JP2001119951A

JP2001119951A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2001119951A
Application number: JP29212899A
Authority: JP
Inventors: Akira Matsumoto; 晃松本
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1999-10-14
Filing date: 1999-10-14
Publication date: 2001-04-27

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング制御の確実化を図る。【解決手段】主として脈流ＶP の高電圧期間に脈流Ｖ
P をトランス２の一次巻線２ａを介してスイッチングし
て二次巻線２ｂに電圧を誘起させるコンバータ回路４
と、平滑した直流を主として脈流ＶP の低電圧期間にト
ランス３の一次巻線３ａを介してスイッチングして二次
巻線３ｂに電圧を誘起させるコンバータ回路５と、コン
バータ回路４，５を制御するスイッチング制御回路３１
と、スイッチング制御回路３１に供給する補助電源ＶS
を生成する補助電源回路３２とを備え、トランス２，３
における各二次巻線２ｂ，３ｂの誘起電圧を整流して合
成することにより出力電圧ＶO を生成するスイッチング
電源装置１であって、トランス２，３は、補助巻線２
ｃ，３ｃを有し、補助電源回路３２は、補助巻線２ｃ，
３ｃに誘起した誘起電圧を整流して合成することにより
補助電源ＶS を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流から直流に電
力変換するスイッチング電源装置に関し、詳しくは、高
力率で電力変換可能なスイッチング電源装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】一般的に、コンデンサインプット形のス
イッチング電源装置では、入力電流がパルス状に流れ込
むことによって入力電流高調波が発生する。したがっ
て、スイッチング電源装置の電力が大きい場合や複数を
同時に使用する場合は、この有害な高調波成分が商用電
力系に及ぼす影響が無視できず、高調波誘導障害の発生
や電圧波形歪みによる電力機器の加熱等種々の支障をき
たす。このため、近年、入力電流高調波の低減が要請さ
れており、入力電流高調波を低減可能な力率改善型の各
種スイッチング電源装置が提案されている。この種のス
イッチング電源装置としては、いわゆる２コンバータ方
式や１コンバータ方式などが数多く提案されているが、
２コンバータ方式には、各段の効率が高くても総合的な
変換効率が低いという問題があり、１コンバータ方式に
は、出力リップルが大きいという問題がある。このた
め、出願人は、入力電流高調波を低減しつつ、これらの
問題を解決すべく、図６に示す電源装置８１を既に開発
している。

【０００３】この電源装置８１は、力率改善用の昇降圧
コンバータ回路８４と、コンデンサインプット形の昇降
圧コンバータ回路８５とを備え、両昇降圧コンバータ回
路８４，８５で１つのスイッチング素子を共通使用する
フライバック形の構成が採用されている。具体的には、
電源装置８１は、スイッチング用のトランス８２，８３
を備え、両トランス８２，８３における一次巻線８２
ａ，８３ａ側の一次回路に、昇降圧コンバータ回路８４
の一部を構成する回路として、交流電源ＰＳの交流電圧
ＶACを整流して脈流ＶP を生成するダイオード１２，１
３が配設されている。また、一次回路には、昇降圧コン
バータ回路８５の一部を構成する回路として、交流電圧
ＶACを整流して脈流ＶP を生成するダイオードスタック
２０と、電流制限用の抵抗２２と、脈流ＶP を直流電圧
ＶDCに平滑するコンデンサ２３と、例えばＦＥＴで構成
されたスイッチ２５と、スイッチング時にスイッチ２５
を流れるスイッチング電流を検出する抵抗２６とが配設
されている。

【０００４】また、一次回路には、スイッチ２５のスイ
ッチングをいわゆるカレントモードＰＷＭ制御方式で制
御するスイッチング制御回路３１と、スイッチング制御
回路３１用の補助電源ＶSAを生成する補助電源回路３２
ａと、補助電源ＶSAの電圧を監視することにより出力電
圧ＶO の過電圧を検出する過電圧検出回路３３と、スイ
ッチング電流の過電流を検出するコンパレータ３４と、
カレントモードＰＷＭ制御用の制御信号ＳS を生成する
コンパレータ３５と、例えばホトダイオードおよびホト
トランジスタからなる絶縁回路３６と、コンパレータ３
４のマイナス入力部および基準電圧ＶREF2間に接続され
る抵抗３９と、絶縁回路３６内におけるホトトランジス
タのコレクタおよび基準電圧ＶREF1間に接続される抵抗
４０とが配設されている。この場合、補助電源回路３２
ａは、トランス８３の補助巻線８３ｃと、補助巻線８３
ｃの誘起電圧を整流するダイオード４２と、整流された
脈流を平滑して補助電源ＶSAを生成するコンデンサ４３
とで構成されている。

【０００５】一方、トランス８２，８３の各二次巻線８
２ｂ，８３ｂ側の二次回路には、整流用のダイオード５
１，５２と、平滑用のコンデンサ５３と、出力電圧ＶO
の電圧を分圧する抵抗５４，５５と、分圧された電圧に
基づいて出力電圧ＶO の電圧値を検出して一次回路にフ
ィードバックする出力電圧検出回路５６とが配設されて
いる。

【０００６】この電源装置８１では、ダイオード１２，
１３が交流電圧ＶACを整流することにより図７（ａ）に
示す脈流ＶP を生成し、ダイオードスタック２０および
コンデンサ２３が交流電圧ＶACを整流平滑することによ
り直流電圧ＶDCを生成する。この場合、脈流ＶP の高電
圧期間（山の期間）においては、主として昇降圧コンバ
ータ回路８４が出力電圧ＶO を生成する。この場合、脈
流ＶP の最高電圧ＶMAX （同図（ａ）参照）のときに、
トランス８２の一次巻線８２ａを流れる電流Ｉ11の電流
値と、トランス８３の一次巻線８３ａを流れる電流Ｉ12
の電流値との比が例えば９：１となるように予め規定す
る。また、両トランス８２，８３については、例えば、
トランス８２の一次巻線８２ａのインダクタンスおよび
巻数をそれぞれ値Ｌ82a および値Ｎ82a とし、トランス
８２の二次巻線８２ｂのインダクタンスおよび巻数をそ
れぞれ値Ｌ82b およびＮ82b とし、トランス８３の一次
巻線８３ａのインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ
83a および値Ｎ83a とし、トランス８３の二次巻線８３
ｂのインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ83bおよ
びＮ83b とした場合、下記の式および式が成立する
仕様で製作する。Ｌ82a ：Ｌ83a ＝１：９・・・・・・・式Ｎ82a ：Ｎ82b ＝Ｎ83a ：Ｎ83b ・・・式

【０００７】このような仕様の下で、例えば、交流電圧
ＶACの正サイクル期間における脈流ＶP が最高電圧ＶMA
X のときにスイッチ２５がオン状態に制御されると、電
流Ｉ11が、ダイオード１２、トランス８２の一次巻線８
２ａ、スイッチ２５、抵抗２６、およびダイオードスタ
ック２０内のダイオードからなる電流経路を流れる。こ
れにより、トランス８２にエネルギーが蓄積される。次
いで、スイッチ２５のオフ状態制御時に、ダイオード５
１およびコンデンサ５３が、二次巻線８２ｂの誘起電圧
を整流平滑することにより出力電圧ＶO を生成する。

