CN201698247U - 反激式开关转换器控制器集成电路 - Google Patents

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Abstract

本实用新型公开了一种反激式开关转换器控制器集成电路，在一个子模式(“中间输出功率子模式”)中，使用脉冲宽度调制和脉冲频率调制二者来调节转换器的输出电压(VOUT)。同时使用这两种类型的调制。在第二子模式(“低输出功率子模式”)中，使用脉冲宽度调制来调节VOUT，但转换器开关频率固定在第一频率。通过将第一频率设定为高于人类听觉的频率极限的频率，可避免出现原本可能出现的令人不悦的可听到的变压器嗡嗡声。在某些实施例中，转换器具有第三子模式(“高输出功率子模式”)，其中使用脉冲宽度调制，但开关频率固定在第二频率。通过恰当地设定第二频率，避免原本可能出现的不希望有的EMI辐射和其它问题。

Description

反激式开关转换器控制器集成电路
技术领域
本实用新型涉及开关转换器，尤指一种反激式开关转换器控制器集成电路。
背景技术
图1(现有技术)是交流-直流(AC/DC)反激式恒压(CV)开关转换器1的图。四二极管式全波整流器2和相关联的电容器3将输入引线4与5之间的幅值为110伏的交流(AC)信号转换成节点6上的近似直流(DC)电。节点7是节点6上的DC电压的相对接地点。转换器1通过将开关8迅速地切换成导通和非导通状态来工作。当开关8导通时，初级电流12从DC节点6流经变压器10的初级9、导通的开关8、检测电阻器11而到达接地节点7。当初级电流12流动时，变压器中的磁场中会积聚能量。然后，使开关8变成非导通状态。变压器中的崩溃的磁场使电流脉冲13在变压器的次级14中流动。该次级电流脉冲被二极管15和电容器16整流成DC输出电压(VOUT)。输出电压(VOUT)存在于输出端子17和18之间。电压检测器20通过包含电阻器21和22的电阻性分压器来检测输出电压。控制器集成电路19通过电压检测器20、光耦合器23、导体24和反馈端子25监测DC输出电压的大小。变压器10还具有第三绕组26。当初级中的电流流动停止时，崩溃的磁场还使电流脉冲在辅助绕组26中流动。该电流被整流器二极管28和电容器29转换成节点27上的DC电压。来自节点27的电源电压通过电源电压端子30为控制器集成电路19供电。在初级电流12流动期间，检测在检测电阻器11两端形成的电压并使用该电压作为对峰值初级电流的指示。控制器集成电路19具有限流电路，用于在初级电流脉冲期间检测电阻器11两端的电压超过预定电压时通过终止流过初级的电流脉冲来限制峰值初级电流。对峰值初级电流的此种限制用于限制转换器1的最大输出功率。方块31表示转换器1上的负载。输出电流IOUT是转换器1供给负载31的电流。
图2(现有技术)是图解说明图1所示电路的操作的图。在其CV模式中，转换器1试图使输出引线17和18之间的输出电压(VOUT)保持在所调节的输出电压(VREG)。在本例子中，所调节的输出电压(VREG)为5.0伏。然而，如果输出引线之间的负载非常大而使得转换器须供应峰值电流高于预设电流限值的初级电流脉冲，则输出电压(VOUT)不会维持在所期望的输出电压(VREG)，并且输出电压(VOUT)会下降。当控制器1以CV模式工作时，则转换器的操作是沿图2中的线90。当控制器1以限流模式工作时，转换器的操作是沿图2中的线91。
图3是简化的波形图，其图解说明控制器集成电路1可用来控制开关8以在CV模式中将输出电压(VOUT)调节到VREG的第一种方式。该技术被称为“脉冲宽度调制”。如果在每单位时间中应传递更少的能量给负载31才能使电压VOUT保持在所调节的VREG值，则集成电路19使供给开关8的控制信号的脉冲变窄。图3的左侧图解说明具有相对宽的脉冲的开关控制信号。在开关的接通时间期间允许初级9中的电流升高至更高的峰值电流值，并且该高的峰值使得当开关断开时的次级电流具有相应高的脉冲。
图3的右侧图解说明具有相对较窄的脉冲的开关控制信号。在开关8的每次接通的时间期间，不允许初级9中的电流升高到与在宽脉冲情形中一样高的峰值电流值。相应地，在次级14中所感应的电流脉冲的大小也变小。控制器集成电路19调节脉冲宽度，以使VOUT保持在所期望的VREG。
