TWI406491B - 同步全橋整流電路及同步全波整流方法 - Google Patents

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Description

同步全橋整流電路及同步全波整流方法
本發明係關於同步整流器中之交流電源電壓感測與電流感測，且更具體地，係關於全橋同步整流中具有PFC(功因修正)之此類感測。
第1圖為先前技術中基本整流之圖式，將AC(交流)輸入電壓2轉換為DC(直流)輸出電壓4之升壓電路。此電路具有兩級，第一級為由D1－D4所構成之二極體全波整流器，且第二級為升壓電感Lb、升壓開關Qb、升壓二極體Db，以及輸出濾波電容Cf。Qb為N通道MOSFET，其中閘極10與源極12間之正電壓將導通Qb，並產生一低阻抗路徑，使得電流由汲極14流至源極12。如圖所示，MOSFET Qb具有由源極至汲極16之內部本體二極體，當源極之電壓高於汲極時可傳遞電流。
二極體D1－D4構成全波整流器橋，於電感Lb左側提供已整流之正弦波電壓12。MOSFET Qb之電源藉由平均電流控制器6，以高出交流電源輸入電壓許多之一切換頻率，進行導通及關閉。典型之切換頻率於40千赫茲至100千赫茲之範圍內。平均電流控制器脈衝寬度調變(PWM)Qb之傳導，迫使Lb中之基本電流波形與已整流之電壓12相似。例如，當D1之正極藉由交流輸入電壓，相對於D4之負極為正驅動時，將經由D1、Qb與D4返回至交流輸入2，而對升壓電感Lb充電(電流增加)。當Qb關閉時，Db正極之電壓上升，直到Lb經由Db與負載8及平行電容Cf，以及D4返回至交流電源2進行放電。Db防止當其導通時，電容Cf經由Qb放電回去。輸出電壓4將調節於某些直流位準，對於120/240Vac交流電源輸入典型地為400 Vdc。於下一交流電源半週期，Lb經由D3、Lb、Qb與D2返回至交流電壓源而充電。再次地，當Qb關閉時，Lb經由Db與負載8及平行電容Cf進行放電，並調節輸出電壓4於某些位準。
第1圖先前技術之控制器6設計為變動d(t)信號脈衝寬度，使得電流ir d (t)10與已整流之電壓vr d (t)成比例。若其準確地成比例，功因將為1.0，但實際上功因將僅接近1.0。如下所述，此修正將使交流電壓源上之負載變為阻抗性。於此一情況，電流負載將與交流電壓源2成比例(亦即，正弦波且同相位)。
於第1圖所示之這些先前技術電路，電壓vr d (t)於D1與D3之負極進行感測，且負載電流10可以電流變壓器進行感測，或以橫跨串聯電阻之電壓降低進行感測。
美國專利第6,738,274號B2(’274)為一種切換模式電源，其中乃減少電路損耗並修正功因。然而，於此專利案中，未詳細顯示或討論電流感測與電壓感測。若使用電阻與50/60赫茲變壓器，如習知技藝，將無法實現此專利案之許多優點。串聯電路感測電阻將消耗功率，且50/60赫茲線路電壓感測變壓器具有耗損且實際上過於龐大。習知技藝中經由電阻之電流感測，典型地需使用IGBT(絕緣閘極雙極電晶體)與第2圖之個別反平行二極體D10、D12。於此專利案未詳細說明控制信號之產生，參照’274專利案之第5圖。然而，如上所述，控制器之邏輯電路設計，或使用大型IC(積體電路)電腦以產生此類控制信號為本技藝所熟知。
第2圖之電路運作與第1圖相似，除了PFC功能與整流功能整合以外。控制器操作IGBT開關Q1與Q2，使得交流輸入上之負載成為阻抗性。升壓電感Lb，於此範例中被劃分為兩線圈，典型地位於共同核心上。於交流輸入半週期，當交流電壓極性如第2圖所標示時，電感Lb之充電經由Q1，且放電藉由導通及關閉Q1進行控制。於此週期，電感之放電藉由D1、Cf、負載與D12達成。於另一交流輸入半週期，放電路徑經由D2、負載與D10。控制器之內部可為一處理器，驅動Q1與Q2以達成PFC接近一，亦即，使得交流輸入上之負載成為阻抗性。