【０００８】一方、脈流ＶP の電圧が徐々に低下する
と、昇降圧コンバータ回路８４が出力電圧ＶO を生成す
るための入力電圧が低下する。したがって、昇降圧コン
バータ回路８５が、出力電圧ＶO の生成に徐々に寄与す
ることになる。やがて、脈流ＶP の低電圧期間（谷の期
間）において、脈流ＶP の電圧が昇降圧コンバータ回路
８４による出力電圧ＶO の生成が可能なスレショルド電
圧ＶTH（図７（ａ）参照）よりも低下すると、昇降圧コ
ンバータ回路８４による出力電圧ＶO の生成がほぼ不可
能となる。このため、この期間においては、主として昇
降圧コンバータ回路８５が出力電圧ＶO を生成する。

【０００９】この脈流ＶP の低電圧期間においては、ス
イッチ２５のオン状態制御時に、コンデンサ２３の充電
電圧に基づく電流Ｉ12が、コンデンサ２３の正極端子、
トランス８３の一次巻線８３ａ、スイッチ２５、抵抗２
６、およびコンデンサ２３の負極端子からなる電流経路
を流れる。これにより、トランス８３にエネルギーが蓄
積される。次いで、スイッチ２５のオフ状態制御時に、
ダイオード５２およびコンデンサ５３が、二次巻線８３
ｂの誘起電圧を整流平滑することにより出力電圧ＶO を
生成する。

【００１０】また、この期間では、スイッチ２５のスイ
ッチングがオフ状態に制御されたときに、トランス８３
の補助巻線８３ｃに電圧が誘起する。この際には、ダイ
オード４２がこの誘起電圧を整流し、かつコンデンサ４
３が平滑することにより、補助電源ＶSAが生成される。
この場合、補助電源ＶSAは、スイッチング制御回路３１
に駆動用電源として供給されると共に過電圧検出回路３
３にも出力される。

【００１１】一方、出力電圧ＶO は、交流電圧ＶACの１
サイクルに亘ってスイッチ２５がスイッチング制御回路
３１によってＰＷＭ制御されることにより、所定電圧に
安定化される。具体的には、まず、抵抗２６が、スイッ
チング電流の電流値に比例する電圧ＶSW1 を検出してコ
ンパレータ３５のプラス入力部に出力する。同時に、出
力電圧検出回路５６が、抵抗５４，５５によって分圧さ
れた電圧に応じて絶縁回路３６内のホトダイオードを駆
動する。これにより、絶縁回路３６内のホトトランジス
タが作動することにより、基準電圧ＶREF1に一端が接続
された抵抗４０の他端の電圧が降下する。この際に、そ
の他端の電圧は、出力電圧ＶO の電圧値の上昇に応じて
電圧が低下するフィードバック電圧ＶFDとしてコンパレ
ータ３５のマイナス入力部に供給される。この場合、コ
ンパレータ３５は、電圧ＶSW1 とフィードバック電圧Ｖ
FDとを比較し、電圧ＶSW1 の電圧値がフィードバック電
圧ＶFDの電圧値に達したときに、制御信号ＳS をスイッ
チング制御回路３１に出力する。次いで、スイッチング
制御回路３１が、コンパレータ３５から制御信号ＳS が
出力されたときに、スイッチ２５に対するスイッチング
制御信号ＳSWをローレベルにすることによりスイッチ２
５をスイッチングオフ状態に制御する。このように、カ
レントモードＰＷＭ制御方式に従ってフィードバック制
御が行われることにより、出力電圧ＶO が所定の電圧Ｖ
R に安定化される。

【００１２】また、出力電圧ＶO の過電圧に対する過電
圧保護も同時に行われる。具体的には、補助電源ＶSAの
電圧値は、昇降圧コンバータ回路８５の作動時に生成さ
れる出力電圧ＶO にほぼ比例する。このため、過電圧検
出回路３３は、補助電源ＶSAの電圧が過電圧判定用の基
準電圧ＶOV（図７（ｆ）参照）を超えたときに、出力電
圧ＶO の過電圧状態を意味する過電圧制御信号ＳOVをス
イッチング制御回路３１に出力する。この際には、スイ
ッチング制御回路３１が、スイッチング制御信号ＳSWの
スイッチ２５への出力を停止する。これにより、出力電
圧ＶO の過度の上昇が防止される。

【００１３】また、スイッチ２５に対する過電流保護も
行われる。具体的には、コンパレータ３４が、基準電圧
ＶREF2と電圧ＶSW1 とを比較し、電圧ＶSW1 が基準電圧
ＶREF2よりも高い電圧に達したときに、制御信号ＳOCを
スイッチング制御回路３１に出力する。この際には、ス
イッチング制御回路３１が、スイッチング制御信号ＳSW
のスイッチ２５への出力を停止する。これにより、過大
なスイッチング電流の導通が阻止されてスイッチ２５が
保護される。

【００１４】以上の動作により、脈流ＶP の電圧がスレ
ショルド電圧ＶTHを超える期間においては、主として、
図７（ｂ）に示す電流Ｉ11がスイッチ２５を流れること
によって出力電圧ＶO が生成され、脈流ＶP の電圧がス
レショルド電圧ＶTHよりも低下する期間においては、主
として、同図（ｃ）に示す電流Ｉ12がスイッチ２５を流
れることによって出力電圧ＶO が生成される。

【００１５】これらの過程において、図７（ｄ）に示す
ように、脈流ＶP の電圧が最高電圧ＶMAX またはその近
傍に達したときに、入力電流Ｉ12INがパルス状に流れ込
んでコンデンサ２３を充電する。このため、電源装置８
１に流れ込む入力電流ＩINは、同図（ｂ）に示す電流Ｉ
11と、同図（ｄ）に示す入力電流Ｉ12INとの合成となる
ため、同図（ｅ）に示す電流波形となる。したがって、
電流ＩINが交流電圧ＶACのほぼ１サイクル全域に亘って
流れ込む結果、入力力率が０．８５〜０．９程度の良好
な力率改善効果を得ることができ、しかも１コンバータ
方式のため、極めて高効率で出力電圧ＶO を生成するこ
とができる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、出願人が既
に開発している電源装置８１には、以下の改善点があ
る。すなわち、電源装置８１では、スイッチング制御回
路３１に供給される補助電源ＶSAが、昇降圧コンバータ
回路８５の作動時に生成されている。したがって、補助
電源ＶSAの電圧は、図７（ｆ）に示すように、脈流ＶP
の低電圧期間において上昇し、脈流ＶP の高電圧期間に
おいて低下する。このため、脈流ＶP の高電圧期間にお
いて、補助電源ＶSAの電圧がスイッチング制御回路３１
の動作可能電圧よりも低下するおそれがあり、特に、無
負荷または負荷が軽いときには、スイッチ２５のオン時
間が短くなるため、その蓋然性が高くなる。かかる場合
には、スイッチ２５に対するスイッチング制御回路３１
のスイッチング制御が停止してしまうことになる。この
ため、スイッチング制御の確実化を図ることが好まし
い。