图4是简化的波形图，其图解说明控制器集成电路19可用来控制开关8以在CV模式中将电压VOUT调节到VREG的第二种方式。该技术被称为“脉冲频率调制”。如果在每单位时间中应传递更少的能量给负载31才能使电压VOUT保持在所调节的VREG值，则集成电路19减少在每单位时间中供给开关8的脉冲数量。所有脉冲均为相同的宽度，因此在每个开关接通时间期间峰值初级电流的大小相同，并且所感应的次级电流脉冲的大小也相同。然而，改变每单位时间中这些脉冲的数量，以控制每单位时间中供给负载31的能量的量，从而将VOUT调节到所期望的VREG。图4的左侧图解说明具有高的脉冲频率的开关控制信号。图4的右侧图解说明具有低的脉冲频率的开关控制信号。
脉冲宽度调制和脉冲频率调制方案具有不同的优点和缺点。存在图1中所表示的寄生电容。电容器符号32-34表示这些电容中的某些。每当开关8接通或断开时，这些电容均必须被充电或放电。此种充电和放电相当于能量的浪费。期望提供一种用以减少所浪费能量的方法。
实用新型内容
本实用新型所要解决的技术问题是提供一种反激式开关转换器控制器集成电路，可以减少电量的消耗，节约成本。
为了解决以上技术问题，本实用新型提供了如下技术方案：
本实用新型提供了一种反激式开关转换器控制器集成电路，包括：反馈端子，其中指示输出电压的反馈信号存在于所述反馈端子上；开关端子；和脉冲宽度和频率调制(PWFM)电路，其在恒压(CV)模式中接收所述反馈信号，并根据所述反馈信号，在所述开关端子上提供控制信号脉冲流，其中每一脉冲均具有脉冲宽度，并且其中所述流中的脉冲以一脉冲频率出现，其中在所述CV模式的较低输出功率子模式中，所述PWFM电路调制所述脉冲的脉冲宽度、但所述脉冲频率固定在第一频率，其中在所述CV模式的较高输出功率子模式中，所述PWFM电路同时调制所述流的脉冲宽度和脉冲频率两者。
本实用新型还提供了一种反激式开关转换器控制器集成电路，其包括：反馈端子；开关端子；和脉冲宽度和频率调制(PWFM)电路，其适于根据在所述反馈端子上接收的反馈信号，通过所述开关端子拉动电流脉冲，其中在恒压(CV)模式的第二子模式中，所述PWFM电路调制所述电流脉冲的脉冲频率和脉冲宽度两者，并且其中在所述CV模式的第一子模式中，所述PWFM电路调制所述脉冲的脉冲宽度、但使所述脉冲频率保持在第一基本恒定的值。
最后，本实用新型提供了一种反激式开关转换器控制器集成电路，包括：反馈端子，其适于接收反馈信号，所述反馈信号指示反激式开关转换器的输出电压；开关端子，其适于传送控制信号脉冲流；和用于以下的装置：1)在恒压(CV)模式的低输出功率子模式中，对所述控制信号脉冲流进行脉冲宽度调制，以使所述流的脉冲频率固定在第一频率，2)在所述CV模式的中间输出功率子模式中，对所述控制信号脉冲流同时进行脉冲宽度调制和脉冲频率调制，和3)在所述CV模式的高输出功率子模式中，对所述控制信号脉冲流进行脉冲宽度调制，以使所述控制信号脉冲流的脉冲频率固定在第二频率，其中所述第二频率高于所述第一频率，并且其中所述第一频率低于30千赫兹。
一种反激式AC/DC开关转换器具有恒压(CV)模式。该转换器的控制器集成电路产生控制信号并将控制信号提供给开关。该脉冲控制信号使开关接通和断开，从而使初级电流的脉冲流经变压器的初级。当每一脉冲的初级电流停止时，相应的电流脉冲流经变压器的次级。这些次级电流脉冲将能量传递到转换器的输出。通过恰当控制脉冲的脉冲宽度和/或脉冲频率，控制器集成电路使转换器的输出电压VOUT调节到所期望的VREG电压。
在一个新颖方面中，该反激式转换器具有CV模式的“中间输出功率子模式”。在该子模式中，同时使用脉冲宽度调制以及脉冲频率调制来将输出电压VOUT调节到VREG。
除“中间输出功率子模式”外，该反激式转换器还具有CV模式的“低输出功率子模式”。在该子模式中，使用脉冲宽度调制将输出电压调节到VREG，但转换器的开关频率固定在第一频率。为适应在每单位时间中传递到负载的越来越少的能量的量，脉冲的脉冲宽度变窄、但脉冲的频率保持固定不变。在一个例子中，该固定的开关频率是刚好高于人的听觉范围(例如20kHz)的上限的频率。通过防止开关频率降到20kHz以下，可避免原本可能发生的变压器的不希望有的可听到的嗡嗡声。
在某些实施例中，该反激式转换器还具有CV模式的“高输出功率子模式”。在该子模式中，使用脉冲宽度调制将输出电压调节到VREG，但转换器的开关频率固定在第二频率。为适应在每单位时间中传递到负载的越来越大的能量的量，脉冲的脉冲宽度变宽。在一个例子中，第二频率是约为40kHz的频率。通过防止开关频率升到该第二频率(例如40kHz)以上，可避免原本可能发生的不希望有的EMI辐射问题和/或EMI注入问题。