仍參照第2圖，50/60赫茲交流線路變壓器提供輸入交流信號之一獨立代表vr d (t)至控制器7。此變壓器之二級為全波整流，以提供與交流輸入之絕對值成比例之一信號。變壓器需用於消除交流輸入與控制器(減去輸出)間之共模電壓。來自交流輸入信號之電流ir d (t)，可藉由變壓器9或串聯電阻Rs進行感測。感測之電流輸入至控制器7。回應vr d (t)與ir d (t)，控制器輸出切換頻率PWM d(t)信號，其驅動Q1與Q2之閘極，以使得交流輸入上之負載成為阻抗性。
產生第1、2、3、4a圖中電路之這些控制信號的電路，乃於熟知此項技藝之人士的能力內。控制器電路將包含低電壓(＋12－15V DC)電源與可程式數位電子，以產生圖式所示之信號與時序。
需注意的是，第1圖之電路亦具有兩級，整流器二極體且接著為功因修正級，而於第2圖中，整流與功因控制位於單一級中。於第2與第3圖中，50/60赫茲變壓器用於感測交流輸入電壓。這些變壓器為巨大、龐大、具耗損性且昂貴。變壓器亦無法於直流輸入電壓條件下運作，其可能於一些較廣泛之輸入應用中產生。其中之一範例為利用直流電池電壓以提供UPS(不斷電系統)特性。
PF為實際功率與表面功率之比例，且以0至1.0之小數表示。實際功率乃對於交流信號進行測量，為(伏特之時間函數)乘以(安培之時間函數)之時間積分。亦即實際功率＝。表面功率或Volt*Amperes為RMS電壓乘以RMS電流之乘積。PF偏移典型地藉由正弦波電壓與正弦波電流間之相位差表示，而PF等於電壓與電流間相位角之餘弦。若負載純粹為電抗性，電容或電感時，PF為零。此意味無實際功率耗損，因電抗性元件接收功率但隨後送回功率。因此，當然，於例示性範例總將有一些功率於電路中之實際元件產生損耗，例如二極體、開關、變壓器等。然而，即使於例示性範例，若無實際功率耗損，將牽涉實際電流與實際電壓信號。故，於無功率情況，若電路斷路器傳送實際電流，斷路器仍將燒斷。此為具有電抗性元件之電路斷路器上的負載，無法取得與阻抗性負載一樣多功率之原因。例如，阻抗性負載具有PF為1，但功因小於一之任何負載將取得為此功因所減少之功率。故阻抗性負載可由線路取得最大電流(但不使斷路器跳脫)，但PF為0.5之負載將僅可取得1/2之最大功率，且仍不使電路斷路器跳脫。表示PF問題之一種方式，為可由交流電路取得之功率為：Pout＝(V)(I)(PF)(E)。其中V與I為rms值，且其中E為任何連接電路中功率損耗之測量。
電抗性負載之另一問題為，當所儲存之功率送回最初來源時，典型地至交流線路或電源插槽，相同線路上之電力公司與其他使用者需能夠處理其。但若送回之功率包含低功因系統之諧波與非線性電流，對於相同電源之其他使用者，可能產生相關問題與不尋常之變化。
當交流負載為切換模式電源時，所取得之電流為非線性的，且功因典型地約為0.65。電流脈衝為短的且不連續的脈衝。除了小心跳脫電路斷路器外，此類非線性電流脈衝產生諧波而導致雜訊與不希望之連接電路、線圈等過熱。需注意典型「電容輸入」切換模式電源之0.65 PF，主要藉由諧波電流產生，而非基本(正弦)線路電壓與電流間之相位角度所產生。於此情況，於功因公式分母之安培項為形式，其中If u n d 為基頻，且I3 r d 、I5 t h 等表示每一電流諧波。
切換模式電源常規地包含PFC電路以克服上述問題，且可能更重要地，送入電源之諧波內容乃受政府管理單位之限制。
再次說明，具有PFC控制器之已知PFC切換模式電源，包含電流與電壓感測，其耗損過多功率且為龐大的。
習知技藝之限制與其他優點，乃藉由本發明之方法與同步全橋整流電路實現。交流輸入信號驅動連接至全波整流器之一升壓電感。全波整流器之輸出為一直流輸出信號。藉由控制整流時序於PWM方式，電路之運作提供接近一之PF。