【００１７】また、電源装置８１では、過電圧検出回路
３３が、補助電源ＶSAに基づいて過電圧制御信号ＳOVを
生成している。この場合、補助電源ＶSAは、図７（ｆ）
に示すように、脈流ＶP の高電圧期間では脈流ＶP の低
電圧期間と比較して低い電圧になっている。したがっ
て、主として昇降圧コンバータ回路８４によって出力電
圧ＶO が生成される脈流ＶP の高電圧期間において、同
図（ｆ）の破線に示すように、補助電源ＶSAの電圧が過
電圧判定用の基準電圧ＶOVを超えるまで上昇するには、
ある程度の時間を要し、特に、無負荷または負荷が軽い
ときには、その傾向が顕著となる。このため、出力電圧
ＶO が過電圧状態に至ったときに、スイッチング制御回
路３１に対してスイッチ２５の動作を瞬時に停止させる
のが困難となる。この結果、電源装置８１には、出力電
圧ＶO の過電圧に対する保護の確実化を図るべきとの改
善点が存在する。

【００１８】本発明は、かかる改善点に鑑みてなされた
ものであり、スイッチング制御の確実化を図ることが可
能なスイッチング電源装置を提供することを主目的と
し、出力電圧の過電圧に対する保護の確実化を図り得る
スイッチング電源装置を提供することを他の目的とす
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、主として脈流の
高電圧期間に脈流を第１のトランスの一次巻線を介して
スイッチングすることにより第１のトランスの二次巻線
に電圧を誘起させる第１のコンバータ回路と、平滑した
直流を主として脈流の低電圧期間に第２のトランスの一
次巻線を介してスイッチングすることにより第２のトラ
ンスの二次巻線に電圧を誘起させる第２のコンバータ回
路と、両コンバータ回路のスイッチングを制御するスイ
ッチング制御回路と、スイッチング制御回路に供給する
補助電源を生成する補助電源回路とを備え、両トランス
における各二次巻線の誘起電圧を整流して合成すること
により出力電圧を生成するスイッチング電源装置であっ
て、各トランスは、補助巻線をそれぞれ有し、補助電源
回路は、両補助巻線にそれぞれ誘起した誘起電圧を整流
して合成することにより補助電源を生成することを特徴
とする。

【００２０】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
主として脈流の高電圧期間に脈流をトランスの第１の一
次巻線を介してスイッチングすることによりトランスの
二次巻線に電圧を誘起させる第１のコンバータ回路と、
平滑した直流を主として脈流の低電圧期間にトランスの
第２の一次巻線を介してスイッチングすることにより二
次巻線に電圧を誘起させる第２のコンバータ回路と、両
コンバータ回路のスイッチングを制御するスイッチング
制御回路と、スイッチング制御回路に供給する補助電源
を生成する補助電源回路とを備え、二次巻線の誘起電圧
を整流することにより出力電圧を生成するスイッチング
電源装置であって、トランスは、補助巻線を有し、補助
電源回路は、補助巻線に誘起した誘起電圧を整流するこ
とにより補助電源を生成することを特徴とする。

【００２１】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、補助電源の電圧値に基づいて出力電圧の過電圧状態
を検出する過電圧検出回路を備え、スイッチング制御回
路は、過電圧検出回路によって過電圧状態が検出された
ときに両コンバータ回路に対するスイッチングの動作を
停止すること特徴とする。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。なお、出願人が既に開発している電源装
置８１と同一の構成要素については同一の符号を付して
重複した説明を省略する。

【００２３】まず、図１に示す電源装置１の構成につい
て説明する。

【００２４】この電源装置１は、本発明における第１の
コンバータ回路に相当する力率改善用の昇降圧コンバー
タ回路４と、本発明における第２のコンバータ回路に相
当するコンデンサインプット形の昇降圧コンバータ回路
５とを備え、両昇降圧コンバータ回路４，５で１つのス
イッチング素子を共通使用するフライバック形の構成が
採用されている。具体的には、電源装置１は、本発明に
おける第１および第２のトランスにそれぞれ相当するス
イッチング用のトランス２，３を備え、両トランス２，
３における一次巻線２ａ，３ａ側の一次回路に、昇降圧
コンバータ回路４の一部を構成するダイオード１２，１
３が配設されると共に、昇降圧コンバータ回路５の一部
をそれぞれ構成するダイオードスタック２０、平滑用の
チョークコイル２１、コンデンサ２３への突入電流を電
流制限する抵抗２２、平滑用のコンデンサ２３、例えば
ＦＥＴで構成されたスイッチ２５、およびスイッチング
電流検出用の抵抗２６が配設されている。

【００２５】また、一次回路には、スイッチ２５のスイ
ッチングをカレントモードＰＷＭ制御方式で制御するス
イッチング制御回路３１と、スイッチング制御回路３１
用の補助電源ＶS を生成する補助電源回路３２と、過電
圧検出回路３３と、スイッチング電流の過電流を検出す
るコンパレータ３４と、カレントモードＰＷＭ制御用の
制御信号ＳS を生成するコンパレータ３５と、絶縁回路
３６と、抵抗３７〜４０とが配設されている。この場
合、補助電源回路３２は、トランス２の補助巻線２ｃ
と、トランス３の補助巻線３ｃと、補助巻線２ｃ，３ｃ
の誘起電圧をそれぞれ整流するダイオード４１，４２
と、整流された脈流を合成した電圧を平滑して補助電源
ＶS を生成するコンデンサ４３とで構成されている。

【００２６】一方、トランス２，３における各二次巻線
２ｂ，３ｂ側の二次回路には、整流用のダイオード５
１，５２と、平滑用のコンデンサ５３と、分圧用の抵抗
５４，５５と、出力電圧ＶO の電圧値を検出して一次回
路にフィードバックする出力電圧検出回路５６とが配設
されている。

【００２７】この電源装置１では、ダイオード１２，１
３が交流電圧ＶACを整流することにより図２（ａ）に示
す脈流ＶP を生成し、ダイオードスタック２０およびコ
ンデンサ２３が交流電圧ＶACを整流平滑することにより
直流電圧ＶDCを生成する。この場合、脈流ＶP の高電圧
期間においては、主として昇降圧コンバータ回路４が出
力電圧ＶO を生成する。この場合、脈流ＶP の最高電圧
ＶMAX （同図（ａ）参照）のときに、トランス２の一次
巻線２ａを流れる電流Ｉ11の電流値と、トランス３の一
次巻線３ａを流れる電流Ｉ12の電流値との比が例えば
９：１となるように予め規定する。また、両トランス
２，３については、例えば、トランス２の一次巻線２ａ
のインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ2aおよび値
Ｎ2aとし、トランス２の二次巻線２ｂのインダクタンス
および巻数をそれぞれ値Ｌ2bおよびＮ2bとし、トランス
３の一次巻線３ａのインダクタンスおよび巻数をそれぞ
れ値Ｌ3aおよび値Ｎ3aとし、トランス３の二次巻線３ｂ
のインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ3bおよびＮ
3bとした場合、下記の式および式が成立する仕様で
製作する。Ｌ2a：Ｌ3a＝１：９・・・・・・・式Ｎ2a：Ｎ2b＝Ｎ3a：Ｎ3b・・・・・式

