为偏置电容Cb充电。在主开关M1导通期间，充电二极管D1阻止电流从偏置电容Cb充电控制电路21a，同时，电流由放电二极管D2流向储能电容C2，为其充电，同时，偏置电容Cb放电来对控制电路2供电。由此，通过偏置电容Cb的充放电来对控制电路供电。
检测电路22连接在主开关M1的电流输出端和公共端com之间。在本实施例中，公共端com可以作为功率级电路在原边侧的接地端。在本实施例中，开关的电流输出端是指开关器件连接较低电压，电流从其中流出的一端。如图1所示，在主开关M1采用N型MOSFET时，电流输出端为源极。检测电路22优选为电阻Rv。
检测电路22在主开关M1的电流输出端和公共端com之间形成电流通路，并进而经过电容C1形成功率级电路在原边侧的电流环路。因此，在主开关M1导通期间，流过主开关M1的电感电流iL全部经由检测电路22流向公共端com。
电流反馈电路23与供电端p连接，用于根据供电端电压Vc在主开关M1关断期间(包括由关断切换为导通的瞬间)的采样值Vs与当前供电端电压Vc的差值生成反馈信号Vfb，反馈信号Vfb用于表征功率级电路1的电感电流iL。
控制信号生成电路24用于根据反馈信号Vfb输出控制信号控制主开关M1。在本实施例中，由于功率级电路1为反激式拓扑，控制信号生成电路24在电感电流峰值达到预定阈值时控制主开关M1关断，从而可以实现恒流控制。当然，本领域技术人员可以理解，在功率级电路采用其它类型的拓扑时，也可以基于电感电流以其它控制方式进行控制。
在主开关M1关断期间，供电端电压Vc为预定值Vcc。在此期间对其采样，可以获得该供电电压Vcc。
在主开关M1导通后，电感电流iL流过主开关M1，并进而流过检测电路22。电感电流iL流过检测电路22形成的电压降会使得公共端com的电位下降。由此，使得供电端电压Vc下降。供电端电压Vc的下降幅度随电感电流iL变化。
在检测电路22为电阻Rv时，其上的电压降为iL*Rv。这使得公共端com的电压下降iL*Rv。由于偏置电容Cb在饱和状态下两端电压不发生变化或变化很小。在主开关M1导通期间，供电端电压Vc＝Vcc-iL*Rv。因此，通过计算采样值Vs＝Vcc和供电端电压Vc之间的差值，即可获得随电感电流变化的反馈信号Vfb。
由此，通过对供电端电压进行检测就可以实现获取电感电流变化，由此可以简化电路结构。同时，如图1所示，可以在将电流反馈电路23和控制信号生成电路24以及主开关M1集成为集成电路芯片，不需要设置专门的电流采样引脚，只需要输入引脚、接地引脚和供电引脚即可。因此，可以简化集成电路封装，减小集成电路体积。同时，集成电路也可以仅集成电流反馈电路23和控制信号生成电路24，而不包括主开关M1。该集成电路同样可以不需要原有的电流采样引脚，减少引脚数量。
图2是本发明实施例的电流反馈电路的示意图。如图2所示，电流反馈电路23包括触发电路23a、采样保持电路23b和差分放大电路23c。
触发电路23a输入控制信号Q，用于在每个开关周期中控制信号Q指示关断期间输出触发信号Tr。触发信号Tr可以为脉冲信号。触发电路23a优选为单触发电路。
采样保持电路23b输入触发信号Tr和供电端电压Vc，用于根据触发信号Tr采样供电端电压Vc，并保持输出采样值Vs。
差分放大电路23c输入采样值Vs和供电端电压Vc，用于根据采样值Vs与供电端电压Vc的差值生成反馈信号Vfb。
图3是本发明实施例一个实施例方式的开关型变换器的工作波形图。如图3所示，触发电路23a在控制信号Q由指示导通切换为指示关断后延迟预定时间(时刻t0)输出触发信号Tr，也即，在控制信号Q指示关断并切换前进行采样。由于供电电压Vcc为恒定的值，因此，只要在主开关关断期间进行采样获得的采样值均可表征供电电压Vcc。在本实施方式中，触发电路23a为根据输入信号下降沿触发后延迟输出脉冲的单触发电路。采样保持电路23b在时刻t0对供电端电压Vc采样，以获得采样值Vs＝Vcc。在控制信号Q切换为指示导通后，供电端电压Vc开始随电感电流iL的增大而减小。由于采样值Vs保持不变，因此，通过差分放大电路23c获得采样值Vs与主开关M1导通期间的供电端电压Vc的差值，即可表征此期间电感电流iL的变化。