本实用新型采用的反激式开关转换器控制器集成电路，具有恒压(CV)模式，可以减少电量的消耗，节约成本。
在下文详细说明中描述了其它结构。本实用新型内容并不意图限定本实用新型。本实用新型是由权利要求书加以限定。
附图说明
附图图解说明本实用新型的实施例，其中相同的编号指示相同的组件。
图1是现有技术中反激式交流-直流(AC/DC)开关转换器的图。
图2是现有技术图解说明图1所示电路的操作的图。
图3是现有技术中的一个波形图，其图解说明在图1电路中使用脉冲宽度调制(PWM)调节输出电压(VOUT)。
图4是现有技术中的一个波形图，其图解说明在图1电路中使用脉冲频率调制(PFM)调节输出电压(VOUT)。
图5是根据一个新颖方面的反激式交流-直流(AC/DC)开关转换器的第一实施例的图。
图6是简化的波形图，其图解说明图5所示转换器中的信号的波形。
图7是图解说明图5所示转换器的恒压(CV)和峰值电流限流操作的图。
图8是图5所示转换器的控制器集成电路107的更详细的图。
图9是图解说明恒压(CV)模式的三种子模式的图：1)“中间输出功率子模式”，2)“低输出功率子模式”，和3)“高输出功率子模式”。
图10和11是波形图，其图解说明在“中间输出功率子模式”中的操作，其中同时执行脉冲宽度调制和脉冲频率调制。
图12是根据第二新颖方面的反激式交流-直流(AC/DC)开关转换器的第二实施例的图。
图13是简化的波形图，其图解说明图12转换器中的信号的波形。
图14是图解说明图12电路的恒压(CV)和恒流(CC)操作的图。
图15是图12转换器的控制器集成电路107的更详细的图。
具体实施方式
现在将详细参照本实用新型的某些实施例，这些实施例的例子在附图中被示出了。
图5是根据一个新颖方面的反激式交流-直流(AC/DC)恒压(CV)开关转换器100的第一实施例的图。反激式转换器100包括四二极管式全波整流器101和电容器102，四二极管式全波整流器101和电容器102一同形成DC电源，用于将存在于输入端子103和104之间的交流(AC)电压转换成节点105上的近似直流(DC)电压。节点106是相对的DC接地节点。端子103和104之间的交流(AC)电压例如可以为110V交流(AC)电压。
新颖的反激式开关转换器控制器集成电路107(将在下文予以更详细说明)控制开关108，以使开关108经过变压器111的初级绕组110传导电流脉冲109。电流脉冲109从节点105经初级110、开关108流入控制器集成电路107的开关端子112，并经集成电路107流至接地端子113和接地节点106。当这些脉冲的其中一个脉冲的电流109流通时，能量便会在变压器111的磁场中积聚。
图6是简化的波形图。被标记为“开关接通/断开”的上部波形中最左侧的脉冲指示当开关108处于导通状态(即“接通”)时。在被标记为“初级电流”的第二波形中图解说明所得到的初级电流IP的上升的三角波形。然后控制器集成电路107使“开关接通/断开”信号的脉冲变化到低电平，从而使开关108不导通。初级电流109停止流过初级。因此，初级电流波形具有如图所示的三角形状。变压器111中崩溃的电场使相应的电流114流过次级115。次级电流114的脉冲在图6中由被标记为“次级电流”的下降的三角波形表示。图6中的电流形状是理想化的，并且在此处只用于解释目的。
次级电流114的脉冲由二极管116和存储电容器117整流。通过反复地接通和断开开关108，使次级电流脉冲流经二极管116，从而使电容器117上的电压在反激式转换器100的恒压(CV)模式期间使电容器117上的电压保持在所期望的电压VREG。输出电压(VOUT)存在于输出端子118和119之间。方块120表示转换器100上的负载。电流(IOUT)是转换器100供给负载120的电流。控制器集成电路107通过包含电阻器121和122的分压器、电压检测器123、光耦合器124、导体125和反馈端子126监测输出电压(VOUT)。
变压器110还包括第三绕组127。第三绕组127有时被称为辅助绕组。包含二极管128和电容器129的整流器在节点130上产生近似直流(DC)电压，并且该近似直流(DC)电压被提供给控制器集成电路107的电源电压端子(VDD)131。节点130上的电压用于为控制器集成电路107供电。