【００２８】このような仕様の下で、例えば、交流電圧
ＶACの正サイクル期間における脈流ＶP が最高電圧ＶMA
X のときにスイッチ２５がオン状態に制御されると、電
流Ｉ11が、ダイオード１２、トランス２の一次巻線２
ａ、スイッチ２５、抵抗２６、およびダイオードスタッ
ク２０内のダイオードからなる電流経路を流れることに
より、トランス２にエネルギーが蓄積される。次いで、
スイッチ２５のオフ状態制御時に、ダイオード５１およ
びコンデンサ５３が、二次巻線２ｂの誘起電圧を整流平
滑することにより出力電圧ＶO を生成する。

【００２９】一方、脈流ＶP の電圧が徐々に低下する
と、昇降圧コンバータ回路４が出力電圧ＶO を生成する
ための入力電圧が低下する。したがって、昇降圧コンバ
ータ回路５が、出力電圧ＶO の生成に徐々に寄与するこ
とになる。やがて、脈流ＶP の低電圧期間において、脈
流ＶP の電圧が昇降圧コンバータ回路４による出力電圧
ＶO の生成が可能なスレショルド電圧ＶTH（図２（ａ）
参照）よりも低下すると、この期間においては、主とし
て昇降圧コンバータ回路５が出力電圧ＶO を生成する。

【００３０】この脈流ＶP の低電圧期間においては、ス
イッチ２５のオン状態制御時に、コンデンサ２３の充電
電圧に基づく電流Ｉ12が、コンデンサ２３の正極端子、
トランス３の一次巻線３ａ、スイッチ２５、抵抗２６、
およびコンデンサ２３の負極端子からなる電流経路を流
れることにより、トランス３にエネルギーが蓄積され
る。次いで、スイッチ２５のオフ状態制御時に、ダイオ
ード５２およびコンデンサ５３が、二次巻線３ｂの誘起
電圧を整流平滑することにより出力電圧ＶO を生成す
る。

【００３１】また、脈流ＶP が高電圧のときには、スイ
ッチ２５のスイッチングがオフ状態に制御されたとき
に、主としてトランス２の補助巻線２ｃに電圧が誘起
し、ダイオード４１が誘起電圧を整流し、かつコンデン
サ４３が平滑することにより、図２（ｆ）の破線で示す
ように、補助電源ＶS1が生成される。逆に、脈流ＶP が
低電圧のときには、スイッチ２５のスイッチングがオフ
状態に制御されたときに、主としてトランス３の補助巻
線３ｃに電圧が誘起し、この際には、ダイオード４２が
誘起電圧を整流し、かつコンデンサ４３が平滑すること
により、同図（ｆ）の実線で示すように、補助電源ＶS2
が生成される。この場合、両補助電源ＶS1，ＶS2が合成
されることにより、同図（ｇ）に示すように、交流電圧
ＶACの１サイクルに亘って出力電圧ＶO に比例するほぼ
一定電圧値の補助電源ＶS が生成され、この補助電源Ｖ
S は、スイッチング制御回路３１に駆動用電源として供
給されると共に過電圧検出回路３３にも出力される。

【００３２】一方、出力電圧ＶO は、交流電圧ＶACの１
サイクルに亘ってスイッチ２５がスイッチング制御回路
３１によってＰＷＭ制御されることにより、所定の電圧
ＶRに安定化される。具体的には、コンパレータ３５の
プラス入力部には、スイッチング電流が抵抗２６に流れ
ることによって抵抗２６の両端に発生する電圧ＶSW1
と、基準電圧ＶREF1を抵抗３８，３７，２６で分圧した
電圧とを加算した電圧ＶSWが入力される。この場合、電
圧ＶSWの電圧値は、抵抗３８，３７，２６の抵抗値をそ
れぞれＲ38，Ｒ37，Ｒ26とすれば、抵抗２６にスイッチ
ング電流が流れているときには、下記の式で表され、
スイッチング電流が流れていないときには、下記の式
で表される。なお、以下、電圧ＶSW1 に加算される電
圧、言い替えれば、下記の式で表される電圧ＶSWをオ
フセット電圧ＶOFS と定義する。ＶSW＝（ＶREF1−ＶSW1 ）×Ｒ37／（Ｒ37＋Ｒ38）＋ＶSW1 ・・・式ＶSW＝ＶREF1×（Ｒ37＋Ｒ26）／（Ｒ38＋Ｒ37＋Ｒ26）・・・・・式

【００３３】同時に、出力電圧検出回路５６が、抵抗５
４，５５によって分圧された電圧に応じて絶縁回路３６
内のホトダイオードを駆動することにより、絶縁回路３
６内のホトトランジスタが作動し、抵抗４０の他端の電
圧がフィードバック電圧ＶFDとしてコンパレータ３５の
マイナス入力部に供給される。この場合、コンパレータ
３５は、図３（ａ）に示すように、電圧ＶSWの電圧値が
フィードバック電圧ＶFDの電圧値に達したときに、同図
（ｂ）に示すハイレベルの制御信号ＳS をスイッチング
制御回路３１に出力する。これにより、スイッチング制
御回路３１が、同図（ｃ）に示すように、スイッチング
制御信号ＳSWをローレベルにすることによりスイッチ２
５をスイッチングオフ状態に制御する。この結果、カレ
ントモードＰＷＭ制御方式に従ってフィードバック制御
が行われることにより、出力電圧ＶO が所定の電圧ＶR
に安定化される。また、補助電源ＶS の電圧が交流電圧
ＶACの１サイクルに亘ってほぼ一定電圧値に維持されて
いるため、スイッチング制御回路３１が確実に作動する
結果、スイッチ２５に対するスイッチング制御の確実化
が図られている。

【００３４】また、出力電圧ＶO の過電圧に対する過電
圧保護も同時に行われる。具体的には、補助電源ＶS の
電圧値は、両トランス２，３の各一次巻線２ａ，３ａの
誘起電圧を整流した電圧を合成しているため、出力電圧
ＶO にほぼ比例する。このため、過電圧検出回路３３
は、補助電源ＶS の電圧が過電圧判定用の基準電圧ＶOV
（図２（ｇ）参照）を超えたときに、過電圧制御信号Ｓ
OVをスイッチング制御回路３１に出力する。この際に
は、スイッチング制御回路３１が、スイッチング制御信
号ＳSWのスイッチ２５への出力を停止する。これによ
り、出力電圧ＶO の過度の上昇が防止される。この場
合、補助電源ＶS の電圧値が交流電圧ＶACの１サイクル
に亘ってほぼ一定電圧値のため、脈流ＶP の高電圧期間
および低電圧期間のいずれにおいても、出力電圧ＶO の
過電圧に対する保護の確実化を図ることができる。