控制器接收交流輸入信號，由此控制器決定交流輸入信號之零交叉點與峰值。控制器導通及關閉形成全波整流器(具有兩個二極體)一部份，並位於升壓電感充電路徑上之兩開關。對於於直流輸出線路以及每一開關中之電流進行感測，並傳送至控制器，其接著以使PF達成接近一之方式，導通及閥閉開關。
於另一實施例，二極體以兩個額外可控制開關所取代。四個開關仍舊形成全波整流器。與上述兩開關電路之控制器相似，此電路之控制器，以達成PF為一之方式，導通及關閉四個開關之每一個。較佳地，這四個開關(以及上述兩個二極體電路之兩個開關)為MOSFET電晶體。於一例示性電路，這些MOSFET其中一部份可具有內部本體二極體，其較典型本體二極體快速。快速本體二極體較相似之MOSFET本體二極體更快關閉。此導通與關閉之順序與時序乃於控制器中實施，以迫使來自交流輸入信號之負載電流成為阻抗性。
於一例示性實施例，差動放大器與精準整流器電路用於取代交流線路變壓器，以提供交流輸入信號之代表至控制器。提供至直流輸出之電流，以及與升壓電感充電相關之每一整流器開關的電流，乃加以感測並提供至控制器。控制器比較交流輸入信號與所感測之電流，並以控制全橋整流器電路功因之時序，驅動整流器開關之導通與關閉。
於一較佳實施例，MOSFET為n型，且用於自升壓電感至直流輸出之放電路徑上的兩個，為快速本體二極體。然而，於軟導通與關閉操作，無需快速本體二極體。
於一例示性實施例，電流感測使用亞鐵環形變壓器實施。
熟知此項技藝之人士將瞭解，雖然下列實施方式乃參照例示性實施例說明，本發明之圖式，以及所使用之方法，未意圖限於這些實施例與所使用之方法。而是，本發明具有寬廣範疇且僅由所附申請專利範圍所定義。
先前技術第2圖為第1圖之改進，且第3圖繪示本發明之電路，其為第2圖之改進。於第3圖，電流感測乃經由高頻變壓器19。負載電流，以及通過返回開關Qb1與Qb2之電流，乃以高頻變壓器感測。第1圖之二極體D2與D4分別以Qb1與Qb2取代，且以下所示之時序表乃藉由控制器30實施。此外，升壓電感劃分為兩個Lb/2區域21，且於兩電感Lb間具有互感。此兩個電感共用共同磁性連結，且「點」21a表示線圈極性。於正功率週期20，節點P為正，Qb1隨正交流輸入週期之開始而同步地驅動22，以提供電流由點P經由Lb/2、Qb2及/或Db2與任何負載之一返回路徑。於此正週期，Qb2作為一升壓開關(用以充電及放電電感Lb/2)，且於此交流輸入半週期間歇地驅動與關閉24。當Qb2於正半週期為導通時25，電感Lb/2經由Qb2充電。當Qb2關閉時27，電感Lb/2經由Db2與負載/電容放電。於此正半週期，20 Qb1持續地偏壓，且Lb/2充電與放電電流皆經由Qb1與其本體二極體之平行組合流回。
於負半週期，角色乃相反－Qb2同步地驅動且Qb1間歇地驅動與關閉。於這些週期，Qb1之本體二極體26與Qb2之本體二極體28亦傳導電流。
仍舊參照第3圖，具有線路隔離變壓器32，其輸出提供至控制器30以允許控制器決定交流輸入信號之零電壓交叉點，以及決定交流輸入波形之峰值。此為必須的，以便同步地導通及關閉電晶體，並確保所感測之電流與交流輸入波形之正弦特性相符。線路變壓器二次電壓為藉由二極體橋或電子理想橋整流之全波，等同於提供與交流輸入電壓之瞬間絕對值成比例之一信號。(亦即，其中Vp e a k 為交流輸入之峰值)。變壓器二次電壓之瞬間極性乃為控制器30所使用，以決定Qb1或Qb2於此交流輸入半週期，是否需持續地維持於整流器模式。
所感測之電流信號，其為交流輸入電流整流後之複製，乃傳送至控制器30。使用這些電壓與電流信號之控制器，於其作為升壓開關之半週期，將藉由變化升壓開關(Qb1與Qb2)之傳導工作週期來補償及修正功因。由交流電源取得之電流為正弦波，並與正弦交流電源電壓同相(阻抗性)。當電壓與電流波形皆為正弦且彼此同相時，PF(功因)將為(接近)1。
