CN105576978B - 谐振dc/dc转换器的次级侧控制 - Google Patents

谐振dc/dc转换器的次级侧控制 Download PDF

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Abstract

本发明的各个实施例涉及谐振DC/DC转换器的次级侧控制。一种次级侧整流和调节电路，其包括：次级侧变压器绕组；全波整流电路以及控制单元，其具有第一对可控整流器，第一对可控整流器包括连接至次级侧变压器绕组的第一端子的第一晶体管以及连接至次级侧变压器绕组的第二端子的第二晶体管；控制单元，其可操作用于控制全波整流器的晶体管的切换，使得全波整流器：(a)通过对跨次级侧变压器绕组的电压或者流经次级侧变压器绕组的电流进行整流，来产生用于供给负载的整流输出，以及(b)调节整流输出。

Description

谐振DC/DC转换器的次级侧控制
技术领域
本申请涉及了谐振DC/DC转换器，具体而言涉及谐振DC/DC转换器的次级侧控制。
背景技术
由于谐振转换器能够实现几乎无损的切换，从而能够实现高效的高频操作。然而，在具有高度动态的负载并且/或者具有在反馈路径中的隔离的应用中，实施方案的细节在实际上限制了可实现的频率。针对隔离型拓扑结构的情况，使用光耦合器以在所感测的次级侧输出(电压和电流)与初级侧控制器之间提供隔离。该谐振转换器的控制器响应于输出，以通过调整初级侧设备的控制变量来维持调节的需求。光耦合器是慢速设备，其限制了控制环路的可实现带宽。这与高频操作的多个益处中的能够增加环路带宽的一个益处相抵触。即使在非隔离型应用中，反馈环路也在初级侧设备的频率下操作。借助于次级侧控制，环路在切换时期的每个半周期上操作，由此有效地使得响应时间减半。另外，特定的谐振转换器在经受宽的负载变化时遭受较差的性能。例如，串联谐振转换器在传统的变频(VF)控制下在空负载状态下不能维持调节。次级侧控制可以克服这个问题。
一种次级侧控制技术是：控制传输至负载的谐振能量的量。一种常规方法涉及：在中心抽头型次级变压器系统中的同步整流器的栅极信号中，引入相移。然而，这种方法允许在整流器中有逆向电流流动，致使在输出处的电压波纹增加。另一常规方法涉及：将全桥整流器配置结构用于单绕组型次级变压器。两个整流器是简单的二极管，并且另两个整流器是同步(可控)整流器。然而，采用这种方法，至少一个二极管就始终在整流路径中，从而限制了在满负载状态下可实现的效率。
另一次级侧控制技术是：利用同步整流器的MOSFET沟道与固有本体二极管的导通差异。一种常规方法涉及：使用单调制方案，其具有比双边沿调制方案更低的瞬变性能。另一常规方法涉及：使用双边沿调制方案，其导致了最快的可实现的响应。然而，控制是过程，如仅仅存在分别针对全桥和中心抽头整流器的对于一个或两个电阻性压降或者一个或两个二极管压降的选择。
发明内容
根据次级侧整流和调节电路的一个实施例，次级侧整流和调节电路包括：次级侧变压器绕组；全波整流器，全波整流器具有第一对可控整流器，第一对可控整流器包括连接至次级侧变压器绕组的第一端子的第一晶体管以及连接至次级侧变压器绕组的第二端子的第二晶体管；以及控制单元。控制单元可操作用于控制全波整流器的晶体管的切换，使得全波整流器：(a)通过对跨次级侧变压器绕组的电压或者流经次级侧变压器绕组的电流进行整流，来产生用于供给负载的整流输出，以及(b)调节整流输出。
一种对应的通过使用次级侧整流和调节电路来进行整流和调节的方法包括：使全波整流器的晶体管切换，使得全波整流器：通过对跨次级侧变压器绕组的电压或者流经次级侧变压器绕组的电流进行整流，来产生用于供给负载的整流输出；以及使全波整流器的晶体管切换，从而调节整流输出。
根据实施例的一种电子系统包括：负载；次级侧变压器绕组；全波整流器，其将次级侧变压器绕组耦合至负载并且包括第一对可控整流器，第一对可控整流器包括连接至次级侧变压器绕组的第一端子的第一晶体管以及连接至次级侧变压器绕组的第二端子的第二晶体管；以及控制单元。控制单元可操作用于控制全波整流器的晶体管的切换，使得全波整流器：(a)通过对跨次级侧变压器绕组的电压或者流经次级侧变压器绕组的电流进行整流，来产生用于供给负载的整流输出，以及(b)调节整流输出。
在阅读以下具体实施方式并且查看附图后，本领域的技术人员将认识到另外的特征和优点。
附图说明
附图中的元件不必相对于彼此成比例。相似附图标记指代对应类似部分。各种所示实施例的特征可以组合，除非它们彼此排斥。实施例描绘于附图，并且在以下具体实施方式中详述。
图1示出电子系统的实施例的方框图，该电子系统包括用于供给负载的次级侧整流和调节电路。
图2示出图1的次级侧整流和调节电路的实施例的方框图，该电路实施为电压型谐振转换器。
图3示出通过使用交替边沿调制来操作图2的次级侧整流和调节电路以实现整流和调节的相关的各种波形。
图4示出图1的次级侧整流和调节电路的实施例的方框图，该电路实施为电流型谐振转换器。
图5示出通过使用交替边沿调制来操作图4的次级侧整流和调节电路以实现整流和调节的相关的各种波形。
图6示出通过使用相移调制以及下降边沿调制来操作图4的次级侧整流和调节电路以实现整流和调节相关联的各种波形。
图7示出通过使用相移调制以及上升边沿调制来操作图4的次级侧整流和调节电路以实现整流和调节的相关的各种波形。
图8示出通过使用相移调制以及交替边沿调制来操作图4的次级侧整流和调节电路以实现整流和调节的相关的各种波形。
图9示出图1的次级侧整流和调节电路的另一个实施例的方框图，该电路实施有仅仅一对可控整流器以及中心抽头配置结构。