图7是图解说明当负载120增大时图5的反激式转换器100的操作特性的图。首先，反激式转换器100以恒压模式运行，并将VOUT调节到5.0伏的所期望的VREG值。这是相对低的输出电流(IOUT)状态。当负载增大时，图7所示的运行随着输出电流(IOUT)的增大而沿线204从左向右移动。供给负载的输出电流(IOUT)增大，直到到达点203。在该点上，初级电流脉冲的脉冲宽度以及初级电流的频率是固定的，并且初级电流脉冲中初级电流的最大值也受到限制。相应地，随着负载120继续进一步增大，转换器的输出电压(VOUT)开始降低。随着负载120进一步增大，图7所示的运行沿线202向下移动。该运行被称为“峰值电流限流”运行。当负载大到使得在该高输出功率状态中返回点201处的输出电压(VOUT)很低时，出于安全和电路保护的原因，控制器集成电路107停止运行。开关108的开关操作停止，并且输出电流(IOUT)迅速下降，直到输出电压(VOUT)达到零伏。该运行状态在图7中由参考编号200表示。
沿线202的限流运行在这里不被称为恒流(CC)模式，因为如图所示，输出电流相对于输出电压(VOUT)的变化程度非常大。当在本专利文件中对于恒流(CC)模式和恒压(CV)模式使用术语“恒流”时，该术语意味着当输出电压(VOUT)变化时，输出电流(IOUT)的变化在“恒流“模式中小于约20％。应注意，在图7中，当输出电压(VOUT)从约1.3伏升高到5.0伏的VREG值时，输出电流(IOUT)的变化大于100％。
图8是图5的控制器集成电路107的更详细的图。控制器集成电路107包括反馈端子126、开关端子112、电源电压端子131、接地端子113、脉冲宽度和频率调制(PWFM)电路300、带隙参考电路301和电压调节器电路302。PWFM电路300又包括脉冲宽度调制电路303、振荡器304和误差电路305。
振荡器304产生时钟信号OSC并将该时钟信号通过导体306提供给脉冲宽度调制电路303。本例子中的时钟信号OSC是数字脉冲串。时钟信号OSC的频率FOSC具有20千赫兹的下限，并且其范围可最高达上限40千赫兹。振荡器304包括信号处理电路307和压控振荡器(VCO)308。信号处理电路通过导体309接收误差电压(VE)，并在导体310上输出误差电压(VE)的被钳位形式作为电压信号VFREQ。如果误差电压(VE)大于0.95伏，则信号处理电路307输出0.95伏的VFREQ电压。如果误差电压(VE)低于0.20伏，则信号处理电路307输出0.20伏的VFREQ电压。如果VE是介于0.20伏与0.95伏之间的电压，则信号处理电路307使误差电压(VE)直接通过，以使该误差电压(VE)值被传递到VCO 307的电压控制输入上。VCO 307产生时钟信号(OSC)，使得如果VFREQ为0.95伏，则时钟信号OSC的频率为40千赫兹，而如果VFREQ为0.2伏，则时钟信号OSC的频率为20千赫兹。相应地，对于从0.0伏到0.20伏的范围中的VE值，时钟信号OSC的频率FOSC为20千赫兹。对于从0.95伏到1.00伏的范围中的VE值，时钟信号OSC的频率FOSC为40千赫兹。对于从0.20伏到0.95伏的范围中的误差电压(VE)值，增大误差电压(VE)会使时钟信号OSC的频率FOSC相应地增大。类似地，减小误差电压(VE)会使时钟信号OSC的频率FOSC相应地减小。
脉冲宽度调制电路303包括脉冲宽度调制(PWM)逻辑311。PWM逻辑311通过导体306接收时钟信号OSC，并在时钟信号OSC的上升沿上开始导体312上的信号NCHON的高脉冲。信号NCHON的高脉冲为高的时间量取决于在导体313上接收的数字信号COMP OUT变换到高状态的时间。
开关信号的电流大部分流经NFET 316，但该电流的一较小比例流经NFET317。该较小比例的电流流过检测电阻器318，并被转换成电压。电流检测放大器319将该检测电压转换成信号VSENSE，以供给比较器314的非反相输入引线315。相应地，在开关108的接通时间期间，VSENSE信号随初级电流的增大而一起增大。当此增大的VSENSE电压超过比较器314的非反相输入引线320上的电压时，比较器314的输出信号从低变换到高。此上升沿使PWM逻辑311终止信号SW的脉冲。