相對於第3圖之電路，第4A圖之電路包含下列改變：(a)線路變壓器32以一真實差動交流電壓感測電路與一精準類比整流電路DA & PR 40所取代，此電路呈現交流輸入電壓48至控制器方塊44之一形式42；(b)第3圖之整流升壓二極體Db1與Db2乃以快速本體二極體N通道MOSFET Qb3與Qb4所取代；以及(c)控制器44驅動Qb3與Qb4。控制器方塊44與第3圖之控制器30相似地執行，因其驅動整流器Qb1－Qb4導通及關閉，使得交流電源48上之負載為阻抗性。
四個MOSFET Qb1、Qb2、Qb3與Qb4為n型，且所示橫跨每一MOSFET之二極體為位於MOSFET結構內之本體二極體。Qb3與Qb4需要快速本體二極體之原因為使得同步整流器中之回復電流與產生之電壓得以控制。
更詳細地，參照第4B、4C與4D圖，顯示來自交流電源之交流輸入電壓信號與電流56間之設計關係。電流56被Qb1－Qb4所控制，該等係被控制器44導通及關閉，以達成第4B、4C圖之相關波形。第4D圖為來自方塊40之一精準全波已整流信號Vrms 42。此處，決定交流電壓波形之交叉點50、52與54，以及峰值58與60，並由控制器44所使用，以驅動Qb1－Qb4之閘極，迫使交流電源上之負載為阻抗性。
第4A圖之電流感測46包含高頻電流變壓器，其可為小型、低成本之亞鐵環形線圈。這些變壓器感測並測量流出至濾波電容60與任何負載之電流，見第5圖；以及通過Qb1與Qb2之電流。這些信號乃加以總和並輸入59至控制器44。這些電流變壓器二次電流之總和乃輸入至電阻R1，以產生與已整流之交流輸入電流成比例之電壓信號。可使用高頻電流變壓器，因於施加至這些變壓器之電流中，無50/60交流線路頻率元件。較高頻率之亞鐵環形線圈變壓器較小型，較不昂貴且更有效率。
第5圖為第4A圖元件46之電流感測電路的概要圖式。具有三個高頻環形電流變壓器，CT1、CT2與CT3。產生之電流分別經由二極體D1、D2與D3整流及總和至一共同電阻R1，以提供代表由交流輸入取得之已整流電流的信號。此信號輸入至第4A圖之控制器元件44。第5圖之電路係根據於任何時間點，僅一個CT為有效的(作為電流變壓器)之原則運作。當Qb1進行切換且Qb2傳導反向電流時，CT2藉由經Qb2之二極體DA流回的連續電流所飽和。此處CT2未貢獻信號。當升壓FET Qb1導通，且與Qb1電流成比例之一電流信號由D1流至R1時，CT1為有效的。當Qb1關閉，且與升壓電流成比例之一電流由Db1流經D3時，CT3為有效的。這兩個電流之總和轉換為橫跨R1之電壓。此信號為交流輸入電流之良好表示。嵌位曾納(clamping zener)二極體橫跨每一CT二次，於變壓器通量重設期間，限制峰值二次電壓。此對於CTl與CT2尤其重要，以於Qb1與Qb2之反向電流傳導期間限制電壓，直到其個別CT飽和。橫跨CT3二次之嵌位二極體與曾納二極體係防止升壓二極體Db1與Db2之反向回復電流於D3上產生過多之反相電壓。
第4A圖之DA－PR(差動放大器－精準整流器)元件40更詳細地示於第6A圖。於習知技藝電路，一大型50/60赫茲變壓器用於隔離二次側與可能出現於交流輸入線路之共模信號。於本發明，此一變壓器以第6A圖所繪製之電路所取代。一個＋15伏特偏壓電源70用於啟動曾納二極體72，以提供＋5.1伏特之電壓Vz。此Vz如圖所示提供至放大器E2與E3之一側。此Vz用於防止共模輸入信號將E1＋拉至低於接地，並偏壓E1輸出之操作，以允許未具交流輸出擺盪之交流輸出信號，被功率與接地電極所限制。輸入濾波器74衰減將超過E1頻率響應能力之高頻電壓突波。E1附近之100K與1K電阻76，提供0.01之實際差動電壓增益。