图10示出通过使用交替边沿调制来操作图9的次级侧整流和调节电路以实现整流和调节的相关的各种波形。
图11示出与具有单个整流和调节级的电流型谐振转换器一起使用的零交叉检测电路的实施例的方框图。
图12示出与具有单个整流和调节级的电流型谐振转换器一起使用的零交叉检测电路的另一个实施例的方框图。
图13示出与具有单个整流和调节级的电流型谐振转换器一起使用的零交叉检测电路的又一个实施例的方框图。
具体实施方式
本文所述各实施例使用次级侧控制以便供给负载。本文所述的技术的粒度更细，并且可为在全桥整流器的情况下的两个电阻压降、一个电阻压降和一个二极管压降、或两个二极管压降。本文所述的整流和调节电路包括变压器绕组、全波整流器以及控制单元。该全波整流器具有第一对可控整流器，该第一对可控整流器包括连接至该变压器绕组的第一端子的第一晶体管以及连接至该变压器绕组的第二端子的第二晶体管。该全波整流器可仅仅具有第一对可控整流器、或者可以还具有第二对可控整流器，这取决于是否使用中心抽头配置结构，如下文中更详细地解释的。不论在上述的哪种情况下，控制单元都可操作用于控制全波整流器的晶体管的切换，使得该全波整流器：(a)通过对跨该变压器绕组的电压或者通过该变压器绕组的电流进行整流，来产生用于供给负载的整流输出，以及(b)对整流输出进行调节。因此，附加的调节级诸如非隔离式DC/DC转换器或者至初级侧的控制器的反馈并非是必要的，因为该全波整流器的晶体管被控制成对负载提供整流和调节两者。因此，在次级侧整流和调节电路中使用仅仅一个转换级，由此实现了高的效率并且减少了尺寸和成本。
图1示出整流和调节电路100以及包括整流和调节(次级侧)电路100和初级侧电路104的电子系统102的一个实施例。初级侧电路104通过变压器103而耦合至整流和调节电路100。变压器103提供隔离和/或电压转换比率。初级侧电路104包括作为全桥或半桥配置结构的斩波电路106、具有电感器和电容器的特定配置结构的谐振网络108、变压器103的初级绕组110、以及用于控制斩波电路106的操作并与整流和调节(次级侧)电路通信的控制单元112。例如，初级侧控制单元112调节斩波电路106的晶体管Q1至Q4的频率或其他控制变量。在图1中，初级侧电路104的斩波电路106具有全桥配置结构，包括晶体管Q1、Q2、Q3和Q4。初级侧控制单元112生成栅极信号(“栅极Q1”、“栅极Q2”等)，以便对斩波电路106的晶体管进行切换。至初级侧电路104的DC输入(Vin)示为DC源，其可通过来自AC干线的多个转换级得到。
电子系统102的整流和调节(次级侧)电路100包括变压器103的次级绕组116、全波整流器118以及控制单元120。根据此实施例，全波整流器118具有两对可控整流器。第一对可控整流器包括连接至次级变压器绕组116的第一端子的第一晶体管(S1)以及连接至次级变压器绕组116的第二端子的第二晶体管(S2)。第二对可控整流器包括连接至次级变压器绕组116的第二端子的第三晶体管(S3)以及连接至次级变压器绕组116的第一端子的第四晶体管(S4)。全波整流器118的晶体管作为受控整流器进行操作，并且因此可为适于用作同步整流器的任何标准的晶体管类型(诸如，FET(场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅极双极型晶体管)等)，其中晶体管的切换状态确定该晶体管被配置为二极管还是被配置用于以小压降整流低DC电流。次级侧控制单元120生成相应的栅极信号(“栅极S1”、“栅极S2”等)以控制全波整流器的切换，使得该全波整流器118：(a)通过对跨次级侧变压器绕组116的电压或者流经次级侧变压器绕组116的电流进行整流，来产生用于供给电子系统102的负载104的整流输出，以及(b)对整流输出进行调节。负载114可为电子设备诸如CPU(中央处理单元)、GPU(图形处理单元)、存储器(例如，使用谐振转换器的48V/1V)，或者负载114可为另一个转换器(例如，以便实施用于服务器的400V/48V转换器或400V/12V转换器)。
根据图1的实施例，次级侧控制单元120使用交替边沿调制来对全波整流器118的晶体管进行切换，从而增加可控性范围。交替边沿调制技术可应用于电压型或电流型的谐振拓扑结构。对电压型或电流型的指定，确定了负责传送功率的正弦波形。
图2示出图1的电子系统102的整流和调节(次级侧)电路100以及对应的滤波器122，其实施为电压型谐振转换器，其中Vsec是跨次级变压器绕组116的端子的时变电压，并且isec是变压器绕组116中的对应的电流。滤波器122示出为包括电感器(Lf)和电容器(Cf)的低通滤波器，用于将电压型谐振转换器100耦合至负载144。图2中示出的电压型谐振转换器100的操作，参考图3在下文中更详细地解释。
图3示出与图2的电压型谐振转换器100的操作相关的各种波形，其中Vcomp是任何线性控制网络中存在的补偿误差信号。次级侧控制单元120使用下降边沿调制来对全波整流器118的晶体管S1和S3进行切换，并且使用上升边沿调制来对全波整流器118的晶体管S2和S4进行切换。在一个实施例中，次级侧控制单元120基于同步至次级变压器绕组116的谐振电流或电压的波形(isec或Vsec)的下降边沿PWM(脉宽调制)信号(Vtmod)，对第一整流器晶体管S1和第三整流器晶体管S3进行切换。次级侧控制单元120也基于也同步至该谐振波形的上升边沿PWM信号(Vlmod)，对第二整流器S2和第四整流器S4进行切换。下降边沿PWM信号Vtmod和上升边沿PWM信号Vlmod中的每一个都在谐振波形的零交叉点处变至(即，接近)零。
