WO2018217039A1 - 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기 - Google Patents

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WO2018217039A1
WO2018217039A1 PCT/KR2018/005917 KR2018005917W WO2018217039A1 WO 2018217039 A1 WO2018217039 A1 WO 2018217039A1 KR 2018005917 W KR2018005917 W KR 2018005917W WO 2018217039 A1 WO2018217039 A1 WO 2018217039A1
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output
filter
switch
input
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PCT/KR2018/005917
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박시우
장철호
최영균
조찬용
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박시우
주식회사 태일시스템
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators

Definitions

  • the present invention relates to a technique for precisely controlling the output voltage by using an AC switch, in particular, to implement an automatic voltage regulator with a simple structure and low cost by using two AC switches, and to control the output voltage thereof very precisely.
  • An automatic voltage regulator having an alternating current switch is provided.
  • AVR Automatic Voltage Regulator
  • the automatic voltage regulator according to the prior art makes a plurality of taps in the transformer and switches the taps according to the required voltages so that the required voltages are output.
  • the tap switching method it takes a long time to convert the tap and because the voltage between the tap and the tap cannot be generated, there is a problem in that stability of the linear output voltage can be produced.
  • FIG. 1 is a block diagram of an AC chopper type automatic voltage regulator according to the related art, and as shown therein, an AC chopper 110, a transformer 120, a bypass circuit 130, a voltage detector 140, and a polarity detector 150. ) And the controller 160.
  • the AC chopper 110 converts the input voltage Vi into AC power at a predetermined ratio and outputs it.
  • the transformer 120 converts the output voltage V C of the AC chopper 110 into a compensation voltage V CO and outputs the same.
  • the bypass circuit 130 determines the phase of the compensation voltage V CO .
  • the voltage detector 140 detects an input voltage Vi input to the automatic voltage regulator 100, converts the detected input voltage Vi into a digital signal, and outputs the digital signal.
  • the polarity detector 150 detects the polarity of the input voltage Vi input to the automatic voltage regulator 100.
  • the controller 160 controls the duty ratio of the driving signals of the first to fourth switches S1-S4 of the AC chopper 110 according to the input voltage Vi detected through the voltage detector 140. To control.
  • the conventional AC chopper type automatic voltage regulator turns on or off the switches according to the polarity of the input voltage, which complicates the control process accordingly. There is a difficulty in keeping the output voltage constant.
  • the AC chopper type automatic voltage regulator according to the prior art has a complicated control process using a plurality of switching power semiconductors. have.
  • the problem to be solved by the present invention is to implement an automatic voltage regulator with a simple structure and low cost by using two AC switches and to precisely control power compensation in real time.
  • the automatic voltage regulator having an AC switch according to the present invention for achieving the above technical problem is to smooth the AC voltage input in the form of a continuous pulse, the AC voltage of the same type as the input voltage but lower than the input voltage
  • An LC filter to generate and output;
  • a first alternating current switch switching the input voltage according to a first control signal to generate an AC voltage input in the form of a continuous pulse and supply the alternating voltage to the LC filter;
  • a second alternating switch for switching according to a second control signal every cycle in which the first alternating switch is turned off to provide a closed loop for gradually reducing a current flowing through the inductor of the LC filter;
  • the switching operation is performed according to a third control signal, thereby switching the phase of the voltage supplied from the LC filter to the primary coil of the transformer by 180 degrees to increase the output voltage.
  • An output voltage control unit configured to reduce or depressurize; And generating the first to third control signals based on the input voltage and the output voltage so that the output voltage is always output at a target level regardless of the variation of the input voltage. It characterized in that it comprises a control unit for controlling.
  • the AC chopper can be configured using only two switching power semiconductors, and the input voltage follows the target voltage by determining only the duty ratio of the pulse width modulation signal applied to one switch regardless of the polarity of the input voltage.
  • the simple control process has the effect of always maintaining a stable state.
  • the output voltage can be more precisely controlled by adjusting the resolution of the duty ratio of the pulse width modulation signal used as the control signal.
  • FIG. 1 is a block diagram of an AC chopper type automatic voltage regulator according to the prior art.
  • FIG. 2 is a block diagram of an automatic voltage regulator having an AC switch according to the present invention.
  • 3A to 3D are waveform diagrams of respective parts of FIG. 2.
  • FIG. 4 is a timing diagram of control signals supplied to the first and second alternating switches.
  • 5 is a detailed block diagram of the controller.
  • 6A to 6G are waveform diagrams of experimental results showing that the input voltage is compensated to follow the target voltage level.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the AC switch.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing still another embodiment of the AC switch.
  • the automatic voltage regulator 200 includes an LC filter 210, a first alternating current switch 220, and a second alternating current switch ( 230, a transformer 240, an output voltage controller 250, a bypass processor 260, a surge voltage processor 270, and a controller 280.
  • the LC filter 210 has an alternating current in which an input voltage Vi having a sine wave form as shown in FIG. 3A is switched by the first AC switch 220 and input in a continuous pulse form as shown in FIG. 3C.
  • the voltage V L is smoothed, and is converted to an AC voltage Vc having the same level as the input voltage Vi but having the same level as in FIG.
  • the first AC switch 220 switches the input voltage Vi as shown in FIG. 3A according to the control signal CTL1 as shown in FIG. It serves to supply the AC voltage of the form to the LC filter (210).
  • the first AC switch 220 includes a diode (D1-D4) and a transistor (Q1) connected in the form of a bridge diode, the connection node of the diode (D1), (D2) of the input voltage (Vi) Is connected to one terminal AC_L, a connecting node of diodes D3 and D4 is connected to one terminal of an inductor L of the LC filter 210, and a connecting node of diodes D2 and D4 is connected. It is connected to one terminal of the transistor Q1, and the connecting nodes of the diodes D1 and D3 are connected to the other terminal of the transistor Q1.
  • the transistor Q1 is for controlling the amount of current flowing through the LC filter 210 and is switched by a control signal CTL1 in the form of a pulse width modulation signal as shown in FIG. 3B supplied from the controller 280. . That is, the transistor Q1 is turned on when the control signal CTL1 is supplied 'high'.
  • the transistor Q1 is turned on in the positive polarity period of the input voltage Vi
  • the input voltage Vi is the inductor L of the LC filter 210 through the diode D2, the transistor Q1, and the diode D3. Is supplied.