信號VA為具有373伏特峰值電壓的264 VAC RMS之正弦輸入交流輸入，範圍將為＋3.15伏特至＋6.85伏特，且未到達接地電位。對於264 VAC RMS輸入條件，E1輸出信號約集中於Vz電壓，最大值為＋8.7伏特且最小值為＋1.3伏特。E1之輸出乃輸入至由放大器E2與E3所構成之一精準負整流器。此整流器之輸出係於R10藉由PNP電晶體Q1產生。Q1接著將此信號轉換為正比於已整流交流輸入電壓之電流源78。此電流源接著作為第4A圖之控制器44的參考。第6A圖之放大器/比較器E4比較E1之輸出與5伏特Vz參考，並輸出一同步控制信號至控制器44，提供關於哪一開關對Qb3與Qb1或Qb4與Qb2，於交流輸入之交替1/2週期時，需運作於切換模式之邏輯資訊。第6B圖顯示具有第4A圖之DA/PR 40特定參數之m時序信號。
現在返回參照第4A圖，如上所述，控制器44相對於交流電源信號之時序，導通及關閉Qb1－Qb4，以於交流電源產生同相之正弦負載。此導通與關閉可視為整流器之PWM(脈衝寬度調變)，以於交流輸入上達成阻抗性負載。如第1與2圖所述，控制器6與30用以產生適當PWM時序信號之設計，為本技藝所熟知。注意第3圖中Qb1c與Qb2c之信號與第4A圖之Qb1與Qb2相同。此外，Qb4之時序信號與Qb2相同，除了相位反轉以及Qb2信號中於正/負轉變點之信號45與47以外。此外，Qb3之時序信號與Qb1相似，除了相位反轉以及Qb1信號中於正/負轉變點之信號49與51以外。此外，軟導通(soft turn－on)為當切換至濾波電容之電流時(未顯示)，於此情況，快速本體二極體MOSFFT Qb3與Qb4可以一般MOSFFT取代。
如上所述，第3圖之控制器19與第4A圖之控制器44執行許多相同功能，故控制器44之設計與控制器19相似，且兩者設計為本技藝所熟知。
整流之同步特性，為本技藝所熟知的，藉由於整個半週期驅動之Qb1，以及於另一半週期驅動之Qb2所定義與指示。決定Qb1或Qb2於交流輸入之特定1/2週期是否導通之邏輯係由上述來自第6A圖之E4輸出的同步化控制信號所提供。
仍舊參照第4A圖，於正半週期，控制器44經由方塊40偵測交流電源之零交叉點。控制器導通Qb1。控制器接著間歇地導通Qb2，其中Qb2執行上述之充電與放電週期。於相同正半週期，Qb4間歇地導通以提供Qb2之充電/放電動作。例如，於正半週期，當Qb2導通時，電流由交流輸入48流經電感53、經由Qb2與Qb1、經由電感55並返回交流電源。此過程使電感充電，且Qb3與Qb4為關閉的。於時間53，Qb2關閉且Qb4導通。此時，電流由電感53流經Qb4至電感60與負載，經由Qb1返回電感55。此為上述之放電週期。此操作於整個交流輸入正半週期持續。控制方塊44之控制信號時序，產生來自交流電源之一負載電流，其為同相且為正弦波，使得PF接近1。於負交流輸入週期，相似操作產生。實際上，可添加邏輯，使得Qb1、Qb2、Qb3與Qb4之導通與關閉間，具有一空檔時間，例如250毫微秒。當Qb3與Qb1或Qb4與Qb2同時短路輸出電容時，此將可防止貫通電流突波。因Qb3與Qb4於空檔時間後才導通，最初之反向電流乃通過其本體二極體。
於第4A圖，控制器44含有一直流電壓參考Vref，並比較直流輸出57與Vref。這些信號形成低頻控制回饋迴圈之一部份，其中相對於Vref強度而調節輸出電壓位準57。
第7圖為控制器之概要方塊圖式。控制器於邏輯方塊72，比較來自方塊46之已整流電流信號59(第4A圖)，以及來自方塊40，已整流、倍增之交流電壓信號42(第4A圖)，並產生Qb1、Qb2、Qb3與Qb4之PWM閘極驅動信號。時序信號乃示於第4A圖中之時序圖式部份。振盪器78提供所需之時序信號。振盪器78可為固定的，例如100千赫茲，或可分佈於頻譜上，以減少傳導與輻射之EMI(電磁干擾)。Qb之切換順序被控制邏輯72所控制，以迫使電流感測59與Vrms 42成比例。此接著迫使交流輸入電流為正弦波且與交流輸入電壓同相，從而使PF接近一。