相应地，使信号SW在时钟信号OSC的上升沿上变换到高状态，并使其在当VSENSE超过电压VE时的此后某个时刻变换到低状态。信号SW的高脉冲的持续时间可通过增大VE而延长，因为如果VE增大，则上升的电压VSENSE达到VE将花费更长的时间。类似地，信号SW的高脉冲的持续时间可通过减小VE而缩短，因为如果VE减小，则上升的电压VSENSE达到VE将不会花费这样长的时间。PWM逻辑311所输出的信号NCHON直通过门极驱动器321而到达N沟道场效应晶体管317和316的门极。
误差电路305从反馈端子126接收反馈信号，并产生误差电压VE。如果跨导放大器322的非反相输入引线上的电压大于其非反相输入引线上的1.0伏的参考电压，则跨导放大器322提供电流给电容器323，并且使集成电容器323上的电压升高。反之，如果跨导放大器322的非反相输入引线上的电压小于其非反相输入引线上的1.0伏的参考电压，则跨导放大器322从集成电容器323吸收电流，并且使集成电容器323上的电压降低。电阻器121、122(参见图5)的值、电压检测器123和光耦合器124被选择成使得当端子118与119之间的VOUT为其所期望的VREG值5.0伏时，则端子FB 126上的电压处于1.0伏。钳位电路324对节点325上的电压VE进行钳位，使得VE不能超过1.0伏。由于电容器323的连接，VE不会降低到地电位以下。
当在图7图中的点203以CV模式运行时，每一脉冲的峰值初级电流处于其最大的限流值。初级电流脉冲的脉冲宽度是固定的，初级电流脉冲的脉冲频率也是固定的。因此，转换器的总输出功率是固定的。输出功率是VOUT与IOUT的乘积。因此，如果负载进一步增大并且使IOUT增大，则输出电压(VOUT)必须降低。在限流状态期间VOUT的此种降低在图7中由线202指示。
图9是图解说明图8的控制器集成电路107的恒压模式运行图。控制器集成电路107具有恒压模式的三种子模式：1)“中间输出功率子模式”，其中对开关信号SW同时进行脉冲宽度调制和脉冲频率调制，2)“低输出功率子模式”，其中对开关信号SW进行脉冲宽度调制，但脉冲频率固定在第一频率(在本例子中为20千赫兹)，和3)“高输出功率子模式”，其中对开关信号SW进行脉冲宽度调制，但脉冲频率固定在第二频率(在本例子中为40千赫兹)。
如果转换器100正以低输出功率子模式运行，并且如果仍要在每单位时间中供给负载120更少的能量才能在电压调节中保持VOUT，则减小每一初级电流脉冲的脉冲宽度，但每单位时间的初级电流脉冲数量保持恒定在每秒2万个。在此种情形中，VE低于0.20伏(介于地电位与0.20伏之间)。信号处理电路307将VFREQ钳位到0.20伏并由此将振荡信号的频率固定在20kHz。然而，VE的值施加到比较器314并能减小信号SW的脉冲宽度。
如果转换器100正以高输出功率子模式运行，并且如果仍要在每单位时间中供给负载更多的能量才能在电压调节中保持VOUT，则增大每一初级电流脉冲的脉冲宽度，但每单位时间的初级电流脉冲数量保持恒定在每秒4万个。在此种情形中，VE高于0.95伏(介于0.95伏与1.0伏之间)。信号处理电路307将VFREQ钳位到0.95伏并由此将振荡信号的频率固定在40kHz。然而，VE的值施加到比较器314并能增大信号SW的脉冲宽度。
如果转换器100正以中间输出功率子模式运行，并且如果要在每单位时间中供给负载不同量的能量才能在电压调节中保持VOUT，则改变每一初级电流脉冲的脉冲宽度，并且还改变每单位时间的初级电流脉冲数量。在此种情形中，VE介于0.20伏与0.95伏之间。信号处理电路307不执行钳位，因此VE的变化通过信号处理电路307并作为信号VFREQ供给VCO 308。因此，在中间输出功率子模式中，同时使用脉冲宽度调制和脉冲频率调制在恒压模式中控制开关108。
图10和11图解说明在“中间输出功率子模式”中的运行如何涉及脉冲宽度调制和脉冲频率调制两者。图10图解说明如果VE相对较高，则NCHON的脉冲相对较长，并且各连续脉冲之间的持续时间相对较短，因此在每单位时间中向负载递送更多的能量。图11图解说明如果VE相对较低，则NCHON的脉冲相对较短，并且各连续脉冲之间的持续时间相对较长，因此在每单位时间中向负载递送更少的能量。