  • the transistor Q1 is turned on in the negative polarity period of the input voltage Vi
  • the input voltage Vi is connected to the LC filter 210 through the diode D1, the transistor Q1, and the diode D4. It is supplied to the inductor (L).
  • the second alternating current switch 230 serves to provide a closed loop for gradually reducing the current flowing in the inductor L when the transistor Q1 of the first alternating current switch 220 is turned off.
  • the second AC switch 230 is provided with a diode (D5-D8) and a transistor (Q2) connected in the form of a bridge diode, the connection node of the diode (D5), (D6) is one side of the inductor (L)
  • the connection node of the diodes D7 and D8 is connected to the other terminal of the capacitor C of the LC filter 210, and the connection node of the diodes D6 and D8 is connected to the transistor Q2.
  • the connection node of the diodes D5 and D7 is connected to the other terminal of the transistor Q2.
  • the transistor Q2 is switched by the control signal CTL2 in the form of a pulse width modulated signal supplied from the controller 280. That is, the transistor Q2 is turned on when the control signal CTL2 is supplied 'high'.
  • the transistor Q2 is turned on in the positive polarity period of the input voltage Vi
  • the current of the inductor L passes through the diode D6, the transistor Q2, and the diode D7. It is supplied to the other terminal of C).
  • the transistor Q2 is turned on in the negative polarity period of the input voltage Vi
  • the current of the inductor L is connected to the LC filter 210 through the diode D5, the transistor Q2, and the diode D8. It is supplied to the other terminal of the capacitor (C).
  • the transistor Q1 of the first AC switch 220 and the transistor Q2 of the second AC switch 230 may be implemented as a bipolar junction transistor as a switch element.
  • the present switch is not limited to this transistor, but various kinds of transistors or various kinds of switches may be used.
  • the transformer 240 boosts or depressurizes the voltage supplied from the LC filter 210 so that the output voltage Vo of a desired level is always output irrespective of a change in the input voltage Vi.
  • the output voltage controller 250 switches according to the control signal CTL3 when the level of the input voltage Vi is lower than or higher than a target level, thereby switching the voltage supplied from the LC filter 210 to the transformer 240. It is connected to the first tap t1 of the primary coil or to the third tap t3 to increase or decrease the output voltage Vo.
  • the output voltage controller 250 includes a switch SW1.
  • the first tab t1 and the third tab t3 of the primary coil are located at positions opposite to each other with respect to the second tab t2 which is an intermediate tap. Accordingly, the control terminal CTL3 is supplied to the primary coil of the transformer 240 when the movable terminal a of the switch SW1 is connected to the fixed terminal b and when connected to the fixed terminal c.
  • the phase difference of the voltage is 180 degrees.
  • the movable terminal a of the switch SW1 is connected to the fixed terminal b so that the voltage supplied from the LC filter 210 is supplied to the transformer 240. Since the voltage is transmitted to the first tap t1 of the primary coil, the voltage Vc of the LC filter 210 is added to the input voltage Vi.
  • the movable terminal a is connected to the fixed terminal d so that the voltage supplied from the LC filter 210 is the third of the primary coil of the transformer 240. The voltage Vc is subtracted from the input voltage Vi because it is transmitted to the tap t3.
  • the output voltage Vo can always be output at a target level regardless of the variation of the input voltage Vi.
  • the type of the switch SW1 is not particularly limited and may be implemented by various types of AC switches. For example, it may be implemented using any one of a power semiconductor and a mechanical contact switch (relay).
  • the maximum level of the output voltage Vo compensated and output through the transformer 240 is determined by the winding ratio of the transformer 240, and is supplied from the controller 280 to the switch SW1 in the range below the maximum level. It is determined by the duty ratio of the control signal CTL3 in the form of a pulse width modulation signal (PWM).
  • PWM pulse width modulation signal
  • the bypass processing unit 260 serves to bypass the output voltage Vo by shorting both ends of the secondary winding of the transformer 240 when an abnormality occurs in the automatic voltage regulator 200.
  • the bypass processor 260 includes a switch SW2, which may be switched by a control signal CTL4 supplied from the controller 280.
  • the switch SW2 may be implemented as a b contact switch of a relay (not shown) to automatically short-circuit when the power is cut off to bypass the output voltage Vo.
  • the surge voltage processor 270 may generate a voltage VL generated by a current flowing in the inductor L of the LC filter 210 during the dead time of the first AC switch 220 and the second AC switch 230. It takes (Ldi / dt) and handles it properly, and then supplies it to internal power supply or fan drive voltage.
  • the surge voltage processor 270 is connected to both terminals D9 and D10 of the transistor Q1 and diodes D11 and D12 respectively connected to both terminals of the transistor Q2.
  • the capacitor Cx for charging the voltage supplied through the diodes D9, D10, D11, and D12 and the voltage charged in the capacitor Cx may be used as an internal power source or a fan driving voltage.
  • a power supply device 271 that processes and outputs a form suitable for supply.
  • the power supply 271 may be implemented with a switched mode power supply (SMPS).
  • SMPS switched mode power supply
  • Diodes D9 and D10 accept the voltage VL (Ldi / dt) generated by the current flowing in the inductor L of the LC filter 210 during the dead time of the first AC switch 220 and the capacitor Cx. ) To serve.
  • diodes D11 and D12 receive the voltage VL (Ldi / dt) generated by the current flowing through the inductor L of the LC filter 210 during the dead time of the second AC switch 230. It serves to supply the capacitor Cx.
  • the power supply 271 serves to process the voltage charged in the capacitor Cx as an internal power source or a fan driving voltage.
  • the control unit 280 controls the control signal CTL1 based on the input voltage Vi and the output voltage Vo so that the output voltage Vo is always output at a target level regardless of a change in the input voltage Vi. ), And controls the duty ratio of (CTL2).
  • control unit 280 When the control unit 280 outputs the control signals CTL1 and CTL2, the control unit 280 outputs the control signals in alternating cycles as shown in FIG. 4. 4 is a waveform diagram showing one period of each of the control signals CTL1 and CTL2.
  • the control signal CTL1 When the control signal CTL1 is output from the controller 280 and the transistor Q1 is turned on, the input voltage Vi is applied to the inductor L of the first AC switch 220 and the LC filter 210.
