CN104009633B - 一种电流连续型高增益dc-dc变换器电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电流连续型高增益DC‑DC变换器电路，包括电压源，第一电感，第一二极管，第一电容，由第二电感、第三电感、第二电容、第三电容和第二二极管构成的两端阻抗网络，第三二极管，MOS管，第四电感，输出电容和负载。本发明以电压源、第一电感、第三二极管和MOS管依次串联构成第一级升压电路；以第一电容、两端阻抗网络和MOS管依次串联构成第二级升压电路；以第四电感、输出电容和负载构成输出电路。本发明整个电路结构简单，只用了一个MOS管，具有较高的输出电压增益，电源电流连续，负载电流连续，输出输入共地，两端阻抗网络中电容的电压应力低，且电路不存在启动冲击电流和MOS管开通瞬间的冲击电流。

Description

一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路

技术领域

本发明涉及电力电子电路技术领域，具体涉及一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路。

背景技术

在燃料电池发电、光伏发电中，由于单个太阳能电池或者单个燃料电池提供的直流电压较低，无法满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的需求，往往需要将多个电池串联起来达到所需的电压。这种方法一方面大大降低了整个系统的可靠性，另一方面还需解决串联均压问题。为此，需要能够把低电压转换为高电压的高增益DC-DC变换器。近几年提出的Z源升压DC-DC变换器是一种高增益DC-DC变换器，但该电路具有较高的阻抗网络电容电压应力，电源电流不连续，输出与输入不共地，且电路启动时存在很大启动冲击电流问题，限制了该电路在实际中的应用。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路，具体技术方案如下。

一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路，包括电压源、第一电感、第一二极管、第一电容、两端阻抗网络、第三二极管、MOS管、第四电感、输出电容和负载。所述两端阻抗网络由第二电感、第三电感、第二电容、第三电容和第二二极管构成；所述电压源、第一电感、第三二极管和MOS管依次串联构成第一级升压电路；所述第 一电容、两端阻抗网络和MOS管依次串联构成第二级升压电路；所述第四电感、输出电容和负载构成输出电路。

优选地，所述电压源的正极与第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第三二极管的阳极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极、第二电感的一端和第二电容的负极连接；所述第二电感的另一端分别与第二二极管的阳极和第三电容的负极连接；所述第二二极管的阴极分别与第二电容的正极和第三电感的一端连接；所述第三电容的正极分别与第三电感的另一端、第三二极管的阴极、MOS管的漏极和第四电感的一端连接；所述第四电感的另一端分别与输出电容的正极和负载的一端连接；所述电压源的负极分别与第一电容的负极、输出电容的负极、负载的另一端和MOS管的源极连接。

与现有技术相比，本发明电路具有如下优点和技术效果：整个电路结构简单，电压增益更高，在相同输入电压的情况下，输出相同电压甚至更高电压时，两端阻抗网络中电容的电压应力反而降低了；对启动冲击电流具有很好的抑制作用，MOS管开通瞬间，输出电容也不会对MOS管产生冲击电流，可靠性提高；且输入电源电流连续，负载电流连续，输出与输入共地，因而更适合应用于燃料电池发电和光伏发电等新能源发电技术领域。

附图说明

图1是本发明具体实施方式中的一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路。

图2a、图2b分别是图1所示一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路在其MOS管S导通和关断时段的等效电路图。

图3a为本发明电路的增益曲线与基本升压电路的增益曲线的比较图。

图3b为图3a中本发明电路的增益曲线与基本升压电路的增益曲线在占空比d小于0.4内的比较图。

图4为两端阻抗网络中电容的电压与输出电压的比值随占空比d的变化情况。

图5为实例中电流连续型高增益DC-DC变换器电路的主要工作波形图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施作进一步描述。

参考图1，本发明所述的一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路，其包括电压源V_i，第一电感L₁，第一二极管D₁，第一电容C₁，由第二电感L₂、第三电感L₃、第二电容C₂、第三电容C₃和第二二极管D₂构成的两端阻抗网络(如图1中虚线框所示)，第三二极管D₃，MOS管S，第四电感L₄，输出电容C_o和负载R_L。所述电压源V_i、第一电感L₁、第三二极管D₃和MOS管依次串联构成第一级升压电路；所述第一电容C₁、两端阻抗网络和MOS管S依次串联构成第二级升压电路；所述第四电感L₄、输出电容C_o和负载R_L构成输出电路。MOS管S导通时，所述电压源V_i对第一电感L₁充电储能；所述第一电容C₁与第二电容C₂一起对第三电感L₃充电储能；所述第一电容 C₁与第三电容C₃一起对第二电感L₂充电储能；同时，第一电容C₁与两端阻抗网络中的电容、第四电感L₄一起给输出电容C_o和负载R_L供电。当MOS管S关断时，所述第一二极管D₁和第二二极管D₂均导通，所述电压源V_i与第一电感L₁给第一电容C₁充电储能，形成回路；第二电感L₂与第二电容C₂并联，形成回路；第三电感L₃与第三电容C₃并联，形成回路；同时，电压源V_i与第一电感L₁、两端阻抗网络中的电感一起对第四电感L₄、输出电容C_o和负载R_L供电，形成回路。整个电路结构简单，只用了一个MOS管，具有比较高的输出电压增益，电源电流连续，负载电流连续，输出与输入共地，且两端阻抗网络中的电容电压应力低，电路不存在启动电流冲击和MOS管开通瞬间的电流冲击问题。