在一个新颖方面中，控制器集成电路107提高能量效率。已认识到，在电容(例如图1所示现有技术转换器中的电容32-34)的充电和放电过程中，会损失能量。在图5所示的新颖电路中，通过减少进行开关操作的量来减少所浪费的此种能量的量。并非只是使用脉冲宽度调制来减少在恒压模式期间提供给输出的能量的量，而是也减少每单位时间中的脉冲数量以减少每单位时间中寄生电容必须充电和放电的次数。在一个新颖方面中，认识到，如果信号SW的开关频率降至足够低从而处于人类的听觉频率范围内，则变压器可产生可能听到的嗡嗡声。因此，提供低输出功率子模式，以使信号SW的最低开关频率足够高，从而使用户将不再能够听到变压器的嗡嗡声。在图5的例子中，最低开关频率被设定为20kHz。
在另一新颖方面中，认识到，如果以高的频率来开关转换器，则可产生不希望有的电磁干扰(EMI)辐射。量大到令人不悦的电磁能量可能开始从转换器辐射出。电磁能量也可通过电源线注入返回到插有该转换器的电源线的墙上插座中。电磁能量也可传递到接收输出电压(VOUT)的设备内。因此，提供高输出功率子模式，以使最高开关频率足够低，从而使该不希望有的EMI能量的量被保持在可接受的水平内。在图5的例子中，最高开关频率被设定为40kHz。
图12是根据一个新颖方面的反激式交流-直流(AC/DC)恒压(CV)开关转换器400的第二实施例的图。图12的反激式转换器400包括许多与图5的反激式转换器100相同的组件，并且在本例子中较佳仅具有四个端子。图12和图5中相同的参考编号标识相同或对应的组件。然而，图12的反激式转换器400不同于图5的反激式转换器100之处在于，其不使用光耦合器，而是利用分压器感测第三绕组127上的电压。该分压器包括电阻器401和402。所划分的电压在反馈端子126处被检测到。因此，控制器集成电路107被称为“初级侧控制器”。图12的转换器400不同于图5的转换器100之处还在于，其具有恒流(CC)模式，而非简单的峰值电流限流模式。
图13是简化的波形图，其图解说明初级电流脉冲109如何形成对应的次级电流脉冲114。该操作与上文结合图6所述的图5的操作相同。
图14是图解说明当负载120增大时图12的转换器400的运行特性的图。首先，转换器400以其恒压(CV)模式运行，并将端子118和119之间的VOUT调节到所期望的VREG值5.0伏。当负载120增大时，CV模式的运行历经这三种子模式：从“低输出功率子模式”到“中间输出功率子模式”再到“高输出功率子模式”。当负载增大时，图7所示的运行沿线500从左向右移动。供给负载的电流IOUT增大，直到达到点501。此时，脉冲的脉冲宽度是固定的，并且初级电流脉冲中的峰值初级电流也是固定的。当负载120继续进一步增大时，输出电流IOUT被调节到所期望的IREG值。假如开关频率固定，并且假如脉冲宽度固定，并且假如在电流脉冲期间的峰值初级电流不变化，则当负载增大时，输出电流IOUT将如图7所示变化。然而，在图12的第二实施例的情形中，当负载120增大时，开关频率降低，以使对输出电流IOUT的恒定调节保持在IREG。如图14所示的运行沿线502向下移动。在CC模式中，IOUT改变小于20％。当由于在返回点503处的负载高而使VOUT足够低时，出于安全和电路保护的原因，控制器集成电路107停止运行。开关108的开关操作因而停止，并且IOUT和VOUT迅速下降到零。该低VOUT运行在图14中由参考编号504表示。
图15是图12的第二实施例的控制器集成电路107的更详细图。关于此控制器集成电路107的运行的更详细说明，参见：由Huynh等人在2007年4月23日提交的美国专利申请第11/789,160号(其整个主题全部以引用方式并入本文中)。图12的新颖控制器集成电路不同于专利申请第11/789,160号中所述控制器集成电路之处在于，图15的电路包括信号处理电路600及其与误差放大器600和频率调制方块601的连接。信号处理电路600从节点615接收VE，并将VE的被钳位形式输出到FMOD方块601，其方式与图8的信号处理电路307从节点325(导体309)接收VE并将VE的被钳位形式输出到VCO 308的方式相同。