  • the capacitor C When the capacitor C is charged and the control signal CTL2 is output from the controller 280 and the transistor Q2 is turned on, the second AC switch 230 is closed with the LC filter 210. To form. As a result, the current flowing through the inductor L is gradually reduced.
  • the controller 280 sets according to the level of the voltage to be compensated for in setting the period of the control signal CTL1, and in setting the duty ratio thereof, when the input voltage Vi is lower than the target level, the following [math] Equation 1], and when the input voltage (Vi) is higher than the target level, it is set according to the following [Equation 2].
  • Equations 1 and 2 n is a winding ratio of the transformer 240, and D is a duty ratio of the control signals CTL1 and CTL2.
  • FIG. 5 is a detailed block diagram showing an implementation of the controller 280. As shown therein, the output voltage detector 281, the error voltage calculator 282, the proportional integral controller 283, and the first control signal output unit ( 284, a voltage comparator 285, and a second control signal output part 286.
  • the output voltage detector 281 detects the output voltage Vo output from the automatic voltage regulator 200 and outputs an output voltage detection signal accordingly.
  • the error voltage calculator 282 compares the output voltage detection signal and the voltage command signal RMS and outputs an error voltage according thereto.
  • the PID controller 283 performs PID control (Proportional Integral Derivative control) so that the output voltage follows the voltage command signal RMS based on the error voltage.
  • PID control Proportional Integral Derivative control
  • the first control signal output unit 284 outputs the control signals CTL1 and CTL2 having a duty ratio according to the control of the PID controller 283.
  • the voltage comparator 285 compares the input voltage Vi input to the automatic voltage regulator 200 with the voltage command signal RMS and outputs a comparison signal accordingly.
  • the second control signal output unit 286 sets the logic of the control signal CTL3 to high (or low) so that the movable terminal a of the switch SW1 is connected to the fixed terminal b. Or outputs the logic of the control signal CTL3 low (or high) so that the movable terminal a of the switch SW1 is connected to the fixed terminal c.
  • the section of the control signal CTL2 output from the first control signal output unit 284 corresponds to a section excluding the section of the control signal CTL1 and the section of the dead time Tdt from the switching section T CTL of one cycle. Therefore, it is determined by the following [Equation 3].
  • 6A to 6G are waveform diagrams of experimental results showing that the input voltage Vi is compensated by the automatic voltage regulator 200 according to the present invention to follow the level of the target voltage.
  • FIG. 6A illustrates a compensation path as described above when the input voltage Vi is input to 187V (CH1) lower than the target voltage 223V, that is, the LC filter 210, the first AC switch 220, and the transformer 240. ), And the output voltage Vo is compensated by the output voltage controller 250 and the controller 280 to the compensation voltage 36.6V (CH4) to output the output voltage Vo to 223V (CH2).
  • 6B shows that when the input voltage Vi is input at 200V (CH1) lower than the target voltage 223V, the compensation voltage (17.5V) CH4 is compensated by the compensation path as described above, so that the output voltage Vo is reduced.
  • the output is shown as 223V (CH2).
  • FIG. 6C shows that when the input voltage Vi is inputted at 210V (CH1) lower than the target voltage 223V, the output voltage Vo is compensated by the compensation voltage 16.2V CH4 by the above compensation path. It shows that the output is 224V (CH2).
  • 6F shows that when the input voltage Vi is input to the target voltage 233V, the compensation voltage is compensated to the compensation voltage (9.56V) CH4 by the compensation path as described above, and the output voltage Vo is output to 225V (CH2). It is shown.
  • 6G shows that when the input voltage Vi is input to the target voltage 244V, the compensation voltage 20.7V CH4 is compensated by the compensation path as described above, and the output voltage Vo is output as 225V CH2. It is shown.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating another embodiment of the first alternating current switch 220 and the second alternating current switch 230. As shown in FIG. 7, the first alternating current input terminal AC1 and the common node CN are shown. A diode D13 and a transistor Q3 connected in parallel between them; And a diode D14 and a transistor Q4 connected in parallel between the second AC input terminal AC2 and the common node CN.
  • the transistor Q3 and the transistor Q4 are turned on at the same time using the control signal as shown in FIG. 3B, the first AC input terminal AC1 and the second AC input terminal AC2 are turned on. In the conduction state, the same function as the first AC switch 220 or the second AC switch 230 may be performed.
  • FIG. 8 is a circuit diagram illustrating still another embodiment of the first alternating current switch 220 and the second alternating current switch 230.
  • the transistors Q5 and Q6 in FIG. 8 are different from the PNP transistors in comparison with the transistors. Accordingly, the directions of the diodes D13 and D14 in FIG. 7 and the diodes D15 in FIG. The difference is that the directions of (D16) are opposite to each other.

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Abstract

본 발명은 두 개의 교류 스위치를 이용하여 구조가 간단하고 비용이 저렴한 자동 전압 조정기를 구현하고 이의 출력전압을 매우 정밀하게 제어할 수 있도록 한 기술에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 연속되는 펄스 형태로 입력되는 교류전압을 평활하여, 입력전압에 비하여 레벨은 낮지만 그 입력전압과 동일한 형태의 교류전압을 생성하여 출력하는 LC 필터; 제1제어신호에 따라 상기 입력전압을 스위칭하여 상기 연속되는 펄스 형태로 입력되는 교류전압을 생성하여 상기 LC 필터에 공급하는 제1교류 스위치; 및 제1교류 스위치가 턴오프되는 주기마다 제2제어신호에 따라 스위칭 동작하여, 상기 LC 필터의 인덕터에 흐르던 전류를 서서히 감소시키기 위한 폐루프를 제공하는 제2교류 스위치를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기
본 발명은 교류 스위치를 이용하여 출력전압을 정밀하게 제어하는 기술에 관한 것으로, 특히 두 개의 교류 스위치를 이용하여 구조가 간단하고 비용이 저렴한 자동 전압 조정기를 구현하고 이의 출력전압을 매우 정밀하게 제어할 수 있도록 한 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기에 관한 것이다.