【００３５】さらに、スイッチ２５に対する過電流保護
も行われる。具体的には、コンパレータ３４が、電圧Ｖ
SWと基準電圧ＶREF2とを比較し、電圧ＶSWが基準電圧Ｖ
REF2よりも高い電圧に達したときに、制御信号ＳOCをス
イッチング制御回路３１に出力する。この際には、スイ
ッチング制御回路３１が、スイッチング制御信号ＳSWの
スイッチ２５への出力を停止する。これにより、過大な
スイッチング電流の導通が阻止されてスイッチ２５が保
護される。

【００３６】以上の動作により、脈流ＶP の電圧がスレ
ショルド電圧ＶTHを超える期間においては、主として、
図２（ｂ）に示す電流Ｉ11がスイッチ２５を流れること
によって出力電圧ＶO が生成され、脈流ＶP の電圧がス
レショルド電圧ＶTHよりも低下する期間においては、主
として、同図（ｃ）に示す電流Ｉ12がスイッチ２５を流
れることによって出力電圧ＶO が生成される。

【００３７】これらの過程において、図２（ｄ）に示す
ように、脈流ＶP の電圧が最高電圧ＶMAX またはその近
傍に達したときに、入力電流Ｉ12INがパルス状に流れ込
んでコンデンサ２３を充電する。このため、電源装置１
に流れ込む入力電流ＩINは、同図（ｂ）に示す電流Ｉ11
と、同図（ｄ）に示す入力電流Ｉ12INとの合成となるた
め、同図（ｅ）に示す電流波形となる。したがって、電
流ＩINが交流電圧ＶACのほぼ１サイクル全域に亘って流
れ込む結果、入力力率が０．８５〜０．９程度の良好な
力率改善効果を得ることができる。

【００３８】次に、図４を参照して他の実施の形態に係
る電源装置１ａについて説明する。なお、電源装置１と
同一の構成要素については同一の符号を付して重複した
説明を省略し、また電源装置１と同一の動作についての
重複した説明も省略する。

【００３９】同図に示すように、電源装置１ａは、電源
装置１における２つのトランス２，３に代えて、本発明
における第１および第２の巻線にそれぞれ相当する一次
巻線６ａ，６ｂ、二次巻線６ｃおよび補助巻線６ｄを有
する１つのトランス６が用いられて構成されている。こ
の場合、トランス６の両一次巻線６ａ，６ｂ、二次巻線
６ｃおよび補助巻線６ｄは、磁気コアを介して互いに磁
気結合されており、一次巻線６ａの巻数Ｎａに対する一
次巻線６ｂの巻数Ｎｂの巻線比Ｒabが例えば１：２に規
定されている。また、補助電源回路３２ｂは、補助巻線
６ａ、ダイオード４２およびコンデンサ４３で構成され
ている。

【００４０】この電源装置１ａでは、電源装置１と同様
にして、図５（ａ）に示す脈流ＶP、および脈流ＶP の
最高電圧ＶMAX にほぼ等しい電圧の直流電圧ＶDCが生成
される。そして、脈流ＶP の高電圧期間においては、昇
降圧コンバータ４が出力電圧ＶO を生成する。具体的に
は、この期間では、スイッチ２５がオン状態に制御され
ると、電流Ｉ1 が、ダイオード１２、一次巻線６ａ、ス
イッチ２５、抵抗２６およびダイオードスタック２０か
らなる電流経路を流れる。この際には、図４に示すよう
に、電圧Ｖａが一次巻線６ａの両端に誘起し、これに伴
って、巻線比Ｒabに応じた電圧Ｖｂが一次巻線６ｂの両
端に誘起する。この場合、脈流ＶP の電圧が最高電圧Ｖ
MAX の１／２となる電圧Ｖ１（図５（ａ）参照）よりも
高電圧の期間においては、電圧Ｖｂは、脈流ＶP の最高
電圧ＶMAX よりも高電圧となる。したがって、この期間
では、電圧Ｖｂが直流電圧ＶDCの電圧よりも高電圧とな
るため、直流電圧ＶDCに基づく電流Ｉ2 の一次巻線６ｂ
への流れ込みが阻止される。次いで、ダイオード５１お
よびコンデンサ５３が、スイッチ２５のオフ状態制御時
に二次巻線６ｃに誘起した電圧を整流平滑することによ
り出力電圧ＶO を生成する。

【００４１】次いで、脈流ＶP の電圧が徐々に低下し、
脈流ＶP の電圧が電圧Ｖ１よりも低下する低電圧期間に
おいては、昇降圧コンバータ回路５が出力電圧ＶO を生
成する。具体的には、この期間では、スイッチ２５がオ
ン状態に制御されると、電流Ｉ2 が、コンデンサ２３の
正極端子、一次巻線６ｂ、ダイオード２４、スイッチ２
５、抵抗２６およびコンデンサ２３の負極端子からなる
電流経路を流れる。この際には、図４に示すように、電
圧Ｖｂが一次巻線６ｂの両端に誘起し、これに伴って、
巻線比Ｒabに応じた電圧Ｖａが一次巻線６ａの両端に誘
起する。この場合、この期間においては、電圧Ｖａは、
直流電圧ＶDCの１／２の電圧になるため、脈流ＶP の電
圧よりも高電圧となる。したがって、この期間では、脈
流ＶP に基づく電流Ｉ1 の一次巻線６ａへの流れ込みが
阻止される。次いで、ダイオード５１およびコンデンサ
５３が、スイッチ２５のオフ状態制御時に二次巻線６ｃ
に誘起した電圧を整流平滑することにより出力電圧ＶO
を生成する。

【００４２】以上の動作により、図５（ｂ），（ｃ）に
示すように、脈流ＶP の電圧が電圧Ｖ１よりも高電圧の
期間においては、一次巻線６ａに電流Ｉ1 が流れること
により出力電圧ＶO が生成され、脈流ＶP の電圧が電圧
Ｖ１よりも低電圧の期間においては、一次巻線６ｂに電
流Ｉ2 が流れることにより出力電圧ＶO が生成される。
一方、コンデンサ２３には、同図（ｄ）に示す入力電流
Ｉ2IN がパルス状に流れ込む。このため、電源装置１ａ
に流れ込む入力電流ＩINは、同図（ｂ）に示す電流Ｉ1
と、同図（ｄ）に示す入力電流Ｉ2IN との合成となるた
め、同図（ｅ）に示す電流波形となる。したがって、電
流ＩINが交流電圧ＶACのほぼ１サイクル全域に亘って流
れ込む結果、電源装置１と同じように、入力力率が０．
８５〜０．９程度の良好な力率改善効果が得ることがで
きる。また、補助電源ＶS の電圧に関しては、昇降圧コ
ンバータ回路４のスイッチングに起因してのフライバッ
ク電圧と、昇降圧コンバータ回路５のスイッチングに起
因してのフライバック電圧とが、補助巻線６ａに共に誘
起して合成される。したがって、補助電源ＶS は、同図
（ｆ）に示すように、電源装置１と同様にして、交流電
圧ＶACの１サイクルに亘ってほぼ一定電圧値に維持され
る。このため、スイッチング制御回路３１が確実に作動
する結果、スイッチ２５に対するスイッチング制御の確
実化が図られている。