图1所示电路的具体连接如下：所述电压源的正极与第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第三二极管的阳极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极、第二电感的一端和第二电容的负极连接；所述第二电感的另一端分别与第二二极管的阳极和第三电容的负极连接；所述第二极管的阴极分别与第二电容的正极和第三电感的一端连接；所述第三电容的正极分别与第三电感的另一端、第三二极管的阴极、MOS管的漏极和第四电感的一端连接；所述第四电感的另一端分与输出电容的正极和负载的一端连接；所述电压源的负极分别与第一电容的负极、输出电容的负极、负载的另一端和MOS管的源极连接。

图2a、图2b给出了本发明电路的工作过程图。图2a、图2b分 别是MOS管S导通和关断时段的等效电路图，图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。

本发明的工作过程如下：

阶段1，如图2a：MOS管S导通，此时第三二极管D₃导通，第一二极管D₁和第二二极管D₂均关断。电路形成了四个回路，分别是：电压源V_i对第一电感L₁充电储能，形成回路；第一电容C₁与第三电容C₃一起对第二电感L₂进行充电储能，形成回路；第一电容C₁与第二电容C₂一起对第三电感L₃进行充电储能，形成回路；第一电容C₁与两端阻抗网络中的电容、第四电感L₄一起对输出电容C_o和负载R_L供电，形成回路。

阶段2，如图2b：MOS管S关断，此时第三二极管D₃关断，第一二极管D₁和第二极管D₂导通。电路形成了四个回路，分别是：电压源V_i与第一电感L₁给第一电容C₁充电储能，形成回路；第二电感L₂对第二电容C₂充电，形成回路；第三电感L₃对第三电容C₃充电，形成回路；电压源V_i与第一电感L₁、两端阻抗网络中的电感一起对第四电感L₄、输出电容C_o和负载R_L供电，形成回路。

综上情况，设MOS管S的占空比为d，开关周期为T_s。由于两端阻抗网络的对称性，即第二电感L₂与第三电感L₃的电感量相等，第二电容C₂与第三电容C₃的电容值相等。因此，有v_L2＝v_L3＝v_L，V_C2＝V_C3＝V_C。v_L2、v_L3、V_C2和V_C3分别是第二电感L₂、第三电感L₃、第二电容C₂和第三电容C₃的电压，并设定v_L和V_C分别为两端阻抗网络电感电压和电容电压，v_L1和v_L4分别为第一电感L₁和第四 电感L₃的电压,V_C1为第一电容C₁的电压，V_S为MOS管S漏极与源极之间的电压。在一个开关周期T_s内，令输出电压为V_o。当变换器进入稳态工作后，得出以下的电压关系推导过程。

MOS管S导通期间，对应阶段1所述的工作情形，因此有如下公式：

v_L1＝V_i (1)

v_L2＝v_L＝V_C1+V_C3＝V_C1+V_C (2)

v_L3＝v_L＝V_C1+V_C2＝V_C1+V_C (3)

v_L4＝-V_o (4)

MOS管S导通时间为dT_s。

MOS管S关断期间，对应阶段2所述的工作情形，因此有如下公式：

v_L1＝V_i-V_C1 (5)

v_L2＝v_L＝-V_C2＝-V_C (6)

v_L3＝v_L＝-V_C3＝-V_C (7)

V_S＝V_C1-v_L+V_C＝V_C1+2V_C (8)

v_L4＝V_S-V_o＝V_C1+2V_C-V_o (9)

MOS管S关断时间为(1-d)T_s。

根据以上分析，对电感L₁运用电感伏秒数守恒原理，联立式(1)和式(5)可得：

V_idT_s+(V_i-V_C1)(1-d)T_s＝0 (10)

因而，可得出第一电容C₁的电压V_C1与电压源V_i之间的关系式 为：

$V_{C1}=\frac{1}{1-d}{V}_i---\left(11\right)$

然后，根据两端阻抗网络的对称性和电感伏秒数守恒原理，联立式(2)、(3)、(6)和(7)，可得：

(V_C1+V_C)dT_s+(-V_C)(1-d)T_s＝0 (12)

因此，根据式(11)和式(12)，可得两端阻抗网络中电容的电压V_C与电压源V_i的关系表达式为：

$V_C=\frac{d}{(1-d)(1-2d)}{V}_i---\left(13\right)$

结合式(4)、(8)和(9)，并对第四电感L₄应用电感伏秒数守恒原理，可得：

(-V_o)dT_s+(V_C1+2V_C-V_o)(1-d)T_s＝0 (14)