图4是本发明实施例另一个实施方式的开关型变换器的工作波形图。如图4所示，在该实施方式中，触发电路23a在控制信号Q由指示关断切换为指示导通时(时刻t0)，也即，由图3中控制信号Q的上升沿触发输出触发信号Tr。在本实施方式中，触发电路23a为由输入信号上升沿触发输出脉冲的单触发电路。采样保持电路23b在该时刻对供电端电压Vc采样，以获得采样值Vs＝Vcc。在控制信号Q切换为指示导通后，供电端电压Vc开始随电感电流iL的增大而减小。由于采样值Vs保持不变，因此，通过差分放大电路23c获得采样值Vs与主开关M1导通期间(时刻t0至时刻t1)的供电端电压Vc的差值，即可表征此期间电感电流iL的变化。在主开关M1关断期间，由于流过主开关M1的电流iL为0，因此，采样值Vs与供电电压Vcc相等，反馈信号Vfb为0。
本发明实施例中，检测电路被设置在主开关的电流输出端和用于供电的偏置电容之间，使得在开关导通期间流过主开关的电流流过检测电路并影响供电端电压，使得供电端电压在主开关关断期间的大小与电感电流无关，而在主开关导通期间随电感电流的增大而减小。由此，可以通过供电端电压检测电感电流，使供电引脚复用为电流检测引脚。这可以简化电路结构。在将控制电路形成为集成电路形式时，可以简化集成电路封装，减小芯片体积。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种控制电路，用于控制包括主开关的功率级电路，所述控制电路包括：
供电电路，包括连接在供电端和公共端之间的偏置电容，用于通过所述偏置电容为所述控制电路供电；
检测电路，连接在所述主开关的电流输出端和所述公共端之间，用于检测流过所述主开关的电流；
电流反馈电路，与所述供电端连接，用于根据供电端电压在所述主开关关断期间的采样值与所述供电端电压的差值生成反馈信号，所述反馈信号用于表征所述功率级电路的电感电流；
控制信号生成电路，用于根据所述反馈信号生成控制信号控制所述主开关；
其中，所述电流反馈电路包括：
触发电路，用于在每个开关周期中所述控制信号指示关断期间输出触发信号；
采样保持电路，用于根据所述触发信号采样所述供电端电压，并保持输出所述采样值；
差分放大电路，用于根据所述采样值与所述供电端电压的差值生成所述反馈信号。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述检测电路为电阻。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述触发电路输入所述控制信号，根据所述控制信号由指示关断切换为指示导通触发输出所述触发信号。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述触发电路输入所述控制信号，根据所述控制信号由指示导通切换为指示关断触发在延迟预定时间后输出所述触发信号。
5.一种开关型变换器，包括：
功率级电路，包括主开关；和
根据权利要求1-4中任一项所述控制电路。
6.一种集成电路，用于开关型变换器，所述集成电路包括：
供电引脚；
电流反馈电路，与所述供电引脚连接，根据供电引脚电压在功率级电路的主开关关断期间的采样值与所述供电引脚电压生成反馈信号，所述反馈信号用于表征功率级电路的电感电流；
控制信号生成电路，根据所述反馈信号生成控制信号控制所述主开关；
其中，所述电流反馈电路包括：
触发电路，用于在每个开关周期中所述控制信号指示关断期间输出触发信号；
采样保持电路，用于根据触发信号采样所述供电引脚的电压，并保持输出所述采样值；
差分放大电路，用于根据所述采样值与所述供电引脚电压的差值生成所述反馈信号。
7.根据权利要求6所述的集成电路，其特征在于，所述集成电路还包括：
接地引脚；
输入引脚；以及
所述主开关，连接在所述输入引脚和所述接地引脚之间。
8.根据权利要求6所述的集成电路，其特征在于，所述触发电路输入所述控制信号，根据所述控制信号由指示关断切换为指示导通触发输出所述触发信号。
9.根据权利要求6所述的集成电路，其特征在于，所述触发电路输入所述控制信号，根据所述控制信号由指示导通切换为指示关断触发在延迟预定时间后输出所述触发信号。
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