【００４３】このように、この電源装置１ａによれば、
交流電圧ＶACの１周期における山の部分に相当する期間
（つまり、脈流ＶP の高電圧期間）においては、一次巻
線６ａを介して二次巻線６ｃ側にエネルギーが伝達さ
れ、交流電圧ＶACの１周期における谷の部分に相当する
期間（つまり、脈流ＶP の低電圧期間）においては、一
次巻線６ｂを介して二次巻線６ｃ側にエネルギーが伝達
されるため、２つのトランス２，３を必要とする電源装
置１とは異なり、１つのトランス６を両昇降圧コンバー
タ４，５で兼用することができる。この場合、巻線６
ａ，６ｂ，６ｃの数は電源装置１と比較して１つ低減で
きるだけであるが、一般的には、トランス全体に占める
磁気コアの割合が極めて大きいため、磁気コアを１つに
できることで、実質的には、スイッチング電源装置に占
めるトランスの体積比を約１／２に低下させることがで
きる。この結果、電源装置１ａの小型化を図ることがで
きると共にコストを低減することができる。しかも、電
源装置１と同じように、１コンバータ方式のため、極め
て高効率で出力電圧ＶO を生成することができる。

【００４４】なお、本発明におけるスイッチング電源
は、上記した電源装置１，１ａの構成に限らず、適宜変
更が可能である。例えば、フォワード型ＡＣ／ＤＣコン
バータや、非絶縁チョッパー形電源装置にも適用が可能
であるし、交流電圧ＶACの電圧に何ら制限を受けないた
め、いわゆる入力ワールドワイドレンジのスイッチング
電源装置やＡＣアダプタにも適用が可能である。また、
両コンバータ回路４，５にスイッチ２５をそれぞれ別個
に配設し、その両スイッチ２５をスイッチング制御回路
３１がスイッチング制御する構成を採用することもでき
る。さらに、スイッチ２５としては、ＦＥＴに限らず、
トランジスタなどの各種スイッチング素子を採用するこ
ともできる。

【００４５】また、電源装置１ａでは、トランス２の一
次巻線２ａの巻数Ｎａに対する一次巻線２ｂの巻数Ｎｂ
の巻線比Ｒabを値２（１：２）で形成した例について説
明したが、巻線比Ｒabは値１以上であればよい。言い替
えれば、巻線比Ｒabで決定される電圧Ｖ１が、昇降圧コ
ンバータ４の動作可能電圧であるスレショルド電圧ＶTH
よりも高い電圧となればよい。ただし、入力力率の十分
な改善効果を期待するには、発明者の実験によれば、巻
線比Ｒabを値１．５から値３までの範囲に規定するのが
好ましく、この範囲であれば、入力力率が０．８５〜
０．９の範囲に収まることが確認されている。したがっ
て、入力力率が一般的に０．５〜０．６５であるコンデ
ンサインプット形のスイッチング電源装置と比較して、
入力力率が格段に改善される。なお、巻線比Ｒabを値１
に近づけるほど、出力電圧ＶO 生成に対する昇降圧コン
バータ４の役割が大きく、巻線比Ｒabを大きな値にする
ほど、出力電圧ＶO 生成に対する昇降圧コンバータ５の
役割が大きくなる。このため、巻線比Ｒabを値１．５か
ら値３までの範囲に規定することにより、コンデンサ２
３の容量をある程度まで小さくすることもでき、かかる
場合には、電源装置１ａを最も小型化することができ
る。

【００４６】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載のスイッチ
ング電源装置によれば、補助電源回路が各トランスの補
助巻線にそれぞれ誘起した誘起電圧を整流し、かつ合成
して補助電源を生成することにより、補助電源の電圧を
交流電圧の１サイクルに亘ってほぼ一定電圧値に維持す
ることができる。この結果、スイッチング制御回路を確
実に作動させることができ、これにより、両コンバータ
回路に対するスイッチング制御の確実化を図ることがで
きる。

【００４７】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、補助電源回路がトランスの補助巻線に誘起
した誘起電圧を整流して補助電源を生成することによ
り、補助電源の電圧が交流電圧の１サイクルに亘ってほ
ぼ一定電圧値に維持することができる。この結果、スイ
ッチング制御回路を確実に作動させることができ、これ
により、両コンバータ回路に対するスイッチング制御の
確実化を図ることができる。また、スイッチング用のト
ランスを１つで構成することができるため、十分な入力
力率改善効果を維持しつつ、スイッチング電源装置の小
型化を図ることができると共にコストを低減することが
できる。

【００４８】また、請求項３記載のスイッチング電源装
置によれば、過電圧検出回路が補助電源の電圧値に基づ
いて出力電圧の過電圧状態を検出し、かつ、スイッチン
グ制御回路が過電圧検出回路によって過電圧状態が検出
されたときに両コンバータ回路に対するスイッチングの
動作を停止することにより、出力電圧の過電圧に対し
て、交流電圧の１サイクルに亘ってスイッチング電源装
置およびこれに接続される負荷装置を確実に保護するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置１の回路図
である。

【図２】電源装置１の動作を説明するための波形図であ
って、（ａ）は交流電圧ＶACを整流して生成した脈流Ｖ
P の電圧波形図、（ｂ）は電流Ｉ11の電流波形図、
（ｃ）は電流Ｉ12の電流波形図、（ｄ）は入力電流Ｉ12
INの電流波形図、（ｅ）は入力電流ＩINの電流波形図、
（ｆ）は補助電源ＶS1，ＶS2の電圧波形図、（ｇ）は補
助電源ＶS の電圧波形図である。

【図３】（ａ）は電圧ＶSWおよびフィードバック電圧Ｖ
FDの電圧波形図、（ｂ）は制御信号ＳS の電圧波形図、
（ｃ）はスイッチング制御信号ＳSWの電圧波形図であ
る。

【図４】本発明の他の実施の形態に係る電源装置１ａの
回路図である。

【図５】電源装置１ａの動作を説明するための波形図で
あって、（ａ）は交流電圧ＶACを整流して生成した脈流
ＶP の電圧波形図、（ｂ）は電流Ｉ1 の電流波形図、
（ｃ）は電流Ｉ2 の電流波形図、（ｄ）は入力電流Ｉ2I
N の電流波形図、（ｅ）は入力電流ＩINの電流波形図、
（ｆ）は補助電源ＶS の電圧波形図である。