又由式(11)式(13)，可得本发明电路的增益因子表达式为：

$G=\frac{V_o}{V_i}=\frac{1}{1-2d}---\left(15\right)$

如图3a所示为本发明电路的增益曲线和基本升压电路的增益曲线的比较图；图3b为图3a中本发明电路增益曲线与基本升压电路的增益曲线在占空比d小于0.4内的比较图，图中实线表示本发明电路的增益曲线，虚线表示基本升压电路的增益曲线。由图可知，本发明电路在占空比d不超过0.5的情况下，增益G就可以达到很大，且本发明电路的占空比d不会超过0.5。因此，相比之下，本发明电路的增益是非常高的。

由式(13)和式(15)可得本发明电路两端阻抗网络中电容的电 压V_C与输出电压V_o的关系式为：

$V_C=\frac{d}{1-d}{V}_o---\left(16\right)$

如图4给出了两端阻抗网络中电容的电压与输出电压的比值随占空比d变化的情况。由图可知本发明电路两端阻抗网络中电容的电压V_C的最大值不会超过输出电压V_o，因而使得本发明电路两端阻抗网络中电容的电压应力比较低。

如图5所示为本发明电路工作时的主要波形图，图中V_g为MOS管的驱动，i_L1、i_L2、i_L3和i_L4分别为第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃和第四电感L₄的电流。由于电感L₁的电流即为电源电流，电感L₄的电流即为负载电流，所以从图中可看出，电源电流和负载电流都是连续的。

另外，由于本发明电路本身拓扑结构的特点，当其启动时，第一电感L₁和两端阻抗网络中的第二电感L₂和第三电感L₃对启动冲击电流有抑制作用，有利于变换器的软启动，减少了对器件的冲击损害；同理，由于第四电感L₄的存在，所以当MOS管开通瞬间，输出电容不会对MOS管产成冲击电流。

综上所述，本发明电路具有较高的电压增益，只用了一个MOS管，电源电流连续，负载电流连续，输出与输入共地，两端阻抗网络中电容的电压应力低，且不存在启动冲击电流和MOS管开通瞬间的冲击电流。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神 实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路，其特征在于包括电压源（V_i）、第一电感（L₁）、第一二极管（D₁）、第一电容（C₁）、两端阻抗网络、MOS管（S）、第四电感（L₄）、输出电容（C_o）和负载（R_L）；所述两端阻抗网络由第二电感（L₂）、第三电感（L₃）、第二电容（C₂）、第三电容（C₃）和第二二极管（D₂）构成；所述电压源（V_i）、第一电感（L₁）、第三二极管（D₃）和MOS管（S）依次串联构成第一级升压电路；所述第一电容（C₁）、两端阻抗网络和MOS管（S）依次串联构成第二级升压电路；所述第四电感（L₄）、输出电容（C_o）和负载（R_L）构成输出电路；所述电压源（V_i）的正极与第一电感（L₁）的一端连接；所述第一电感（L₁）的另一端分别与第一二极管（D₁）的阳极和第三二极管（D₃）的阳极连接；所述第一二极管（D₁）的阴极分别与第一电容（C₁）的正极、第二电感（L₂）的一端和第二电容（C₂）的负极连接；所述第二电感（L₂）的另一端分别与第二二极管（D₂）的阳极和第三电容（C₃）的负极连接；所述第二二极管（D₂）的阴极分别与第二电容（C₂）的正极和第三电感（L₃）的一端连接；所述第三电容（C₃）的正极分别与第三电感（L₃）的另一端、第三二极管（D₃）的阴极、MOS管（S）的漏极和第四电感（L₄）的一端连接；所述第四电感（L₄）的另一端分别与输出电容（C_o）的正极和负载（R_L）的一端连接；所述电压源（V_i）的负极分别与第一电容（C₁）的负极、输出电容（C_o）的负极、负载（R_L）的另一端和MOS管（S）的源极连接。

2.根据权利要求1所述的一种电流连续型高增益DC-DC变换器电路，其特征在于：

当MOS管（S）导通时，所述第三二极管（D₃）导通，第一二极管（D₁）和第二二极管（D₂）均关断，电压源（V_i）对第一电感（L₁）充电储能；所述第一电容（C₁）与第二电容（C₂）一起对第三电感（L₃）充电储能；所述第一电容（C₁）与第三电容（C₃）一起对第二电感（L₂）充电储能；同时，第一电容（C₁）与两端阻抗网络中的电容、第四电感（L₄）一起给输出电容（C_o）和负载（R_L）供电；

当MOS管（S）关断时，所述第一二极管（D₁）和第二二极管（D₂）均导通，所述电压源V_i与第一电感L₁给第一电容C₁充电储能，形成回路；第二电感（L₂）与第二电容（C₂）并联，形成回路；第三电感（L₃）与第三电容（C₃）并联，形成回路；同时，电压源（V_i）与第一电感（L₁）、两端阻抗网络中的电感一起给第四电感（L₄）、输出电容（C_o）和负载（R_L）供电。