次级侧控制单元120响应于下降边沿PWM信号Vtmod上升至误差信号Vcomp之上，如果第一晶体管S1导通那么将第一晶体管S1断开，或者如果第三晶体管S3导通那么将第三晶体管S3断开。次级侧控制单元120响应于上升边沿PWM信号Vlmod下降至误差信号Vcomp之下，如果第二晶体管S2断开那么将第二晶体管S2导通，或者如果第四晶体管S4断开那么将第四晶体管S4导通。在图4中，整流器晶体管的栅极电压分别被标记为VgS1、VgS2、VgS3和VgS4，该栅极电压的电平对应于由次级侧控制单元120所生成的相应的栅极信号(“栅极S1”、“栅极S2”等)，如图1所示。在调制方案交换的情况下，即，在上升边沿调制用于整流器晶体管S1和S3、并且下降边沿调制用于整流器晶体管S2和S4的情况下，全波整流器118的整流和调节行为也是相同的。
不论在上述的哪种情况下，当全波整流器118的晶体管以开环方式来操作时，整流电压(Vrect)都对应于降低了两个晶体管电阻压降(2IoRds)的经整流的变压器绕组电压，即，Vrect＝|Vsec|-2IoRds，其中Io是晶体管输出电流(即，FET的漏极电流)并且Rds是晶体管导通状态电阻(例如，FET的漏极至源极电阻)。在交替边沿调制下，存在三个可能整流器电压降：(1)2IoRds；(2)VF+IoRds；或者(3)2VF，其中VF是晶体管本体二极管的正向电压。本体二极管在满负载状态下并不导通。随着负载的减少，允许本体二极管在该周期的更大部分导通，因此使得全波整流器118能够在单个电压型谐振转换器级中执行整流和调节两者。
更详细地，图2中示出的电压型谐振转换器级100的输出电压计算如下：
使用比率和跨初级变压器绕组110的稳态基频AC电压给定如下：
其中DSR是作为同步整流器操作的晶体管的占空比，并且等于Vcomp与调制器的振幅(Vtmod＝Vlmod)的比率。N是初级变压器绕组110与次级变压器绕组116的匝数比率。转换因数β给定如下：
β＝1+γ(1-DSR)+λDSR (3)
由等式(1)至(3)，调整整流器变压器的导通，使得初级变压器绕组110处的电压改变，这意味着谐振回路的传输特性发生改变。因此，通过整流和调节(次级侧)电路100的全波整流器晶体管的交替边沿调制，实现了负载调节。
图4示出图1的电子系统102的整流和调节(次级侧)电路100以及对应的滤波器122，其实施为电流型谐振网络，其中isec是次级变压器绕组116中的时变电流。过滤器122被实施为用于将电流型谐振转换器100耦合至负载114的电容器(Cf)。图4中示出的整流和调节(次级侧)电路100的操作，参考图5在下文中更详细地解释。
图5示出与图4的电流型谐振转换器100的操作相关的各种波形，其中Vcomp同样表示任何线性控制网络中存在的补偿误差信号。从变压器绕组和整流电流波形isec和irect中，可以看出，占空比DSR的调整影响了谐振回路的传输特性。当全波整流器118的晶体管沟道导通100％的周期时，传输最大功率，而在整流器晶体管根本不导通时传输处于最小。
如前文中所述，整流和调节(次级侧)电路100的控制单元120响应于下降边沿PWM信号Vtmod上升至补偿误差信号Vcomp之上，如果第一晶体管S1导通那么将第一晶体管S1断开(即，VgS1＝0)或者如果第三晶体管S3导通那么将第三晶体管S3断开(即，VgS3＝0)。次级侧控制单元120以类似的方式，响应于上升边沿PWM信号Vlmod下降至误差信号Vcomp之下，如果第二晶体管S2断开那么将第二晶体管S2导通(即，VgS2＝1)或者如果第四晶体管S4断开那么将第四晶体管S4导通(即，VgS4＝1)。图5中的整流器晶体管的栅极电压电平VgS1、VgS2、VgS3和VgS4对应于如图1所示的由次级侧控制单元120所生成的相应的栅极信号(“栅极S1”、“栅极S2”等)。同样，在调制方案交换的情况下，全波整流器118的整流和调节行为也是相同的，如上文中所解释的。不论在上述的哪种情况下，并且在交替边沿调制下，存在三个可能整流器电压降：(1)2isecRds；(2)VF+isecRds；或者(3)2VF，其中VF是晶体管本体二极管的正向电压。随着负载的减少，允许本体二极管在该周期的更大部分导通，因此使得全波整流器118能够在单个电流型谐振功率转换器级中执行整流和调节两者。
图6示出基于相移调制(PSM)方案的、与图4的电流型谐振整流和调节(次级侧)电路100的操作相关的各种波形。根据此实施例，整流和调节(次级侧)电路100的控制单元120以约50％占空比以互补的方式来对每个可控整流器的晶体管对进行切换。次级侧控制单元120还在可控整流器对之间引入相移(φ)。图6中示出的所得波形使用下降边沿调制(标准相移调制技术)以生成相移。
当相邻的整流器晶体管(S1和S3或者S2和S4)被次级侧控制单元120导通时，谐振电流循环流动而不是发送至负载114并且没有大的输出电压波纹。利用下降边沿调制，整流电流波形(irect)在开始了半周期的零交叉处开始，并且随后在半周期结束之前截断。如果替代地采用上升边沿调制，那么整流电流波形将会在开始了半周期的零交叉之后的特定时刻开始，并且然后在该半周期结束时的零交叉处结束，如图7所示。如果采用交替边沿调制以生成相移，那么整流电流波形可以定位于中央、在经整流的变压器绕组电流(isec)的峰值处，如图8所示。例如，次级侧控制单元120可以将下降边沿调制用于对第一整流器晶体管和第四整流器晶体管(S1和S4)进行切换，并且将上升边沿调制用于对第二整流器晶体管和第三整流器晶体管(S2和S3)进行切换，以在可控整流器对之间引入相移(φ)。在每个情况下，由全波整流器118输出的电流(irect)都被整流并且被调节，如图6所示。