【図６】出願人が既に開発している電源装置８１の回路
図である。

【図７】電源装置８１の動作を説明するための波形図で
あって、（ａ）は交流電圧ＶACを整流して生成した脈流
ＶP の電圧波形図、（ｂ）は電流Ｉ11の電流波形図、
（ｃ）は電流Ｉ12の電流波形図、（ｄ）は入力電流Ｉ12
INの電流波形図、（ｅ）は入力電流ＩINの電流波形図、
（ｆ）は補助電源ＶSAの電圧波形図である。

【符号の説明】

１，１ａ電源装置２，３，６トランス２ａ，３ａ，６ａ，６ｂ一次巻線２ｂ，３ｂ，６ｃ二次巻線２ｃ，３ｃ，６ｄ補助巻線４，５昇降圧コンバータ回路３１スイッチング制御回路３２，３２ａ補助電源回路３３過電圧検出回路３４，３５コンパレータ４１，４２ダイオード４３コンデンサＶDC 直流電圧ＶO 出力電圧ＶP 脈流ＶS 補助電源

【手続補正書】

【提出日】平成１２年５月１２日（２０００．５．１
２）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１９

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次
巻線および補助巻線をそれぞれ有する第１および第２の
トランスと、主として脈流の高電圧期間に脈流を第１の
トランスの一次巻線を介してスイッチングすることによ
り第１のトランスの二次巻線に電圧を誘起させる第１の
コンバータ回路と、平滑した直流を主として脈流の低電
圧期間に第２のトランスの一次巻線を介してスイッチン
グすることにより第２のトランスの二次巻線に電圧を誘
起させる第２のコンバータ回路と、両コンバータ回路の
スイッチングを制御するスイッチング制御回路と、両補
助巻線にそれぞれ誘起した誘起電圧を整流して合成する
ことによりスイッチング制御回路に供給する補助電源を
生成する補助電源回路とを備え、両トランスにおける各
二次巻線の誘起電圧を整流して合成することにより出力
電圧を生成することを特徴とする。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２０】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
第１の一次巻線、第２の一次巻線、二次巻線および補助
巻線を有するトランスと、主として脈流の高電圧期間に
脈流をトランスの第１の一次巻線を介してスイッチング
することによりトランスの二次巻線に電圧を誘起させる
第１のコンバータ回路と、平滑した直流を主として脈流
の低電圧期間にトランスの第２の一次巻線を介してスイ
ッチングすることにより二次巻線に電圧を誘起させる第
２のコンバータ回路と、両コンバータ回路のスイッチン
グを制御するスイッチング制御回路と、補助巻線に誘起
した誘起電圧を整流することによりスイッチング制御回
路に供給する補助電源を生成する補助電源回路とを備
え、二次巻線の誘起電圧を整流することにより出力電圧
を生成することを特徴とする。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２１】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、補助電源の電圧値に基づいて出力電圧の過電圧状態
を検出する過電圧検出回路を備え、スイッチング制御回
路は、過電圧検出回路によって過電圧状態が検出された
ときに両コンバータ回路に対するスイッチングの動作を
停止させること特徴とする。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４８】また、請求項３記載のスイッチング電源装
置によれば、過電圧検出回路が補助電源の電圧値に基づ
いて出力電圧の過電圧状態を検出し、かつ、スイッチン
グ制御回路が過電圧検出回路によって過電圧状態が検出
されたときに両コンバータ回路に対するスイッチングの
動作を停止させることにより、出力電圧の過電圧に対し
て、交流電圧の１サイクルに亘ってスイッチング電源装
置およびこれに接続される負荷装置を確実に保護するこ
とができる。 ─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１２年９月１日（２０００．９．１）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】明細書

【発明の名称】スイッチング電源装置

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【００１６】

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、交流電圧を整流
して脈流電圧を生成する整流回路と、交流電圧を整流平
滑して直流電圧を生成する整流平滑回路と、１つのスイ
ッチング素子と、スイッチング素子のスイッチングを制
御するスイッチング制御回路と、スイッチング制御回路
に供給する補助電源を生成する補助電源回路とを備え、
整流回路の正極出力部に第１のトランスの一次巻線の一
端を接続しその一次巻線の他端にスイッチング素子の一
端を接続すると共に、整流平滑回路の正極出力部に第１
のトランスの一次巻線よりもインダクタンスが大きい第
２のトランスの一次巻線の一端を接続しその一次巻線の
他端にスイッチング素子の一端を共通接続し、さらにス
イッチング素子の他端に整流回路の負極出力部と整流平
滑回路の負極出力部とをそれぞれ接続して構成し、スイ
ッチング素子のスイッチング時に両トランスにおける各
二次巻線にそれぞれ誘起した電圧を整流して合成するこ
とにより出力電圧を生成するスイッチング電源装置であ
って、両トランスは、補助巻線をそれぞれ有し、補助電
源回路は、両補助巻線にそれぞれ誘起した誘起電圧を整
流して合成することにより補助電源を生成することを特
徴とする。

【００２０】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
交流電圧を整流して脈流電圧を生成する整流回路と、交
流電圧を整流平滑して直流電圧を生成する整流平滑回路
と、１つのスイッチング素子と、スイッチング素子のス
イッチングを制御するスイッチング制御回路と、スイッ
チング制御回路に供給する補助電源を生成する補助電源
回路とを備え、整流回路の正極出力部にトランスの第１
の一次巻線の一端を接続しその第１の一次巻線の他端に
スイッチング素子の一端を接続すると共に、整流平滑回
路の正極出力部に第１の一次巻線よりもインダクタンス
が大きいトランスの第２の一次巻線の一端を接続しその
第２の一次巻線の他端にスイッチング素子の一端を共通
接続し、さらにスイッチング素子の他端に整流回路の負
極出力部と整流平滑回路の負極出力部とをそれぞれ接続
して構成し、スイッチング素子のスイッチング時にトラ
ンスにおける二次巻線に誘起した電圧を整流することに
より出力電圧を生成するスイッチング電源装置であっ
て、トランスは、補助巻線を有し、補助電源回路は、補
助巻線に誘起した誘起電圧を整流することにより補助電
源を生成することを特徴とする。

【００２１】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、補助電源の電圧値に基づいて出力電圧の過電圧状態
を検出する過電圧検出回路を備え、スイッチング制御回
路は、過電圧検出回路によって過電圧状態が検出された
ときにスイッチング素子に対するスイッチングの動作を
停止させること特徴とする。