자동 전압 조절기(AVR : Automatic Voltage Regulator)는 입력 전압의 변동에 관계없이 항상 출력전압을 일정하게 유지시켜주는 장치이다. 입력 전압의 변동에 민감한 전기, 전자 설비에 있어서 입력 전압이 갑자기 상승되거나 하강되는 변화는 설비 자체에 문제를 초래할 뿐만 아니라 해당 설비로 생산되는 제품의 품질 저하와 같은 2차적인 문제를 발생시킬 수 있다.
종래 기술에 의한 자동 전압 조절기는 변압기에 다수의 탭을 만들어 두고 요구 전압에 따라 탭을 절환하여 요구된 전압이 출력되도록 하고 있다. 그런데, 이와 같은 탭 절환 방식을 이용하는 경우 탭 변환 시간이 많이 걸리고 탭과 탭 사이의 전압은 만들 수가 없기 때문에 선형적인 출력 전압의 안정성을 만들어 낼 수는 문제점이 있다.
근래 들어, 이러한 문제점들을 해결하기 위하여, 전압의 급강하 또는 급상승으로부터 민감한 부하를 보호하기 위한 순간전압 강하 보상기 (Dynamic Voltage Restorer)가 제안되었다. 그런데, 이와 같은 순간전압 강하 보상기는 간접 교류-교류 전력 변환을 사용하므로, 직접 교류-교류 전력 변환에 대비하여 많은 전력 반도체 소자를 사용하여 비용 상승을 유발시키고, 많은 손실이 발생되며 효율이 낮은 등의 문제점이 있다. 또한, 이와 같은 자동 전압 조절기는 에너지 저장 소자인 직류-링크 커패시터를 사용하므로, 제품의 크기가 증가되고 유지보수가 어려운 문제점이 있었다.
최근 들어, 이와 같은 문제점들을 개선하기 위한 교류 초퍼형 자동 전압 조정기 (공개특허 2013-0062695)가 제안되었다.
도 1은 종래 기술에 의한 교류 초퍼형 자동 전압 조정기의 블록도로서 이에 도시한 바와 같이 교류초퍼(110), 변압기(120), 바이패스 회로(130), 전압 검출부(140), 극성 검출부(150) 및 제어부(160)를 포함한다.
교류 초퍼(110)는 입력전압(Vi)을 소정 비율의 교류전력으로 변환하여 출력한다. 변압기(120)는 상기 교류초퍼(110)의 출력전압(VC)을 보상전압(VCO)으로 변환하여 출력한다. 바이패스 회로(130)는 상기 보상전압(VCO)의 위상을 결정한다. 전압 검출부(140)는 자동전압조절기(100)로 입력되는 입력전압(Vi)을 검출하여 그 검출된 입력전압(Vi)을 디지털신호로 변환하여 출력한다. 극성 검출부(150)는 자동전압조절기(100)로 입력되는 입력전압(Vi)의 극성을 검출한다. 제어부(160)는 상기 전압검출부(140)를 통해 검출된 입력전압(Vi)에 따라 상기 교류 초퍼(110)의 제1 내지 제4 스위치(S1-S4)의 구동신호의 듀티비(duty ratio)를 제어한다.
이와 같은 자동전압조절기(100)의 경우, 입력전압(Vi)의 극성에 따라 4개의 스위치(S1-S4)를 제어하는 방법이 달라져서 총 8가지의 제어 모드가 필요하다. 아래의 표는 제어부(160)에 의한 상기 8 가지 제어 모드의 스위칭 패턴을 나타낸 것이다.
Figure PCTKR2018005917-appb-I000001
이와 같이 종래의 교류 초퍼형 자동 전압 조정기는 입력 전압의 극성에 따라 스위치들을 턴온시키거나 턴오프시키게 되어 있어 그에 따른 제어 과정이 복잡하고, 입력전압의 극성 판별에 오류가 발생하면 제어 모드에도 오류가 발생되어 출력전압을 일정하게 유지하는데 어려움이 있다.
또한, 종래 기술에 의한 교류 초퍼형 자동 전압 조정기는 다수의 스위칭 전력 반도체가 사용되어 구조가 복잡하고 입력 전압의 극성을 판단하여 그에 따른 조합의 스위칭 제어신호를 생성해야 하는 등 제어과정이 복잡한 문제점이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 두 개의 교류 스위치를 이용하여 구조가 간단하고 비용이 저렴한 자동 전압 조정기를 구현하고 전력 보상을 실시간으로 정밀하게 제어하는데 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명에 따른 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기는 연속되는 펄스 형태로 입력되는 교류전압을 평활하여, 입력전압에 비하여 레벨은 낮지만 그 입력전압과 동일한 형태의 교류전압을 생성하여 출력하는 LC 필터; 제1제어신호에 따라 상기 입력전압을 스위칭하여 상기 연속되는 펄스 형태로 입력되는 교류전압을 생성하여 상기 LC 필터에 공급하는 제1교류 스위치; 상기 제1교류 스위치가 턴오프되는 주기마다 제2제어신호에 따라 스위칭 동작하여, 상기 LC 필터의 인덕터에 흐르던 전류를 서서히 감소시키기 위한 폐루프를 제공하는 제2교류 스위치; 상기 LC 필터로부터 공급되는 전압을 승압 또는 감압하여 상기 입력전압의 변동에 관계없이 목표로 하는 레벨의 출력전압을 출력하는 직렬 트랜스포머; 상기 입력전압의 레벨이 목표레벨 보다 낮거나 높을 때 제3제어신호에 따라 스위칭 동작하여, 상기 LC 필터로부터 상기 트랜스포머의 1차코일에 공급되는 전압의 위상을 180도 차이로 전환시켜 출력전압이 승압되거나 감압되게 하는 출력전압 제어부; 및 상기 입력전압의 변동에 관계없이 상기 출력전압이 항상 목표 레벨로 출력되도록 하기 위하여, 상기 입력전압과 상기 출력전압을 근거로 상기 제1 내지 제3제어신호를 생성함과 아울러 이들의 듀티비를 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 두 개의 스위칭 전력 반도체만으로 교류 초퍼를 구성할 수 있고, 입력 전압의 극성에 무관하게 1개의 스위치에 인가되는 펄스폭변조신호의 듀티비만 결정하는 것에 의해 입력전압이 목표전압을 추종하게 되므로 단순한 제어과정을 통해 항상 안정된 상태를 유지할 수 있는 효과가 있다.