图15中的电路600、602、603和电容器604和605以及电阻器606对应于图8的误差电路305。图15的误差比较器607对应于图8中的比较器314。图15的PWM逻辑方块608对应于图8的PWM逻辑方块311。图15的门极驱动器609对应于图8的门极驱动器321。图15的晶体管610和611分别对应于图8的晶体管316和317。图15的电流检测晶体管612和电流检测放大器613分别对应于图8的电流检测电阻器318和放大器319。图15的信号处理电路600对应于图8的信号处理电路307。图15的方块601和614对应于图8的VCO方块308。
在恒流(CC)模式中，当在FB端子126上检测的电压变化时，FMOD方块601使振荡器614改变开关频率。例如，当VOUT如图14中沿线502所示减小时，降低开关频率，以使IOUT保持基本恒定。
图15的VE节点615对应于图8的VE节点325。图15的导体616对应于图8的导体306。图15的导体617对应于图8的导体326。图15的软线(cord)修正电路618-620(软线电阻补偿电路)和自适应性限流器621用以在CC模式期间调节IOUT，以使IOUT特性不像图7所示延伸出电流限值以外，而是使输出电流(IOUT)特性如图14所示在恒流模式中基本垂直。
在CC模式中，在开关循环期间的峰值初级电流要保持恒定和固定不变。这有时很难实现。如果采用通常的恒流模式电路，则在电路组件中的传播延迟的变化、AC线电压的变化、温度变化和组件变动可导致初级电流峰值电流发生改变。自适应性限流器621则考虑到了这些原本会影响峰值初级电流的状态，从而在CC模式中保持基本固定的峰值初级电流。关于软线修正电路618-620和自适应性限流器621以及类似电路的运行的其他细节，参见：1)由Huynh等人在2007年4月23日提交的美国专利申请第11/789,160号；和2)由Kunst等人在2008年3月24日提交的美国专利申请第12/079,039号(上面所列两个专利申请的整个主题全部以引用方式并入本文中)。
尽管上文结合某些实例性实施例来说明本实用新型，然而本实用新型并不仅限于这些实例性实施例。相应地，可在不脱离权利要求所述本实用新型范围的条件下对所述实施例的各种特征实施各种修改、改动和组合。

Claims (18)

1.一种反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，包括：
反馈端子，其中指示输出电压的反馈信号存在于所述反馈端子上；
开关端子；和
脉冲宽度和频率调制电路，其在恒压模式中接收所述反馈信号，并根据所述反馈信号，在所述开关端子上提供控制信号脉冲流，其中每一脉冲均具有脉冲宽度，并且其中所述流中的脉冲以一脉冲频率出现，其中在所述恒压模式的较低输出功率子模式中，所述脉冲宽度和频率调制电路调制所述脉冲的脉冲宽度，但所述脉冲频率固定在第一频率，其中在所述恒压模式的较高输出功率子模式中，所述脉冲宽度和频率调制电路同时调制所述流的脉冲宽度和脉冲频率两者。
2.如权利要求1所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述控制信号脉冲是通过所述开关端子传导的电流脉冲。
3.如权利要求2所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述控制信号脉冲是存在于所述开关端子上的电压脉冲。
4.如权利要求1所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述脉冲宽度和频率调制电路包括：
误差电路，接收所述反馈信号并产生误差信号；
振荡器，接收所述误差信号并输出周期性信号，其中在所述较高输出功率子模式中，如果所述误差信号的大小增大，则增大所述周期性信号的频率，其中在所述较低输出功率子模式中，所述周期性信号的频率固定在所述第一频率；和
脉冲宽度调制电路，接收所述误差信号和所述周期性信号，并据此产生所述控制信号脉冲流。
5.如权利要求1所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，还存在所述恒压模式的最高输出功率子模式，其中在所述最高输出功率子模式中，所述脉冲宽度和频率调制电路调制所述脉冲的脉冲宽度、但所述脉冲频率固定在第二频率，其中所述第二频率高于所述第一频率。
6.如权利要求5所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述第一频率低于30千赫兹，并且其中所述第二频率高于30千赫兹。
7.一种反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，其包括：