當電流流入第4A圖之交流輸入端點48時，於一半週期(交流頻率的)，電流將由源極經由Qb1之本體二極體至汲極，並返回至另一交流輸入端點。於此半週期，控制器44偏壓Qb1，使得部份之此電流平行地由源極經Qb1流至汲極，以減少通過Qb1之傳導降低。於此半週期，控制器將調變電晶體Qb2與Qb4，迫使電流信號59成為與交流輸入信號成比例之一信號。
上述之此調變技術為快速回饋調節器迴圈之一部份。控制器亦包含一緩慢輸出感測迴圈，其比較直流輸出信號57與一內部產生之參考電壓Vref 76。此緩慢迴圈放大器82比較直流輸出57與Vref 76，並產生一錯誤信號80。於此緩慢回饋迴圈，Vrms信號42於乘法器70乘以錯誤信號80。若直流輸出信號降低，錯誤信號80增加相乘常數，其增加快速電流迴圈之有效電流參考。快速迴圈係藉由增加來自交流輸入之輸入電流而響應，其驅動直流輸出信號變為較高。若直流輸出信號上升，操作將相反，將驅動直流輸出信號變為較低。
更詳細地，於上述半週期，Qb1或Qb2將於交流線路頻率傳導，以形成一同步升壓變流器，同時Qb3與其本體二極體平行傳導，以減少正向傳導之損耗。控制器方塊44亦迫使空檔時間控制於Qb1與Qb3傳導間，以防止當開關關閉時，交互傳導「貫通」或暫時之回復電流形成，其在切換轉變期間，於具有電感時，可能產生高電壓。
第4圖之電路可於連續電流模式下運作，其中當第4A圖之電感53中的電流仍舊反向流經Qb3本體二極體時，Qb1將導通。於此情況下，導通Qb1將導致回復電流突波，因Qb3本體二極體回復其反相阻擋能力。此電流突波導致Qb1中導通之切換損耗。於另一更佳模式，一間斷電流模式，Qb3將維持導通，直到其電流反向成為一微小正向(汲極至源極)電流。於此模式，關閉Qb3並稍微延遲Qb1之導通，將允許Qb1操作於ZVS(零電壓切換)模式，其降低電路切換損耗與EMI之產生。
於另一交流輸入半週期，相較於上述說明，Qb1持續地偏壓，且Qb2與Qb4調變為導通與關閉，以於交流輸入提供上述之阻抗性負載。
第4A圖之控制器方塊44，比較來自方塊46之已整流的輸入電流信號，以及已整流之電壓信號(方塊1)，並產生調變之閘極驅動信號，以提供MOSFET(亦即Qb1至Qb4)電源。調變切換頻率可為固定的(例如100千赫茲)，或可於一分散頻譜範圍上調變，以減少傳導與輻射之EMI。控制MOSFET之切換順序，以迫使電流感測信號(方塊46)模擬與已整流之交流輸入信號成比例之一信號。此接著迫使交流輸入電流，於正弦輸入電壓條件下，於電源頻率時為正弦波。
當電流流出端點48時，分析電源半週期。電流將經由Qb2本體二極體，由源極流至汲極。於此半週期，Qb2將藉由方塊44持續地偏壓，使得此電流之一部份將經由Qb2，由源極流至汲極，減少此傳導降低。控制器方塊44接著將調變電晶體Qb1與Qb3，迫使電流感測信號(方塊46)模擬與交流輸入電壓成比例之一信號。
雖然上述之調變技術為快速調節器迴路之一部份，控制器方塊亦包含一緩慢輸出感測迴圈，其比較直流輸出負載電壓與內部直流參考，並調節輸出電壓。此輸出迴圈藉由內部乘法器函數達成，其中整流之輸入電壓信號(方塊1)乘以來自緩慢輸出迴圈之一放大的錯誤信號。若直流輸出(負載)電壓降低，接著此緩慢迴圈將增加相乘常數，增加輸入電壓參考至快速迴圈。快速迴圈接著將增加輸入電流，從而調節輸出電壓。
進一步以每一脈衝為基礎，分析此電源半週期，Qb1或Qb2將於切換頻率進行切換。此操作因此為具有Qb3之一同步升壓變流器，與其本體二極體平行傳導，以減少正向傳導之損耗。控制器方塊於Qb1與Qb3傳導間亦實施空檔時間控制，以防止切換轉換期間之交叉傳導貫通。