또한, 제어신호로 사용되는 펄스폭변조신호의 듀티비의 분해능을 조절하여 출력전압을 보다 정밀하게 제어할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 교류 초퍼형 자동 전압 조정기의 블록도이다.
도 2는 본 발명에 의한 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기의 블록도이다.
도 3의 (a) 내지 (d)는 도 2 각부의 파형도이다.
도 4는 제1교류스위치 및 제2교류스위치에 공급되는 제어신호의 타이밍도이다.
도 5는 제어부의 상세 블록도이다.
도 6a 내지 6g는 입력전압이 보상처리되어 목표전압의 레벨에 추종하는 것을 나타낸 실험결과의 파형도이다.
도 7은 교류스위치의 다른 실시예를 나타낸 회로도이다.
도 8은 교류스위치의 또 다른 실시예를 나타낸 회로도이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 2는 본 발명에 의한 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기의 블록도로서 이에 도시한 바와 같이 자동 전압 조정기(200)는 LC 필터(210), 제1교류 스위치(220), 제2교류 스위치(230), 트랜스포머(240), 출력전압 제어부(250), 바이패스 처리부(260), 서지전압 처리부(270) 및 제어부(280)를 포함한다.
LC 필터(210)는 도 3의 (a)와 같은 사인파 형태의 입력전압(Vi)이 제1교류 스위치(220)에 의해 스위칭되어 도 3의 (c)와 같이 연속되는 펄스 형태로 입력되는 교류전압(VL)을 평활하여, 도 3의 (d)와 같이 입력전압(Vi)보다 레벨은 낮지만 동일한 형태의 교류전압(Vc)으로 변환하여 출력한다.
제1교류 스위치(220)는 도 3의 (b)와 같은 제어신호(CTL1)에 따라 도 3의 (a)와 같은 입력전압(Vi)을 스위칭하여 도 3의 (c)와 같이 연속되는 펄스 형태의 교류전압을 LC필터(210)에 공급하는 역할을 한다.
이를 위해, 상기 제1교류 스위치(220)는 브릿지 다이오드 형태로 연결된 다이오드(D1-D4)와 트랜지스터(Q1)를 구비하되, 다이오드(D1),(D2)의 연결노드가 입력전압(Vi)의 일측단자(AC_L)에 연결되고, 다이오드(D3),(D4)의 연결노드가 LC 필터(210)의 인덕터(L)의 일측 단자에 연결되고, 다이오드(D2),(D4)의 연결노드가 트랜지스터(Q1)의 일측 단자에 연결되고, 다이오드(D1),(D3)의 연결노드가 트랜지스터(Q1)의 타측 단자에 연결된다.
트랜지스터(Q1)는 LC 필터(210)에 흐르는 전류량을 제어하기 위한 것으로, 제어부(280)로부터 공급되는 도 3의 (b)와 같은 펄스폭변조신호 형태의 제어신호(CTL1)에 의해 스위칭 동작한다. 즉, 트랜지스터(Q1)는 상기 제어신호(CTL1)가 '하이'로 공급될 때 턴온된다. 입력전압(Vi)의 정극성 구간에서 트랜지스터(Q1)가 턴온되는 경우 그 입력전압(Vi)이 다이오드(D2), 트랜지스터(Q1) 및 다이오드(D3)를 통해 LC 필터(210)의 인덕터(L)에 공급된다. 그리고, 입력전압(Vi)의 부극성 구간에서 트랜지스터(Q1)가 턴온되는 경우에는 그 입력전압(Vi)이 다이오드(D1), 트랜지스터(Q1) 및 다이오드(D4)를 통해 LC 필터(210)의 인덕터(L)에 공급된다.
제2교류 스위치(230)는 제1교류 스위치(220)의 트랜지스터(Q1)가 턴오프될 때 인덕터(L)에 흐르던 전류를 서서히 감소시키기 위한 폐루프를 제공하는 역할을 한다.
이를 위해, 상기 제2교류 스위치(230)는 브릿지 다이오드 형태로 연결된 다이오드(D5-D8)와 트랜지스터(Q2)를 구비하되, 다이오드(D5),(D6)의 연결노드가 인덕터(L)의 일측 단자에 연결되고 다이오드(D7),(D8)의 연결노드가 LC 필터(210)의 커패시터(C)의 타측 단자에 연결되고, 다이오드(D6),(D8)의 연결노드가 트랜지스터(Q2)의 일측 단자에 연결되고, 다이오드(D5),(D7)의 연결노드가 트랜지스터(Q2)의 타측 단자에 연결된다.
트랜지스터(Q2)는 상기 폐루프를 형성하기 위하여, 제어부(280)로부터 공급되는 펄스폭변조신호 형태의 제어신호(CTL2)에 의해 스위칭 동작한다. 즉, 트랜지스터(Q2)는 상기 제어신호(CTL2)가 '하이'로 공급될 때 턴온된다. 입력전압(Vi)의 정극성 구간에서 트랜지스터(Q2)가 턴온되는 경우 그 인덕터(L)의 전류가 다이오드(D6), 트랜지스터(Q2) 및 다이오드(D7)를 통해 LC 필터(210)의 커패시터(C)의 타측 단자에 공급된다. 그리고, 입력전압(Vi)의 부극성 구간에서 트랜지스터(Q2)가 턴온되는 경우에는 인덕터(L)의 전류가 다이오드(D5), 트랜지스터(Q2) 및 다이오드(D8)를 통해 LC 필터(210)의 커패시터(C)의 타측 단자에 공급된다.
여기서, 상기 제1교류 스위치(220)의 트랜지스터(Q1)와 제2교류 스위치(230)의 트랜지스터(Q2)는 스위치 소자로서, 양극성 접합 트랜지스터(Bipolar Junction Transistor)로 구현된 것을 예로 하였다. 하지만, 본 스위치가 이 트랜지스터로 한정되는 것이 아니라 다양한 종류의 트랜지스터나 다양한 종류의 스위치가 사용될 수 있다.
트랜스포머(240)는 상기 LC 필터(210)로부터 공급되는 전압을 승압 또는 감압하여 입력전압(Vi)의 변동에 관계없이 항상 목표로 하는 레벨의 출력전압(Vo)이 출력되도록 하는 역할을 한다.