根据前述各实施例，采用基于PWM的交替边沿调制以产生图3和图5中的波形，其中全波整流器118的顶部晶体管S1和S3采用一种调制方案进行控制而底部整流器晶体管S2和S4采用另一种方案进行控制。然而，用于电流型谐振转换器的整流器晶体管可以使用相移调制(PSM)进行切换，以实现单个级的整流和调节。如上文就下降边沿调制所述、并且如图6所示，整流器晶体管S1和S4中的每一个都以50％占空比进行操作，并锁相至变压器绕组电流波形(isec)。整流器晶体管S2和S3进行互补切换，在稳态下具有50％占空比。整流器晶体管S2和S3相对于整流器晶体管S1和S4的相移，由补偿误差电压Vcomp确定。这是应用于谐振转换器的全波整流器118的晶体管以提供调节的标准PSM(相移调制)。
图7示出基于使用上升边沿调制而非下降边沿调制以控制整流器晶体管切换的PSM方案的、与图4的电流型谐振整流和调节(次级侧)电路100的操作相关的各种波形。如从图7可见，次级侧控制单元120基于锁相至变压器绕组电流波形(isec)的上升边沿PWM信号(Vlmod)，以约50％占空比，对第一整流器晶体管S1和第四整流器晶体管S4进行切换。整流器晶体管S2和S3进行互补切换，在稳态下具有50％占空比；并且晶体管S2和S3相对于晶体管S1和S4的相移(φ)同样是由补偿误差电压Vcomp确定，如图7所示。
图8示出基于使用交替边沿调制来控制整流器晶体管切换的相移调制方案的、与图4的电流型谐振整流和调节(次级侧)电路100的操作相关的各种波形。交替边沿调制提供PSM整流，但是每个调制方案(上升边沿和下降边沿)负责全波整流器118的顶部和底部晶体管(S1/S4或S2/S3)。更具体地，次级侧控制单元120生成锁相至变压器绕组电流波形(isec)的下降边沿PWM信号(Vtmod)，以便以约50％占空比，对第一整流器晶体管S1和第四整流器晶体管S4进行切换。次级侧控制单元120还生成与变压器绕组电流波形(isec)同相的上升边沿PWM信号(Vlmod)，以便以约50％占空比，对第二整流器晶体管S2和第三整流器晶体管S3进行切换。类似于上述上升边沿PSM实施例和下降边沿PSM实施例，整流器晶体管S2和S3相对于整流器晶体管S1和S4的相移(φ)由补偿误差电压Vcomp确定，如图8所示。在一个实施例中，Vcomp被限制，例如，以使调制电压减半，从而使得电荷不从滤波器电容器(Cf)去除并且输出波纹并不增加。
用于整流的PSM与PWM相比的关键差异在于，电流仅仅在全波整流器118的相对的开关(例如，S1和S3或者S2和S4)导通时，流向滤波器122。否则，电流循环流动。基于PWM的切换控制，利用FET和二极管的导通差异。基于PSM的切换控制，通过控制递送至负载114的电流的量来实现调节，并且仅适用于电流型谐振转换器。
图9示出整流和调节(次级侧)电路100的另一个实施例。图9中示出的实施例类似图1中示出的实施例，然而，全波整流器118具有仅仅一对包括晶体管S1和S2的可控整流器、以及在次级变压器绕组116的第一端子和第二端子之间的中心抽头。晶体管S1和S2基于补偿误差电压Vcomp针对每个相应的半周期对电压或电流信号(Vsec或isec)进行整流。当整流器晶体管导通时，跨设备经历IR压降，从而使得整流电压Vrect＝|Vsec|-IoRds，其中IoRds是FET的IR压降。当整流器晶体管断开时，整流电压Vrect＝|Vsec|-VF，其中VF是晶体管本体二极管的正向电压。该技术可应用于电流型的拓扑结构，并且因此对应波形将类似于图5，在这种情况下，变压器绕组电压畸变了单个IR或VF电压。
图10示出图9的整流和调节(次级侧)电路100的操作相关联的各种波形。在操作中，次级侧控制单元120(图9中未示出)基于同步至用于次级侧变压器绕组116的谐振电流或电压波形(isec或Vsec)的下降边沿PWM信号Vtmod，对第一整流器晶体管S1进行切换，并且基于也同步至该谐振波形的上升边沿PWM信号Vlmod，对第二整流器晶体管S2进行切换。下降边沿PWM信号和上升边沿PWM信号中的每一个都在谐振波形的零交叉点处变至(即，接近)零，如前文中所述。响应于下降边沿PWM信号Vtmod上升至误差信号Vcomp之上，次级侧控制单元120在第一晶体管S1导通的情况下将第一晶体管S1断开。响应于上升边沿PWM信号Vlmod下降至误差信号以下，次级侧控制单元120在第一晶体管S1和第二晶体管S2两者都断开的情况下将第二晶体管S2导通。
在先前所述电压型和电流型谐振转换器实施例两者中，整流和调节(次级侧)电路100测量、检测、估计、或者标识谐振波形(对于电压型谐振网络为Vsec，并且对于电流型谐振网络为isec)中的零交叉点，以便实施先前所述单级整流和调节调制方案。用于感测Vsec的电压感测电路是容易理解的并且众所周知的，并且因此下文不再结合电压型谐振转换器实施例就此给出解释。用于电流型谐振转换器的零交叉检测倾向于是更复杂的，其中若干个实施例在下文中结合图11至图13更详细地描述。
图11示出与本文所述电流型谐振转换器一起使用的零交叉检测电路的一个实施例。根据此实施例，旁路电阻器(Rshunt)放置在电流路径中，并且通过比较器130测量跨该旁路电阻器的电压，以便确定isec中的零交叉。