若電路運作於CCM(連續電流模式)，Qb1將導通，且硬切換(hard－switch)回復電流將藉由Qb3傳導。然而，若電路運作於DCM(間斷電流模式)，Qb3將維持於導通，直到其電流反向成為一微小正向電流(汲極至源極)。於此模式，閥閉Qb3並稍微延遲Qb1之導通，將允許Qb1運作於ZVS(零電壓切換)模式，其將顯著地降低電路切換損耗。
於另一電源半週期，Qb1將持續地偏壓，且調變之功能將藉由Qb2與Qb4執行。
方塊44內之邏輯可藉由習知類比IC技術，或經由A2D輸入與微控制器數位技術實施。類比與數位控制之組合亦為可能的，其中快速輸入調節器迴圈藉由習知類比技術達成，且較慢之輸出迴圈藉由數位控制提供。
概括之，方塊44之功能為：1.對於來自方塊#1之Vrms信號執行乘法器功能。
2.執行快速調節器PWM功能，以迫使方塊46信號模擬來自上述功能1之信號。
3.緩慢直流輸出調節器迴圈以調節直流輸出。
4.提供為電源半週期函數之閘極驅動順序。
5.閘極驅動空檔時間控制，以防止貫通及/或提供ZVS運作。
為本技藝所熟知，控制器44可藉由類比技術或微控制器，ASIC(大型應用特定IC)或其他相似數位電路與技術實施。使用數位技術將需本技藝所熟知之類比至數位(A/D；D/A)電路。實際上，類比與數位電路之組合可用於特定應用。
需瞭解上述實施例於此處以範例呈現，且其許多變化與替代為可能的。因此，本發明需廣泛地視為僅由隨後所附之申請專利範圍所定義。
2．．．AC(交流)輸入電壓
4．．．DC(直流)輸出電壓
5．．．線路變壓器
6．．．平均電流控制器
7．．．控制器
8．．．負載
9．．．變壓器
10．．．閘極
12．．．源極
14．．．汲極
16．．．汲極
19．．．高頻變壓器
20．．．正功率週期
21．．．Lb/2區域
22．．．驅動
24．．．驅動與關閉
25．．．導通
26．．．本體二極體
27．．．關閉
28．．．本體二極體
30．．．控制器
32．．．線路隔離變壓器
40．．．差動放大器&精準整流器
44．．．控制器方塊
45,47．．．信號
46．．．電流感測
48．．．交流輸入電壓
49,51．．．信號
53．．．電感
55．．．電感
50,52,54．．．交叉點
56．．．電流
57．．．直流輸出
58,60．．．峰值
59．．．已整流電流信號
70．．．偏壓電源
72．．．邏輯方塊
74．．．輸入濾波器
76．．．電阻
78．．．振盪器
80．．．錯誤信號
82．．．緩慢迴圈放大器
本發明下列說明乃參照所附圖式，其中：第1與第2圖為先前技術電路之圖式；第3圖為本發明電路之一範例與其控制信號；第4A圖為本發明電路之另一範例與其控制信號；第4B、4C與4D圖為第4A圖電路之額外時序信號；第5圖為第4A圖之電流感測之概要方塊圖式；第6A圖為第4A圖之DA & PR之概要方塊圖式；第6B圖為更詳細之時序信號；且第7圖為控制器電路之方塊/概要圖式。
19．．．高頻變壓器
20．．．正功率週期
21．．．Lb/2區域
22．．．驅動
24．．．驅動與關閉
25．．．導通
26．．．本體二極體
27．．．關閉
28．．．本體二極體
30．．．控制器
32．．．線路隔離變壓器

Claims (8)

  1. 一種同步全橋整流電路，具有一交流(AC)輸入與一直流輸出，該電路係包括：一升壓電感，具有一第一節點耦合至一交流信號；一全橋整流器電路，針對功能性地連接於該升壓電感之一第二節點與該直流輸出間，該全波整流器電路包括至少兩個可控制開關；一感測裝置，於該交流輸入之兩個半週期，感測該直流輸出之電流與該升壓電感之充電路徑上之電流；及一控制器，其被配置以接收該交流信號、該等經感測之電流以及該直流輸出，其中該控制器輸出信號來以相對於該交流信號使該同步全橋整流器之功率因數(PF)接近一之方式控制該至少兩個可控制開關，且該控制器輸出信號係分離且獨立之信號，此種信號中之一個信號至該至少兩個控制開關之每一者，且在該交流信號之一個半週期中，一個可控制開關係驅動開啟，另一個可控制開關係間歇地開關，且在該交流信號之另一個半週期中，該另一個可控制開關係驅動開啟，該一個可控制開關係間歇地開關。