출력전압 제어부(250)는 상기 입력전압(Vi)의 레벨이 목표레벨 보다 낮거나 높을 때 제어신호(CTL3)에 따라 스위칭 동작하여, 상기 LC 필터(210)로부터 공급되는 전압을 트랜스포머(240)의 1차코일의 제1탭(t1)에 연결하거나 제3탭(t3)에 연결하여 출력전압(Vo)을 승압하거나 감압하는 역할을 한다.
이를 위해 상기 출력전압 제어부(250)는 스위치(SW1)를 구비한다. 상기 1차코일의 제1탭(t1)과 제3탭(t3)은 중간탭인 제2탭(t2)을 기준으로 서로 대향되는 위치에 있다. 이에 따라, 제어신호(CTL3)에 의해 상기 스위치(SW1)의 가동단자(a)가 고정단자(b)에 연결될 때와 고정단자(c)에 연결될 때 트랜스포머(240)의 1차코일에 공급되는 전압의 위상차는 180도가 된다.
이에 따라, 입력전압(Vi)의 레벨이 목표 레벨보다 낮을 때 스위치(SW1)의 가동단자(a)가 고정단자(b)에 연결되어 LC 필터(210)로부터 공급되는 전압이 트랜스포머(240)의 1차코일의 제1탭(t1)에 전달되므로 LC 필터(210)의 전압(Vc)이 입력전압(Vi)에 더해진다. 그리고, 입력전압(Vi)의 레벨이 목표 레벨보다 높을 때에는 가동단자(a)가 고정단자(d)에 연결되어 LC 필터(210)로부터 공급되는 전압이 트랜스포머(240)의 1차코일의 제3탭(t3)에 전달되므로 입력전압(Vi)에서 상기 전압(Vc)이 감산된다.
따라서, 입력전압(Vi)의 변동에 관계없이 항상 출력전압(Vo)을 목표로 하는 레벨로 출력할 수 있게 된다.
상기 스위치(SW1)의 종류는 특별하게 한정되는 것이 아니라 다양한 종류의 교류 스위치로 구현할 수 있다. 예를 들어, 전력 반도체, 기계식 접점 스위치(릴레이) 중에서 어느 하나를 이용하여 구현할 수 있다.
상기와 같이 트랜스포머(240)를 통해 보상 출력되는 출력전압(Vo)의 최대 레벨은 이 트랜스포머(240)의 권선비에 의해 결정되며, 최대 레벨 이하의 범위에서는 제어부(280)로부터 스위치(SW1)에 공급되는 펄스폭변조신호(PWM: Pulse Width Modulation) 형태의 제어신호(CTL3)의 듀티비(duty ratio)에 의해 결정된다.
바이패스 처리부(260)는 자동 전압 조정기(200)에 이상이 발생될 때 트랜스포머(240)의 2차권선의 양단을 단락시켜 출력전압(Vo)을 바이패스시키는 역할을 한다.
이를 위해 상기 바이패스 처리부(260)는 스위치(SW2)를 구비하는데, 이 스위치(SW2)는 제어부(280)로부터 공급되는 제어신호(CTL4)에 의해 스위칭될 수 있다. 다른 예로써, 상기 스위치(SW2)는 릴레이(도면에 미표시)의 b접점 스위치로 구현되어 전원이 차단될 때 자동으로 단락되어 출력전압(Vo)을 바이패스시킬 수 있다.
서지전압 처리부(270)는 제1교류 스위치(220)와 제2교류 스위치(230)의 데드타임(dead-time) 동안에 LC 필터(210)의 인덕터(L)에 흐르던 전류에 의해 발생되는 전압 VL(Ldi/dt)을 받아들여 적절히 처리한 후 내부 전원이나 팬 구동전압 등으로 공급하는 역할을 한다.
이를 위해, 상기 서지전압 처리부(270)는 상기 트랜지스터(Q1)의 양측 단자에 각기 연결된 다이오드(D9),(D10), 상기 트랜지스터(Q2)의 양측 단자에 각기 연결된 다이오드(D11),(D12), 상기 다이오드(D9),(D10),(D11),(D12)를 통해 공급되는 전압을 충전하기 위한 커패시터(Cx) 및 상기 커패시터(Cx)에 충전된 전압을 내부 전원이나 팬 구동전압 등으로 공급하는데 적당한 형태로 가공하여 출력하는 전원공급장치(271)을 구비한다. 상기 전원공급장치(271)는 SMPS(Switched Mode Power Supply)로 구현될 수 있다.
다이오드(D9),(D10)는 제1교류 스위치(220)의 데드타임 동안에 LC 필터(210)의 인덕터(L)에 흐르던 전류에 의해 발생되는 전압 VL(Ldi/dt)을 받아들여 커패시터(Cx)에 공급하는 역할을 한다. 마찬가지로, 다이오드(D11),(D12)는 제2교류 스위치(230)의 데드타임 동안에 LC 필터(210)의 인덕터(L)에 흐르전 전류에 의해 발생되는 전압 VL(Ldi/dt)을 받아들여 커패시터(Cx)에 공급하는 역할을 한다. 전원공급장치(271)는 상기 커패시터(Cx)에 충전된 전압을 적절히 가공하여 내부 전원이나 팬 구동전압 등으로 공급하는 역할을 한다.
제어부(280)는 입력전압(Vi)의 변동에 관계없이 출력전압(Vo)이 항상 목표 레벨로 출력되도록 하기 위하여, 상기 입력전압(Vi)과 출력전압(Vo)을 근거로 상기 제어신호(CTL1),(CTL2)의 듀티비를 제어하는 역할을 한다.
제어부(280)는 상기 제어신호(CTL1),(CTL2)를 출력함에 있어서, 도 4에서와 같이 서로 교번되는 주기에 출력한다. 도 4는 제어신호(CTL1),(CTL2)의 각 한 주기를 나타낸 파형도이다. 제어부(280)로부터 상기 제어신호(CTL1)가 출력되어 상기 트랜지스터(Q1)가 턴온될 때, 입력전압(Vi)이 상기 제1교류 스위치(220) 및 LC 필터(210)의 인덕터(L)를 통해 커패시터(C)에 충전되고, 제어부(280)로부터 상기 제어신호(CTL2)가 출력되어 상기 트랜지스터(Q2)가 턴온될 때, 제2교류 스위치(230)가 LC 필터(210)와 함께 폐루프를 형성한다. 이에 따라, 인덕터(L)에 흐르던 전류가 서서히 감소된다. 상기 트랜지스터(Q1),(Q2)가 동시에 턴온되는 것을 방지하기 위하여 도 4에서와 같이 제어신호(CTL1)의 구간(TCTL1)과 제어신호(CTL2)의 구간(TCTL2)의 사이에 데드타임구간(Tdt)을 추가하였다.