反馈端子；
开关端子；和
脉冲宽度和频率调制电路，其适于根据在所述反馈端子上接收的反馈信号，通过所述开关端子拉动电流脉冲，其中在恒压模式的第二子模式中，所述脉冲宽度和频率调制电路调制所述电流脉冲的脉冲频率和脉冲宽度两者，并且其中在所述恒压模式的第一子模式中，所述脉冲宽度和频率调制电路调制所述脉冲的脉冲宽度，但使所述脉冲频率保持在第一基本恒定的值。
8.如权利要求7所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述脉冲宽度和频率调制电路包括：
振荡器，其输出具有频率的周期性信号，其中所述周期性信号的频率在所述第二子模式中得到调制，并且其中所述周期性信号的频率在所述第一子模式中固定在所述第一基本恒定的值；和
脉冲宽度调制电路，其从所述振荡器接收所述周期性信号，并被耦合以通过所述开关端子拉动所述电流脉冲。
9.如权利要求7所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述脉冲宽度和频率调制电路还具有所述恒压模式的第三子模式，其中在所述第三子模式中，所述脉冲宽度和频率调制电路调制所述脉冲的脉冲宽度、但使所述脉冲频率保持在第二基本恒定的值，其中在所述第二子模式中，所述脉冲频率的范围从所述第一基本恒定的值到所述第二基本恒定的值。
10.如权利要求8所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述脉冲宽度和频率调制进一步包括：
误差电路，其根据在所述反馈端子上接收的信号和参考电压来产生误差电压，其中所述误差电压被提供给所述振荡器，并且其中所述误差电压被提供给所述脉冲宽度调制电路。
11.如权利要求10所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述误差电路包括：差分放大器，其接收所述反馈信号和所述参考电压；取样器，其对所述差分放大器所输出的信号进行取样；和误差放大器，其接收所述取样器所输出的信号并产生所述误差电压。
12.如权利要求7所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述第一基本恒定的值是小于30千赫兹的值。
13.如权利要求7所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述反激式开关转换器控制器集成电路是反激式恒压/恒流交流一直流反激式开关转换器的一部分。
14.一种反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，包括：
反馈端子，其适于接收反馈信号，所述反馈信号指示反激式开关转换器的输出电压；
开关端子，其适于传送控制信号脉冲流；和
用于以下的装置：1)在恒压模式的低输出功率子模式中，对所述控制信号脉冲流进行脉冲宽度调制，以使所述流的脉冲频率固定在第一频率，2)在所述恒压模式的中间输出功率子模式中，对所述控制信号脉冲流同时进行脉冲宽度调制和脉冲频率调制，和3)在所述恒压模式的高输出功率子模式中，对所述控制信号脉冲流进行脉冲宽度调制，以使所述控制信号脉冲流的脉冲频率固定在第二频率，其中所述第二频率高于所述第一频率，并且其中所述第一频率低于30千赫兹。
15.如权利要求14所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述装置至少部分地根据所述反馈信号，确定所述反激式开关转换器是将以所述低输出功率子模式、所述中间输出功率子模式、还是所述高输出功率子模式运行。
16.如权利要求14所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，从光耦合器接收所述反馈信号。
17.如权利要求14所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，从变压器的辅助绕组接收所述反馈信号。
18.如权利要求14所述的反激式开关转换器控制器集成电路，其特征在于，所述装置还用于：4)在恒流模式中，对所述控制信号脉冲流进行脉冲频率调制。
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