  2. 如申請專利範圍第1項之同步全橋整流電路，其中該至少兩個可控制開關係包括：一第一與一第二場效電晶體(FET)，每一個場效電晶體定義一閘極、一汲極與一源極，其中一控制節點係控制 每一個電晶體之該汲極與源極間之傳導，且每一個電晶體之該閘極係針對功能性地連接至該控制器，並由該控制器所控制，且該全橋整流器電路更包括：一第三與一第四場效電晶體(FET)，每一個場效電晶體定義一閘極、一汲極與一源極，其中一控制節點係控制每一個電晶體之該汲極與源極間之傳導，且每一個場效電晶體之該閘極係針對功能性地連接至該控制器，並由該控制器所控制，且該第一、第二、第三與第四場效電晶體之每一者具有一二極體，該二極體之正極係針對功能性地連接至該源極，且該二極體之負極係連接至該汲極。
  3. 如申請專利範圍第1項之同步全橋整流電路，其中用於感測電流之該感測裝置包括環形線圈電流變壓器，其被建構以感測頻率高於50/60赫茲之電流。
  4. 如申請專利範圍第1項之同步全橋整流電路，更包括一將該交流信號針對功能性地接通至該控制器之電路，該電路係包括：一差動放大器，係接收該交流信號；及一整流器，係配置以接收該差動放大器之輸出並整流該信號，且將該信號送至該控制器，且其中該經整流之交流信號的交叉點與峰值連同該經感測之電流，由該控制器決定及使用，藉以控制該四個可控制開關之開啟與關閉的時序，使得該同步全橋整流器電路之該功率因數接近一。
  5. 如申請專利範圍第4項之同步全橋整流電路，其中該控制器係包括：一快速脈寬調變(PWM)函數，控制該等開關之驅動來作為該等交流半週期之函數，以模擬該經整流與經增大之交流輸入；一慢直流輸出調節器迴路，控制該直流輸出；及一控制裝置，控制該等整流器之切換時間，以防止擊穿並提供零電壓切換(ZVS)操作。
  6. 如申請專利範圍第1項之同步全橋整流電路，其中該交流輸入具有兩個電流傳輸導線，且其中該升壓電感係包括兩個相互耦合之電感，該等電感之每一者係位於該交流輸入之每一接腳。
  7. 一種同步全波整流一交流(AC)輸入以提供一直流(DC)輸出之方法，該方法包括：對由該交流輸入行進至一全橋整流器電路之電流感應地反應，該全橋具有至少兩個可控制開關；耦合來自該全波整流器電路之輸出至該直流輸出；感測該直流輸出中之電流；對該感應地反應感測充電電流；感測一交流信號並傳送該經感測之交流信號與該經感測之電流至一控制器；及其中，響應該等經接收之信號，該控制器以相對於該交流電源使該同步全橋整流器之功率因數接近一之方式，開啟及關閉該至少兩個可控制開關，且且該控制器 輸出信號係分離且獨立之信號，此種信號中之一個信號至該至少兩個控制開關之每一者，且在該交流信號之一個半週期中，一個可控制開關係驅動開啟，另一個可控制開關係間歇地開關，且在該交流信號之另一個半週期中，該另一個可控制開關係驅動開啟，該一個可控制開關係間歇地開關。
  8. 如申請專利範圍第7項之方法，其中感測該交流信號之步驟包括下列步驟：差動放大該交流信號；整流該經差動放大之交流信號；及將該經整流經差動放大之交流信號送至該控制器，其中該控制器係執行包括下列步驟之方法：決定該經整流經差動放大之交流信號之零交叉點與峰值；比較該經感測之電流及該等零交叉點與峰值，並由此響應；及替四個可控制開關之開啟與關閉排定時序，使得該同步全橋整流器電路之該功率因數接近一。
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