图12示出与本文所述电流型谐振转换器一起使用的零交叉检测电路的另一个实施例。根据此实施例，电流变压器(或多个电流变压器)140放置在电流路径中，以便使用感测网络142确定isec中的零交叉。可以使用多个电流变压器以生成完整的正弦波。可替代地，可使用一个电流变压器来测量半个周期，并且随后可以预测或计算第二半周期。
图13示出与本文所述电流型谐振转换器一起使用的零交叉检测电路的又一个实施例。根据此实施例，两个或更多个整流器晶体管S1、S2、S3、S4具有两个额外端子150、152，这两个额外端子150、152输出根据通过相应整流器晶体管的电流的信号。例如，这两个额外端子150、152可用于电流镜、流控电压源、或者压控电压源。最低限度，每个可控整流器对中的一个整流器晶体管应当能够供应电流信息达完整谐振周期。然而，类似图12的电流变压器实施例，如果仅有一个整流器晶体管可以提供该信息，那么仅知晓半个周期、并且可以预测/计算第二半周期。
术语诸如“第一”、“第二”等用于描述各种元件、区域、区段等，并且并非旨在限制。在整个本说明书中，相似术语指代相似元件。
如本文中所使用的，术语“具有”、“含有”、“包括”、“包含”等为开放性的术语，指示存在该元件或特征，但不排除存在另外的元件或特征。“一”、“一个”以及“该”旨在包括复数以及单数，除非上下文中另外明确指出。
应当理解，本文中描述的各种实施例的特征可与彼此组合，除非另外具体指出。
虽然已在本文中示出并描述特定的实施例，但是本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种备选的和/或等同的实施方案可以替代所示出和描述的特定的实施例。本申请旨在涵盖本文所论述的特定的实施例的任何调整和变化。因此，本发明旨在仅受到权利要求书及其等同物的限制。

Claims (20)

1.一种次级侧整流和调节电路，包括：
次级侧变压器绕组；
全波整流器，所述全波整流器具有第一对可控整流器，所述第一对可控整流器包括连接至所述次级侧变压器绕组的第一端子的第一晶体管以及连接至所述次级侧变压器绕组的第二端子的第二晶体管；以及
控制单元，所述控制单元可操作用于，控制所述全波整流器的所述晶体管的切换，从而使得所述全波整流器：(a)通过对跨所述次级侧变压器绕组的电压或者流经所述次级侧变压器绕组的电流进行整流，来产生用于供给负载的整流输出，以及(b)对所述整流输出进行调节，
其中所述控制单元可操作用于：基于与用于所述次级侧变压器绕组的谐振电流或电压波形同步的下降边沿PWM(脉宽调制)信号来控制所述第一晶体管的切换、并且基于与所述谐振电流或电压波形同步的上升边沿PWM信号来控制所述第二晶体管的切换。
2.根据权利要求1所述的次级侧整流和调节电路，其中所述全波整流器具有第二对可控整流器，所述第二对可控整流器包括连接至所述次级侧变压器绕组的所述第二端子的第三晶体管以及连接至所述次级侧变压器绕组的所述第一端子的第四晶体管。
3.根据权利要求2所述的次级侧整流和调节电路，其中所述控制单元可操作用于：基于所述下降边沿PWM信号来控制所述第三晶体管的切换、并且基于所述上升边沿PWM信号来控制所述第四晶体管的切换，所述下降边沿PWM信号和所述上升边沿PWM信号中的每一个都在所述谐振电流或电压波形的零交叉点处变至零。
4.根据权利要求3所述的次级侧整流和调节电路，其中所述控制单元可操作用于，响应于所述下降边沿PWM信号上升至误差信号之上，在所述第一晶体管导通的情况下将所述第一晶体管断开、或者在所述第三晶体管导通的情况下将所述第三晶体管断开；并且其中所述控制单元可操作用于，响应于所述上升边沿PWM信号下降至所述误差信号之下，在所述第二晶体管断开的情况下将所述第二晶体管导通、或者在所述第四晶体管断开的情况下将所述第四晶体管导通。
5.根据权利要求2所述的次级侧整流和调节电路，其中所述控制单元可操作用于，以50％占空比以互补的方式，控制每个可控整流器对的晶体管的切换，以对跨所述次级侧变压器绕组的电压或者流经所述次级侧变压器绕组的电流进行整流；并且其中所述控制单元可操作用于，在所述可控整流器对之间引入相移，以对所述整流输出进行调节。
6.根据权利要求5所述的次级侧整流和调节电路，其中所述控制单元可操作用于，使用下降边沿调制或上升边沿调制，以便进一步控制所述第二晶体管和所述第三晶体管的切换，以在所述可控整流器对之间引入所述相移。
7.根据权利要求5所述的次级侧整流和调节电路，其中所述控制单元可操作用于使用下降边沿调制以便进一步控制所述第一晶体管和所述第四晶体管的切换，并且可操作用于使用上升边沿调制以便进一步控制所述第二晶体管和所述第三晶体管的切换，以在所述可控整流器对之间引入所述相移。
8.根据权利要求1所述的次级侧整流和调节电路，其中所述全波整流器具有：仅仅所述第一对可控整流器、以及在所述次级侧变压器绕组的所述第一端子与所述第二端子之间的中间抽头。
9.根据权利要求8所述的次级侧整流和调节电路，其中所述下降边沿PWM信号和所述上升边沿PWM信号中的每一个都在所述谐振电流或电压波形的零交叉点处变至零。
10.根据权利要求9所述的次级侧整流和调节电路，其中所述控制单元可操作用于，响应于所述下降边沿PWM信号上升至误差信号之上，在所述第一晶体管导通的情况下将所述第一晶体管断开；并且其中所述控制单元可操作用于，响应于所述上升边沿PWM信号下降至误差信号之下，在所述第一晶体管和所述第二晶体管断开的情况下将所述第二晶体管导通。