제어부(280)는 상기 제어신호(CTL1)의 주기를 설정함에 있어서 보상하고자 하는 전압의 레벨에 따라 설정하고, 이의 듀티비를 설정함에 있어서 입력전압(Vi)이 목표 레벨보다 낮을 때 다음의 [수학식 1]에 따라 설정하고, 입력전압(Vi)이 목표 레벨보다 높을 때에는 다음의 [수학식 2]에 따라 설정한다.
Figure PCTKR2018005917-appb-M000001
Figure PCTKR2018005917-appb-M000002
상기 [수학식 1] 및 [수학식 2]에서 n은 트랜스포머(240)의 권선비이고, D는 제어신호(CTL1),(CTL2)의 듀티비이다.
도 5는 제어부(280)의 구현예를 나타낸 상세 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 출력전압 검출부(281), 에러전압 연산기(282), 비례적분 제어기(283), 제1제어신호 출력부(284), 전압 비교부(285) 및 제2제어신호 출력부(286)을 구비한다.
출력전압 검출부(281)는 자동전압 조정기(200)에서 출력되는 출력전압(Vo)을 검출하여 그에 따른 출력전압 검출신호를 출력한다.
에러전압 연산기(282)는 상기 출력전압 검출신호와 전압지령신호(RMS)를 비교하여 그에 따른 에러전압을 출력한다.
PID 제어기(283)는 상기 에러전압을 근거로 출력전압이 상기 전압지령신호(RMS)를 따르도록 PID 제어(Proportional Integral Derivative control)를 수행한다.
제1제어신호 출력부(284)는 상기 PID 제어기(283)의 제어에 따른 듀티비를 갖는 상기 제어신호(CTL1),(CTL2)를 출력한다.
전압 비교부(285)는 자동전압 조정기(200)에 입력되는 입력전압(Vi)과 상기 전압지령신호(RMS)를 비교하여 그에 따른 비교신호를 출력한다.
제2제어신호 출력부(286)는 상기 비교신호에 따라, 상기 스위치(SW1)의 가동단자(a)가 고정단자(b)와 연결되도록 제어신호(CTL3)의 로직을 하이(또는 로우)로 출력하거나 스위치(SW1)의 가동단자(a)가 고정단자(c)와 연결되도록 제어신호(CTL3)의 로직을 로우(또는 하이)로 출력한다.
제1제어신호 출력부(284)로부터 출력되는 제어신호(CTL2)의 구간은 1 주기의 스위칭 구간(TCTL) 중에서 제어신호(CTL1)의 구간과 데드타임(Tdt)의 구간을 제외한 구간에 해당되므로 다음의 [수학식 3]으로 결정된다.
Figure PCTKR2018005917-appb-M000003
한편, 도 6a 내지 6g는 입력전압(Vi)이 본 발명에 따른 자동 전압 조정기(200)에 의해 보상처리되어 목표전압의 레벨에 추종하는 것을 나타낸 실험결과의 파형도로서 이를 설명하면 다음과 같다.
먼저, 도 6a는 입력전압(Vi)이 목표전압(223V)보다 낮은 187V(CH1)로 입력되는 경우 상기와 같은 보상 경로 즉, LC 필터(210), 제1교류 스위치(220), 트랜스포머(240), 출력전압 제어부(250) 및 제어부(280)에 의해 보상전압(36.6V)(CH4)으로 보상처리되어 출력전압(Vo)이 223V(CH2)로 출력되는 것을 나타낸 것이다.
도 6b는 입력전압(Vi)이 목표전압(223V)보다 낮은 200V(CH1)로 입력되는 경우 상기와 같은 보상 경로에 의해 보상전압(17.5V)(CH4)으로 보상처리되어 출력전압(Vo)이 223V(CH2)로 출력되는 것을 나타낸 것이다.
도 6c는 입력전압(Vi)이 목표전압(223V)보다 낮은 210V(CH1)로 입력되는 경우 상기와 같은 보상 경로에 의해 보상전압(16.2V)(CH4)으로 보상처리되어 출력전압(Vo)이 224V(CH2)로 출력되는 것을 나타낸 것이다.
도 6d는 입력전압(Vi)이 목표전압(223V)으로 입력되는 경우 보상처리되지 않아 즉, 보상전압(0.00V)(CH2)으로 보상처리되어 입력전압(223V)이 그대로 출력전압(Vo= 223V)으로 이 출력되는 것을 나타낸 것이다.
도 6e는 입력전압(Vi)이 목표전압(225V)으로 입력되는 경우 상기와 같은 보상 경로에 의해 보상전압(3V)(CH4)으로 보상처리되어 출력전압(Vo)이 222V(CH2)로 출력되는 것을 나타낸 것이다.
도 6f는 입력전압(Vi)이 목표전압(233V)으로 입력되는 경우 상기와 같은 보상 경로에 의해 보상전압(9.56V)(CH4)으로 보상처리되어 출력전압(Vo)이 225V(CH2)로 출력되는 것을 나타낸 것이다.
도 6g는 입력전압(Vi)이 목표전압(244V)으로 입력되는 경우 상기와 같은 보상 경로에 의해 보상전압(20.7V)(CH4)으로 보상처리되어 출력전압(Vo)이 225V(CH2)로 출력되는 것을 나타낸 것이다.
한편, 도 7은 상기 제1교류 스위치(220) 및 상기 제2교류 스위치(230)의 다른 실시예를 나타낸 회로도로서 이에 도시한 바와 같이, 제1교류입력단자(AC1)와 공통노드(CN)의 사이에 병렬 연결된 다이오드(D13)와 트랜지스터(Q3); 및 제2교류입력단자(AC2)와 상기 공통노드(CN)의 사이에 병렬 연결된 다이오드(D14)와 트랜지스터(Q4)를 구비한다.