【００２２】

【００２４】この電源装置１は、請求項１記載の発明に
対応する電源装置であって、力率改善用の昇降圧コンバ
ータ回路４と、コンデンサインプット形の昇降圧コンバ
ータ回路５とを備え、両昇降圧コンバータ回路４，５で
１つのスイッチング素子を共通使用するフライバック形
の構成が採用されている。具体的には、電源装置１は、
本発明における第１および第２のトランスにそれぞれ相
当するスイッチング用のトランス２，３を備え、両トラ
ンス２，３における一次巻線２ａ，３ａ側の一次回路
に、昇降圧コンバータ回路４の一部を構成するダイオー
ド１２，１３が配設されると共に、昇降圧コンバータ回
路５の一部をそれぞれ構成するダイオードスタック２
０、平滑用のチョークコイル２１、コンデンサ２３への
突入電流を電流制限する抵抗２２、平滑用のコンデンサ
２３、例えばＦＥＴで構成されたスイッチ２５、および
スイッチング電流検出用の抵抗２６が配設されている。

【００３２】一方、出力電圧ＶO は、交流電圧ＶACの１
サイクルに亘ってスイッチ２５がスイッチング制御回路
３１によってＰＷＭ制御されることにより、所定の電圧
ＶRに安定化される。具体的には、コンパレータ３５の
プラス入力部には、スイッチング電流が抵抗２６に流れ
ることによって抵抗２６の両端に発生する電圧ＶSW1
と、基準電圧ＶREF1を抵抗３８，３７，２６で分圧した
電圧とを加算した電圧ＶSWが入力される。この場合、電
圧ＶSWの電圧値は、抵抗３８，３７，２６の抵抗値をそ
れぞれＲ38，Ｒ37，Ｒ26とすれば、抵抗２６にスイッチ
ング電流が流れているときには、下記の式で表され、
スイッチング電流が流れていないときには、下記の式
で表される。なお、以下、電圧ＶSW1 に加算される電
圧、言い替えれば、下記の式で表される電圧ＶSWをオ
フセット電圧ＶOFS と定義する。ＶSW＝（ＶREF1−ＶSW1 ）×／（Ｒ37＋Ｒ38）＋ＶSW1 ・・・式ＶSW＝ＶREF1×（Ｒ37＋Ｒ26）／（Ｒ38＋Ｒ37＋Ｒ26）・・・・・式

【００３９】電源装置１ａは、請求項２記載の発明に対
応する電源装置であって、同図に示すように、電源装置
１における２つのトランス２，３に代えて、本発明にお
ける第１および第２の一次巻線にそれぞれ相当する一次
巻線６ａ，６ｂ、二次巻線６ｃおよび補助巻線６ｄを有
する１つのトランス６が用いられて構成されている。こ
の場合、トランス６の両一次巻線６ａ，６ｂ、二次巻線
６ｃおよび補助巻線６ｄは、磁気コアを介して互いに磁
気結合されており、一次巻線６ａの巻数Ｎａに対する一
次巻線６ｂの巻数Ｎｂの巻線比Ｒabが例えば１：２に規
定されている。また、補助電源回路３２ｂは、補助巻線
６ａ、ダイオード４２およびコンデンサ４３で構成され
ている。

【００４６】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載のスイッチ
ング電源装置によれば、補助電源回路が各トランスの補
助巻線にそれぞれ誘起した誘起電圧を整流し、かつ合成
して補助電源を生成することにより、補助電源の電圧を
交流電圧の１サイクルに亘ってほぼ一定電圧値に維持す
ることができる。この結果、スイッチング制御回路を確
実に作動させることができ、これにより、スイッチング
素子に対するスイッチング制御の確実化を図ることがで
きる。

【００４７】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、補助電源回路がトランスの補助巻線に誘起
した誘起電圧を整流して補助電源を生成することによ
り、補助電源の電圧が交流電圧の１サイクルに亘ってほ
ぼ一定電圧値に維持することができる。この結果、スイ
ッチング制御回路を確実に作動させることができ、これ
により、スイッチング素子に対するスイッチング制御の
確実化を図ることができる。また、スイッチング用のト
ランスを１つで構成することができるため、十分な入力
力率改善効果を維持しつつ、スイッチング電源装置の小
型化を図ることができると共にコストを低減することが
できる。

【００４８】また、請求項３記載のスイッチング電源装
置によれば、過電圧検出回路が補助電源の電圧値に基づ
いて出力電圧の過電圧状態を検出し、かつ、スイッチン
グ制御回路が過電圧検出回路によって過電圧状態が検出
されたときにスイッチング素子のスイッチング動作を停
止させることにより、出力電圧の過電圧に対して、交流
電圧の１サイクルに亘ってスイッチング電源装置および
これに接続される負荷装置を確実に保護することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【符号の説明】１，１ａ電源装置２，３，６トランス２ａ，３ａ，６ａ，６ｂ一次巻線２ｂ，３ｂ，６ｃ二次巻線２ｃ，３ｃ，６ｄ補助巻線４，５昇降圧コンバータ回路３１スイッチング制御回路３２，３２ａ補助電源回路３３過電圧検出回路３４，３５コンパレータ４１，４２ダイオード４３コンデンサＶDC 直流電圧ＶO 出力電圧ＶP 脈流ＶS 補助電源

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】主として脈流の高電圧期間に当該脈流を
第１のトランスの一次巻線を介してスイッチングするこ
とにより当該第１のトランスの二次巻線に電圧を誘起さ
せる第１のコンバータ回路と、平滑した直流を主として
前記脈流の低電圧期間に第２のトランスの一次巻線を介
してスイッチングすることにより当該第２のトランスの
二次巻線に電圧を誘起させる第２のコンバータ回路と、
前記両コンバータ回路のスイッチングを制御するスイッ
チング制御回路と、当該スイッチング制御回路に供給す
る補助電源を生成する補助電源回路とを備え、前記両ト
ランスにおける前記各二次巻線の誘起電圧を整流して合
成することにより出力電圧を生成するスイッチング電源
装置であって、前記各トランスは、補助巻線をそれぞれ有し、前記補助
電源回路は、前記両補助巻線にそれぞれ誘起した誘起電
圧を整流して合成することにより前記補助電源を生成す
ることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】主として脈流の高電圧期間に当該脈流を
トランスの第１の一次巻線を介してスイッチングするこ
とにより当該トランスの二次巻線に電圧を誘起させる第
１のコンバータ回路と、平滑した直流を主として前記脈
流の低電圧期間に前記トランスの第２の一次巻線を介し
てスイッチングすることにより前記二次巻線に電圧を誘
起させる第２のコンバータ回路と、前記両コンバータ回
路のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、
当該スイッチング制御回路に供給する補助電源を生成す
る補助電源回路とを備え、前記二次巻線の誘起電圧を整
流することにより出力電圧を生成するスイッチング電源
装置であって、前記トランスは、補助巻線を有し、前記補助電源回路
は、前記補助巻線に誘起した誘起電圧を整流することに
より前記補助電源を生成することを特徴とするスイッチ
ング電源装置。
【請求項３】前記補助電源の電圧値に基づいて前記出
力電圧の過電圧状態を検出する過電圧検出回路を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記過電圧検出回路によ
って前記過電圧状態が検出されたときに前記両コンバー
タ回路に対するスイッチングの動作を停止すること特徴
とする請求項１または２記載のスイッチング電源装置。