CN103414347A - 一种双向dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双向DC-DC变换器及其控制方法，其主要应用于航空航天电源系统、舰载电源、直流电机驱动系统、蓄电池系统、直流不停电系统以及汽车的复合储能系统。本发明所述方法应用于双向DC-DC变换器，所述双向DC-DC变换器包含了输入侧全桥电路和输出侧全桥电路，包括：当所变压器的原边电流等于非线性电感的临界电流时，所述非电线性电感的电感量发生突变，所述变压器的原边电流变化的斜率增大，所述变压器的原边电流将上升，复位时间减少，增大原边电流变化的斜率；通过内移相比，使得所述变压器原边侧的电压为零，所述双向DC-DC变换器在循环能量为0。本发明的双向DC-DC变换器在效率上有很大的改善，且其结构及控制都非常简单易于实现。

Description

一种双向DC-DC变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子运用领域，尤其涉及一种用于纯电动汽车复合能量的双向DC-DC变换器及其控制方法。

背景技术

随着当前社会的能源、环保等问题的日益突出，电动汽车成为近年来发展迅速的一种新型汽车，是21世纪最具有发展前途的绿色清洁汽车。在现有的技术条件下，动力电池的性能是电动汽车发展的主要瓶颈，而双向直流-直流（DC-DC）变换器可以优化电动机控制、提高电动汽车整体的效率和性能。双向DC-DC不仅可以实现电池与超级电容的配合工作达到功率的最优配置，还可以实现能量的回收，从而实现效率的提高。

在现有技术中，传统的电压型全桥双向DC-DC变换器的拓扑如图1所示。其中L是变换器传输能量的重要元件。其主要工作波形如图2所示，φ为移相角，改变φ的大小，就可以改变传递功率的大小：改变φ的相位，则可以变压器两侧的功率流向。

从上述介绍可以知是L一个固定的值，该值可以根据经验设置，但是L的值不能选的太小，否则变换器的滞后臂的开关动作将不能保证软开关。所以，为了保证滞后臂的软开关电感值必然比较大，但是这样就带来了另一个问题：原边电流上升及复位时间也必然将增大，这导致在一个周期内变换器传输的能量变小，影响变换器的效率。

从图2知道由于U_L1、U_L2之间存在着相位差距，导致了电感的电压U_L会在正负之间变化，且电感电流不能发生突变，所以存在着电感电流与原边侧电压相位相反的阶段，例如：在图中t₀-t₁₁和t₂-t₂₂两个时间段，电感电流与原边侧电压相位相反。这样在功率传输过程中就会使能量回流入电源，我们称为循环能量。循环能量并没有真正传递，只是先由U1或者U2存储在电感L中，然后又传递回U1或者U2中。所以循环能量毫无意义，但是却在流动中产生了损耗。这也会降低了变换器的效率。

发明内容

由于上述两点原因，限制了变换器的效率，所以本发明提出一种双向DC-DC变换器及其控制方法。本发明提出的变换器相比于传统变换器具有更加高的效率。

本发明采用以下技术方案：

一种双向DC-DC变换器的控制方法，所述双向DC-DC变换器包含了输入侧全桥电路和输出侧全桥电路，包括：

当所变压器的原边电流等于非线性电感的临界电流时，所述非电线性电感的电感量发生突变，所述变压器的原边电流变化的斜率增大，所述变压器的原边电流将上升，复位时间减少，增大原边电流变化的斜率；

通过内移相比，使得所述变压器原边侧的电压为零，所述双向DC-DC变换器在循环能量为0。

一种双向DC-DC变换器，包括：输入侧全桥电路、输出侧全桥电路、电感、非线性电感和变压器；其中，所述变压器，用于连接所述输入侧全桥电路和所述输出侧全桥电路，隔离在所述变压器初级侧连接所述电感和所述非线性电感；在变压器的初级侧连接一个电感L以及非线性电感L_S；

当所变压器的原边电流等于非线性电感的临界电流时，所述非电线性电感的电感量发生突变，所述变压器的原边电流变化的斜率增大，所述变压器的原边电流将上升，复位时间减少，增大原边电流变化的斜率。

本发明在上述拓扑结构的基础上采用了双重移相的控制策略，此策略是在传统移相控制的基础上增加了一个内移相比。由于这个内移相的存在使得本来有循环能量的时间段中变压器原边侧的电压为零。这样在这段时间内的循环能量即为零。所以提高了变换器的效率。

综合上述两个技术方案，本发明提出的一种双向DC-DC变换器及其控制方法高效双向DC-DC变换器与传统双向DC-DC在效率上有很大的改善，且其结构及控制都非常简单易于实现。