도 7을 참조하면, 도 3의 (b)와 같은 제어신호를 이용하여 트랜지스터(Q3)와 트랜지스터(Q4)를 동시에 턴온시키면 제1교류입력단자(AC1)와 제2교류입력단자(AC2)가 도통 상태가 되어 상기 제1교류 스위치(220) 또는 제2교류 스위치(230)와 동일한 기능을 수행할 수 있게 된다.
한편, 도 8은 상기 제1교류 스위치(220) 및 상기 제2교류 스위치(230)의 또 다른 실시예를 나타낸 회로도로서 도 7과 비교할 때, 도 7의 트랜지스터(Q3),(Q4)가 NPN형 트랜지스터인 것에 비하여 도 8의 트랜지스터(Q5),(Q6)은 PNP형 트랜지스터인 것이 다른 점이고, 이에 따라, 도 7의 다이오드(D13),(D14)의 방향과 도 8의 다이오드(D15),(D16)의 방향이 서로 반대인 것이 다른 점이다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니라 다음의 청구범위에서 정의하는 본 발명의 기본 개념을 바탕으로 보다 다양한 실시예로 구현될 수 있으며, 이러한 실시예들 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (6)

  1. 연속되는 펄스 형태로 입력되는 교류전압을 평활하여, 입력전압에 비하여 레벨은 낮지만 그 입력전압과 동일한 형태의 교류전압을 생성하여 출력하는 LC 필터;
    제1제어신호에 따라 상기 입력전압을 스위칭하여 상기 연속되는 펄스 형태로 입력되는 교류전압을 생성하여 상기 LC 필터에 공급하는 제1교류 스위치;
    상기 제1교류 스위치가 턴오프되는 주기마다 제2제어신호에 따라 스위칭 동작하여, 상기 LC 필터의 인덕터에 흐르던 전류를 서서히 감소시키기 위한 폐루프를 제공하는 제2교류 스위치;
    상기 LC 필터로부터 공급되는 전압을 승압 또는 감압하여 상기 입력전압의 변동에 관계없이 목표로 하는 레벨의 보상전압을 출력하는 트랜스포머;
    상기 입력전압의 레벨이 목표레벨 보다 낮거나 높을 때 제3제어신호에 따라 스위칭 동작하여, 상기 LC 필터로부터 상기 트랜스포머의 1차코일에 공급되는 전압의 위상을 180도 차이로 전환시켜 출력전압이 승압되거나 감압되게 하는 출력전압 제어부; 및
    상기 입력전압의 변동에 관계없이 상기 출력전압이 항상 목표 레벨로 출력되도록 하기 위하여, 상기 입력전압과 상기 출력전압을 근거로 상기 제1 내지 제3제어신호를 생성함과 아울러 이들의 듀티비를 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1교류 스위치는
    브릿지 다이오드 형태로 연결된 제1 내지 제4 다이오드; 및
    상기 제2,4 다이오드의 연결노드와 상기 제1,3 다이오드의 연결노드에 양측 단자가 각기 연결되고, 상기 제1제어신호에 의해 스위칭되는 제1트랜지스터를 구비하되,
    상기 제1,2다이오드의 연결노드가 상기 입력전압의 일측 단자에 연결되고,
    상기 제3,4다이오드의 연결노드가 상기 LC 필터의 인덕터의 일측 단자에 연결된 것을 특징으로 하는 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제2교류 스위치는
    브릿지 다이오드 형태로 연결된 제5 내지 제8 다이오드; 및
    상기 제6,8 다이오드의 연결노드와 상기 제5,7 다이오드의 연결노드에 양측 단자가 각기 연결되고, 상기 제2제어신호에 의해 스위칭되는 제2트랜지스터를 구비하되,
    상기 제5,6다이오드의 연결노드가 상기 LC 필터의 인덕터의 일측 단자에 연결되고,
    상기 제7,8다이오드의 연결노드가 상기 LC 필터의 커패시터의 타측 단자에 연결된 것을 특징으로 하는 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 출력전압 제어부는
    가동단자가 상기 LC 필터의 출력단자에 연결되고,
    제1고정단자가 상기 트랜스포머의 1차코일의 제1탭에 연결되고,
    제2고정단자가 상기 트랜스포머의 1차코일의 제3탭에 연결된 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 자동 전압 조정기는
    상기 제1교류스위치의 데드타임(dead-time) 동안에 LC 필터의 인덕터에 흐르전 전류에 의해 발생되는 전압을 받아들이기 위해 상기 제1교류 스위치 측에 연결된 제9,10 다이오드;
    상기 제2교류스위치의 데드타임(dead-time) 동안에 LC 필터의 인덕터에 흐르전 전류에 의해 발생되는 전압을 받아들이기 위해 상기 제2교류 스위치 측에 연결된 제11,12다이오드;
    상기 제9,10 다이오드 및 제11,12 다이오드를 통해 공급되는 전압을 충전하기 위한 커패시터; 및
    상기 커패시터에 충전된 전압을 내부 전원이나 팬 구동전압으로 공급하는데 적당한 형태로 가공하여 출력하는 전원공급장치를 구비한 서지전압 처리부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제어부는
    상기 자동전압 조정기에서 출력되는 출력전압을 검출하여 그에 따른 출력전압 검출신호를 출력하는 출력전압 검출부;
    상기 출력전압 검출신호와 전압지령신호를 비교하여 그에 따른 에러전압을 출력하는 에러전압 연산기;
    상기 에러전압을 근거로 상기 출력전압이 상기 전압지령신호를 따르도록 PID 제어(Proportional Integral Derivative control)를 수행하는 PID 제어기;
    상기 PID 제어기의 제어에 따른 듀티비를 갖는 상기 제1,2제어신호를 출력하는 제1제어신호 출력부;
    상기 입력전압과 상기 전압지령신호를 비교하여 그에 따른 비교신호를 출력하는 전압 비교부; 및
    상기 전압 비교부에서 출력되는 비교신호에 따라 상기 제3제어신호를 생성하여 출력하는 제2제어신호 출력부를 구비한 것을 특징으로 하는 교류 스위치를 구비한 자동 전압 조정기.
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