11.一种使用包括全波整流器的电路进行整流和调节的方法，所述全波整流器具有第一对可控整流器，所述第一对可控整流器包括连接至次级侧变压器绕组的第一端子的第一晶体管以及连接至所述次级侧变压器绕组的第二端子的第二晶体管，所述方法包括：
使所述全波整流器的所述晶体管切换，从而使得所述全波整流器：
通过对跨所述次级侧变压器绕组的电压或者流经所述次级侧变压器绕组的电流进行整流，来产生用于供给负载的整流输出；以及
使所述全波整流器的所述晶体管切换，以对所述整流输出进行调节，
其中基于与用于所述次级侧变压器绕组的谐振电流或电压波形同步的下降边沿PWM(脉宽调制)信号，使所述第一晶体管切换，
其中基于与所述谐振电流或电压波形同步的上升边沿PWM信号，使所述第二晶体管切换。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述全波整流器具有第二对可控整流器，所述第二对可控整流器包括连接至所述次级侧变压器绕组的所述第二端子的第三晶体管以及连接至所述次级侧变压器绕组的所述第一端子的第四晶体管。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：
基于所述下降边沿PWM信号，使所述第三晶体管切换；
基于所述上升边沿PWM信号，使所述第四晶体管切换；以及
将所述下降边沿PWM信号和所述上升边沿PWM信号设置为，在所述谐振电流或电压波形的零交叉点处为零。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
响应于所述下降边沿PWM信号上升至误差信号之上，在所述第一晶体管导通的情况下将所述第一晶体管断开、或者在所述第三晶体管导通的情况下将所述第三晶体管断开；以及
响应于所述上升边沿PWM信号下降至所述误差信号之下，在所述第二晶体管断开的情况下将所述第二晶体管导通、或者在所述第四晶体管断开的情况下将所述第四晶体管导通。
15.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：
以50％占空比以互补的方式，切换每个可控整流器对的晶体管，以便对跨所述次级侧变压器绕组的电压或者流经所述次级侧变压器绕组的电流进行整流；以及
在所述可控整流器对之间引入相移，以对所述整流输出进行调节。
16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：
通过使用下降边沿调制或上升边沿调制，来进一步控制所述第二晶体管和所述第三晶体管的切换，以在所述可控整流器对之间引入所述相移。
17.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：
通过使用下降边沿调制来进一步控制所述第一晶体管和所述第四晶体管的切换，并且通过使用上升边沿调制来进一步控制所述第二晶体管和所述第三晶体管的切换，以在所述可控整流器对之间引入所述相移。
18.根据权利要求11所述的方法，其中所述全波整流器具有仅仅所述第一对可控整流器、以及在所述次级侧变压器绕组的所述第一端子与所述第二端子之间的中间抽头，所述方法进一步包括：
将所述下降边沿PWM信号和所述上升边沿PWM信号中的每一个设置为，在所述谐振电流或电压波形的零交叉点处为零。
19.根据权利要求18所述的方法，进一步包括：
响应于所述下降边沿PWM信号上升至误差信号之上，在所述第一晶体管导通的情况下将所述第一晶体管断开；以及
响应于所述上升边沿PWM信号下降至所述误差信号之下，在所述第一晶体管和所述第二晶体管断开的情况下将所述第二晶体管导通。
20.一种电子系统，包括：
负载；
次级侧变压器绕组；
全波整流器，所述全波整流器将所述次级侧变压器绕组耦合至所述负载、并且包括第一对可控整流器，所述第一对可控整流器包括连接至所述次级侧变压器绕组的第一端子的第一晶体管以及连接至所述次级侧变压器绕组的第二端子的第二晶体管；
以及
控制单元，所述控制单元可操作用于，控制所述全波整流器的所述晶体管的切换，从而使得所述全波整流器：(a)通过对跨所述次级侧变压器绕组的电压或者流经所述次级侧变压器绕组的电流进行整流，来产生用于供给所述负载的整流输出，以及(b)对所述整流输出进行调节，
其中所述控制单元可操作用于：基于与用于所述次级侧变压器绕组的谐振电流或电压波形同步的下降边沿PWM(脉宽调制)信号来控制所述第一晶体管的切换、并且基于与所述谐振电流或电压波形同步的上升边沿PWM信号来控制所述第二晶体管的切换。
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106208769B (zh) * 2014-10-09 2020-02-07 松下知识产权经营株式会社 电力转换装置
KR102332621B1 (ko) * 2014-11-21 2021-12-01 삼성전자주식회사 신호 송수신 회로 및 이를 포함하는 전자 장치
US9973099B2 (en) 2015-08-26 2018-05-15 Futurewei Technologies, Inc. AC/DC converters with wider voltage regulation range
KR101947858B1 (ko) * 2015-11-26 2019-04-23 현대자동차주식회사 컨버터 제어방법 및 시스템