附图说明

图1为现有技术中的传统电压型全桥双向DC-DC变换器的电路结构；

图2为现有技术中的传统电压型全桥双向DC-DC变换器的主要工作原理波形图；

图3为本发明实施例提出的一种高效率双向DC-DC变换器的电路结构；

图4为本发明实施例提出的一种高效率双向DC-DC变换器的双重移相控制工作原理波形图；

图5为本发明实施例提出的一种高效率双向DC-DC变换器的双重移相控制下变换器的工作模式1和2；

图6为本发明实施例提出的一种高效率双向DC-DC变换器的双重移相控制下变换器的工作模式3和4；

图7为本发明实施例提出的一种高效率双向DC-DC变换器的双重移相控制下变换器的工作模式5。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

为了解决传统电压型全桥双向DC-DC原边电流上升及复位时间长以及传统控制中存在循环能量的问题，本发明提出了一种原边带非线性电感且采用双重移相控制的高效双向DC-DC变换器，图3为本发明实施例提出的一种高效率双向DC-DC变换器的电路结构，具体的包括8个绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT），IGBT是由双极型三极管(Bipolar Junction Transistor，BJT)和绝缘栅型场效应管(MOS)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件。8个IGBT分别组成左右两个全桥电路，其中，左边的4个IGBT组成了一个输入型全桥电路，右边的4个IGBT组成了一个输出型全桥电路。连接左右两个全桥电路的是一个高频变压器，在变压器原边与输入型全桥电路之间还串联了电感L以及非线性电感L_S。

图4为本发明实施例提出的一种高效率双向DC-DC变换器的双重移相控制工作原理波形图，其中，D₁为开关周期内U1侧全桥内的，称为内移相比，D2为开关周期内U1侧与U2侧的移相比，称为外移相比。在整个控制中存在两个移相比，因此这里定义为双重移相控制。

在双重移相控制中可以通过控制外移相的相角，来控制加在串联电感两端的大小和相位，进而控制功率的大小和流向。下面，本发明实施例以U1向U2传输功率为例进行分析，即U_L1相位比U_L2超前。并且在一个周期内，有两个完全一样的能量传输，下面分析前半个周期在5个工作模式下的开关过程。

参照图5，工作模式1：t₀-t₁阶段。在t₀之前，开关S2、S3、S6、S7导通，能量从U1传输到U2，原边电流很大，非线性电感L_S处于饱和状态。在t₀时刻关断S3同时打开S1，这时，电感电流在nU₂的作用下线性下降。由于i_L≥I_C，这里的I_C指的是非线性电感饱和的临界电流，也就是说当前的电流大于非线性电感饱和的临界电流，而这时电路的电感总量为L，所以原边电流下降速度很快。由于变压器原边侧电压为0，所以在这个阶段中双向DC-DC变换器的循环能量0，在此工作模式1下，此时的电流为：

$i_L\left(t\right)=i_L\left(t_0\right)+\frac{n{U}_2}{L}(t-t_0)$

参照图5，工作模式2：t₁-t₂阶段。此阶段中开关状态仍如模式1，但是由于电流的快速线性下降，在t₁时刻i_L=I_C，也就是说，此时非线性电感L_S开始退出饱和，这时双向DC-DC变换器的电路的总电感量为L+L_S，由于总电感量的增大，所以电流下降的速度变慢。在这个阶段中变压器原边侧电压仍然为0，即模式2的循环能量仍为0，在此工作模式2下，此时的原边电流为：

$i_L\left(t\right)=i_L\left(t_1\right)+\frac{n{U}_2}{L+L_S}(t-t_1)$

参照图6，工作模式3：t₂-t₃阶段。在t₂时刻，关断S2且打开S4，这时原边电流在电感电压U_L=U_L1-U_L2=U1+nU2的作用下先下降在降到0以后线性上升，这里的n为变压器的变化参数。在这个阶段中非线性电感没有饱和，但是在此工作模式3的电感电压U_L=U_L1-U_L2比模式2的电感电压的大，所以原边电流上升速度比较快。在这个工作模式下，变压器原边侧电压为U1，但是电流i_L(t₂)较小，且电流下降到0的时间较短，所以工作模式3的循环能量很小，此时的原边电流为：

$i_L\left(t\right)=i_L\left(t_2\right)+\frac{U1+n{U}_2}{L+L_S}(t-t_2)$

参照图6，工作模式4：t₃-t₄阶段。此阶段中开关状态仍如工作模式3。原边电流在工作模式3的阶段时线性上升，在t₃时刻i_L=I_C，即非线性电感开始饱和。这时原边电流在U_L=U_L1-U_L2=U1+nU2的作用下快速上升，此时的原边电流为：

$i_L\left(t\right)=i_L\left(t_3\right)+\frac{U1+n{U}_2}{L}(t-t_3)$

参照图7，工作模式5：t₄-t₅阶段。在t₄时刻，关断S6、S7且打开S5、S8。在此阶段中非线性电感一直处于饱和状态。在U_L=U_L1-U_L2=0的作用下保持不变，此时能量可以从U1传输到U2中。

经过上述分析知道，由于电流上升、复位时间的减小，本发明实施例提供的双向DC-DC变换器在一个开关周期里能够传输更多的能量。并且此双向DC-DC变换器的循环能量较小。所以由于上述两点原因，本发明提出的一种原边带非线性电感且采用双重移相控制策略的高效率双向DC-DC具有比传统双向DC-DC更高的效率。

Claims (7)

1.一种双向DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述双向DC-DC变换器包含了输入侧全桥电路和输出侧全桥电路，包括： 

当所述变压器的原边电流等于非线性电感的临界电流时，所述非电线性电感的电感量发生突变，所述变压器的原边电流变化的斜率增大，所述变压器的原边电流将上升，复位时间减少，增大原边电流变化的斜率； 

通过内移相比，使得所述变压器原边侧的电压为零，所述双向DC-DC变换器在循环能量为0。 

2.如权利要求1的所述方法，其特征在于，所述通过内移相比，使得所述变压器原边侧的电压为零，所述双向DC-DC变换器在循环能量为0，具体包括： 

在t₀时刻前，能量从所述输入侧全桥电路传输到所述输出侧全桥电路，所述变压器的原边电流i_L大于等于非线性电感的临界电流I_C，i_L≥I_C，所述非线性电感开始处于饱和状态； 

在t₀-t₁阶段时，根据所述非线性电感处于饱和状态，获得所述变换器电路中的电感总量为L和所述变压器的原边侧电压U_L1为0，计算获得所述变压器的原边电流为： 

其中，这里的L为电感的电感量，nU₂为在所述变压器的作用下的输出侧全桥电路的电压，i_L(t₀)为在时刻t₀的变压器的原边电流。 

3.如权利要求2的所述方法，其特征在于，所述通过内移相比，使得所述变压器原边侧的电压为零，所述双向DC-DC变换器在循环能量为0，具体包括： 

在t₁-t₂阶段时，在t₁时刻i_L=I_C，所述变换器电路中的电感总量为L+L_S，其中L_S为非线性电感的电感量，获得所述高频变压器的原边侧电压U_L1为0，计算获得所述变压器的原边电流为：

4.如权利要求3的所述方法，其特征在于，所述通过内移相比，使得所述变压器原边侧的电压为零，所述双向DC-DC变换器在循环能量为0，具体包括： 

在t₂-t₃阶段时，获得所述变换器电路中的电感总量为电感和非线性电感之和L+L_S，获得所述所述高频变压器的原边侧电压为U1，计算获得所述变压器的原边电流为： 

。

5.如权利要求4的所述方法，其特征在于，所述通过内移相比，使得所述变压器原边侧 的电压为零，所述双向DC-DC变换器在循环能量为0，具体包括： 

在t₃-t₄阶段，在t₃时刻i_L=I_C，获得所述变换器电路中的电感总量为L和所述高频变压器的原边侧电压为U1，计算获得所述变压器的原边电流为： 

。

6.如权利要求5的所述方法，其特征在于，所述通过内移相比，使得所述变压器原边侧的电压为零，所述双向DC-DC变换器在循环能量为0，具体包括： 

在t₄-t₅阶段，根据所述非线性电感处于饱和状态，和输入侧电压与输出侧电压相同，计算获得所述电感电流为恒值，此时所述能量从输入侧全桥电路传输到所述输出侧全桥电路。 

7.一种双向DC-DC变换器，其特征在于，包括：输入侧全桥电路、输出侧全桥电路、电感、非线性电感和变压器；其中，所述变压器，用于连接所述输入侧全桥电路和所述输出侧全桥电路，隔离在所述变压器初级侧连接所述电感和所述非线性电感；在变压器的初级侧连接一个电感L以及非线性电感L_S； 

当所变压器的原边电流等于非线性电感的临界电流时，所述非电线性电感的电感量发生突变，所述变压器的原边电流变化的斜率增大，所述变压器的原边电流将上升，复位时间减少，增大原边电流变化的斜率。 

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