BR112019002477A2 (pt) * 2016-08-26 2019-05-14 Esab Ab fonte de alimentação melhorada que possui conversor de dois quadrantes e técnicas para operação
KR101880369B1 (ko) * 2016-11-18 2018-07-19 권혁민 공진주파수 추종방법
CN110620512B (zh) * 2018-06-20 2020-09-15 台达电子工业股份有限公司 谐振变换器及控制方法
US11444541B2 (en) * 2019-03-08 2022-09-13 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Control method for DC/DC converter and DC/DC converter
FR3099663B1 (fr) * 2019-07-30 2022-03-11 Commissariat Energie Atomique Convertisseur de puissance
FR3099664B1 (fr) * 2019-07-30 2022-03-25 Commissariat Energie Atomique Convertisseur de puissance
US11594976B2 (en) * 2020-06-05 2023-02-28 Delta Electronics, Inc. Power converter and control method thereof
US12040724B2 (en) * 2020-07-16 2024-07-16 Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd LDO free wireless power receiver having regtifier
US12040628B2 (en) * 2020-07-16 2024-07-16 Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd LDO free wireless power receiver having regtifier
US11368052B2 (en) * 2020-07-16 2022-06-21 Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd LDO free wireless power receiver having regtifier
KR102482001B1 (ko) * 2020-11-17 2022-12-27 엘지이노텍 주식회사 컨버터 및 컨버터 제어방법
US20220399816A1 (en) * 2021-06-09 2022-12-15 Apple Inc. Isolated Discontinuous Current Mode and Boundary Current Mode Buck Converters

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1368787A (zh) * 2001-02-09 2002-09-11 台达电子工业股份有限公司 Llc串联共振dc/dc变换器
US6452815B1 (en) * 2001-02-22 2002-09-17 Lizhi Zhu Accelerated commutation for passive clamp isolated boost converters
CN101425751A (zh) * 2007-11-02 2009-05-06 台达电子工业股份有限公司 一种谐振转换器系统及其控制方法
CN102710139A (zh) * 2012-06-21 2012-10-03 南京航空航天大学 一种全桥三端口双向直流变换器及其控制方法
CN103414347A (zh) * 2013-07-11 2013-11-27 江苏大学 一种双向dc-dc变换器及其控制方法
CN103516224A (zh) * 2013-10-09 2014-01-15 清华大学 一种用于双主动全桥直流变换器的混合移相控制方法
CN103532388A (zh) * 2013-09-17 2014-01-22 中国科学院电工研究所 一种基于全桥隔离双向变换器的蓄电池充放电控制方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW571495B (en) 2002-07-04 2004-01-11 Delta Electronics Inc Synchronous rectifier device
US20090038623A1 (en) 2004-09-21 2009-02-12 Pavad Medical, Inc. Inductive power transfer system for palatal implant
KR100547289B1 (ko) 2005-05-18 2006-01-26 주식회사 피에스텍 간헐 모드로 동작하는 동기 정류형 직렬 공진 컨버터
US8729734B2 (en) 2007-11-16 2014-05-20 Qualcomm Incorporated Wireless power bridge
JP2009201242A (ja) 2008-02-21 2009-09-03 Toyota Motor Corp 電力変換装置
US8947041B2 (en) 2008-09-02 2015-02-03 Qualcomm Incorporated Bidirectional wireless power transmission
JP5530212B2 (ja) 2010-02-10 2014-06-25 株式会社日立製作所 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法
US8791601B2 (en) 2010-04-02 2014-07-29 Advantest Corporation Wireless power receiving apparatus and wireless power supply system
US20130058379A1 (en) 2011-09-05 2013-03-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication apparatus and communication method in wireless power transmission system
CN104205264B (zh) 2012-01-23 2016-11-09 犹他州立大学 无线电力传输系统
US9912197B2 (en) 2012-08-03 2018-03-06 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Dual-mode wireless power receiver
US9343929B2 (en) 2012-08-13 2016-05-17 WIPQTUS Inc. Dual mode wireless power receiver
JP5929703B2 (ja) 2012-10-22 2016-06-08 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN104143919A (zh) * 2013-05-07 2014-11-12 台达电子工业股份有限公司 双向直流变换器
KR102082415B1 (ko) 2013-05-27 2020-02-27 엘지전자 주식회사 무선 전력 전송 장치 및 그 방법
KR20150018734A (ko) 2013-08-09 2015-02-24 삼성전자주식회사 무선 전력 수신 장치 및 방법
US9106071B2 (en) 2013-10-09 2015-08-11 Active-Semi, Inc. Apparatus and methods of bootstrap and over voltage combination clamp for wireless power receiver
CN103683530B (zh) 2013-11-22 2016-07-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种数据传输方法及应用其的无线充电设备
US9973039B2 (en) 2014-01-20 2018-05-15 Stmicroelectronics S.R.L. Power receiver, wireless power system and related method of transmitting information with a power receiver

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1368787A (zh) * 2001-02-09 2002-09-11 台达电子工业股份有限公司 Llc串联共振dc/dc变换器
US6452815B1 (en) * 2001-02-22 2002-09-17 Lizhi Zhu Accelerated commutation for passive clamp isolated boost converters
CN101425751A (zh) * 2007-11-02 2009-05-06 台达电子工业股份有限公司 一种谐振转换器系统及其控制方法
CN102710139A (zh) * 2012-06-21 2012-10-03 南京航空航天大学 一种全桥三端口双向直流变换器及其控制方法
CN103414347A (zh) * 2013-07-11 2013-11-27 江苏大学 一种双向dc-dc变换器及其控制方法
CN103532388A (zh) * 2013-09-17 2014-01-22 中国科学院电工研究所 一种基于全桥隔离双向变换器的蓄电池充放电控制方法
CN103516224A (zh) * 2013-10-09 2014-01-15 清华大学 一种用于双主动全桥直流变换器的混合移相控制方法

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Publication number Publication date
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KR101756546B1 (ko) 2017-07-26
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