CN204244077U - 一种双向隔离直流-直流变换器 - Google Patents

Abstract

一种双向隔离直流-直流变换器，包括原边逆变/整流电路、高频变压器、副边整流/逆变电路，原边逆变/整流电路与副边整流/逆变电路结构相同且以高频变压器为中心对称设置，采用对称的全桥LLC结构，拓扑结构更为简单，而且没有谐振电容箝位电路，故输出能力要强很多，而且实现了快速有效的短路保护；同时本实用新型所提出的拓扑无论哪一侧作为输入都可以很好地实现软开关，电压到数百伏以上时，仍然能保持高效率、高可靠性、较低的电磁干扰EMI，工作稳定可靠、性能指标好、效率高、体积小，而且电路中的所有器件均可用多个同类器件并联、串联或串并联组合实现，电路连接简单方便。

Description

一种双向隔离直流-直流变换器

技术领域

本实用新型属于电力电子应用技术领域，涉及到一种双向隔离直流-直流变换器。

背景技术

直流变换器是将直流电转化为另一种形式的直流电的装置。直流变换器应用非常广泛，手机充电器、计算机电源、家用电器、电力系统、新能源发电、电动汽车等等领域都有直流变换器的存在。通常直流-直流变换器都是单向工作的，主要原因是因为功率开关(晶闸管SCR，绝缘栅双极型晶体管IGBT、金属氧化物半导体场效应晶体管MOS等)均为单向工作器件，并且主功率回路上一般都有单向工作的二极管，所以能量只能单向流动。然而，随着时代的进步和科技的发展，在电池活化、储能电站、电动汽车、太阳能发电系统、航空电源等领域双向直流-直流变换器获得了越来越广泛的应用，随着新能源发电、新能源汽车等领域的进一步发展和能源危机的进一步加剧，双向直流-直流变换器的研究正在进入新的阶段。

最简单的双向直流-直流变换器就是将两个单向直流-直流变换器反相并联起来，但是这种方案所需的成本太高，所以大家更倾向于采用单机双向直流-直流变换器。

很多应用场合要求直流-直流变换器的输入输出电气隔离，引用百度百科的一段话：“所谓电气隔离，就是将电源与用电回路作电气上的隔离，即将用电的分支电路与整个电气系统隔离，使之成为一个在电气上被隔离的、独立的不接地安全系统，以防止在裸露导体故障带电情况下发生间接触电危险。要实行电气隔离，必须满足以下条件：(1)每一分支电路使用一台隔离变压器，这种变压器的耐压试验电压，比普通变压器高，应符合Ⅱ级电工产品(双重绝缘或加强绝缘)的要求，也可使用与隔离变压器的绝缘性能相等的绕制；(2)所谓电气隔离，就是使两个电路之间没有电气上的直接联系，即两个电路之间是相互绝缘的，同时还要保证两个电路维持能量传输的关系。”

非隔离的直流变换器已经非常成熟，一个方向升压一个方向降压的BUCK/BOOST一体的非隔离直流-直流变换器构造简单，性能稳定，已经被广泛地应用到工业电源之中。

隔离的直流变换器业内尚无成熟的典型设计。理论上讲，只要将任何一种单方向的直流-直流变换器拓扑中的单向器件换成可控的双向器件即得到对应的双向拓扑，尽管大多需要付出性能、成本等方面的代价，但这样简单置换的方法一般无法用于软开关变换器。

在数百伏电压以上的场合，传统的硬开关变换器在效率/可靠性/电磁兼容多个方面都不能胜任，必须要采用软开关变换器。单向的软开关变换器主要以辅助开关、有源箝位、无损吸收、谐振/准谐振等多种方式实现，这些方式各有利弊和其所适用的应用场合，不再一一赘述。近年来流行的调频控制的谐振式LLC拓扑可以说是在电压等级数百伏、功率几百瓦到十几千瓦条件下最适合的拓扑。通合电子专利号为01135317.1的发明专利“谐振电压控制型功率变换器”正是此拓扑的成功应用之一。

简单的器件置换是无法实现双向软开关变换器的。据我们所了解，双向都能实现软开关的技术，只有华北电力大学于2011年申报的申请号为201110140067.1名称为一种对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的发明专利，其电路原理图如图1所示。据我们的仿真和实验分析，在两边的直流源都为固定电压时，通过设计合适的网络参数，可实现双向变换时的全程软开关。但是由于此拓扑中的二极管直接并联在谐振电容(C11、C12、C21、C22)，使谐振电压被箝位至电源电压，这在短路保护等极限条件下会带来好处，但是弊端也很明显，即同等硬件条件下输出能力严重不足。由于两个方向传输时都是如此，因此实际上无论哪一个方向，其电压增益都是降低的。举个简单的例子，若Vdc1＝200V，变压器匝比为1：1，由于是半桥电路的关系，实际上输出电压最高只能到100V左右，即Vdc2最高只能等于100V，可是反相传输的时候，由于Vdc2＝100V，变压器匝比同样为1：1，再加上半桥的因素，Vdc1就只能等于50V了。当然，以上只是定性的分析，实际上由于LLC谐振网络的作用，两侧的电压不至于不能平衡，但是输出能力的严重下降则是必然现象，同样规格的磁性元件、谐振电容和开关管，在普通单向LLC的情况下输出能力如果有10KW的话，则在这种谐振电压被双向箝位的条件下，实际功率连三分之一都达不到，如果两侧的直流电压不是固定值而是一个变化范围的话，则恐怕连五分之一都有困难了。因此在宽范围、大功率的应用中，此方案所实现的双向变换器虽然在电路原理、软开关等方面取得了优势，但是成本和体积上恐怕还未必能比得上两台背靠背的单向变换器。

另一个就是广东易事特电源股份有限公司于2014年1月21日申报的申请号为201410027890.5名称为一种双向直流变换电路及开关电源的发明专利。虽然这是一个双向变换的整机专利，但是其中也包含双向直流变换器的部分，其电路原理图如图2所示。此拓扑一边是全桥LLC，另一边是普通全桥，功率输出能力是毫无问题的，但是其全桥侧(Q3～Q6)这一边无法实现软开关，故此拓扑的这一侧作为输入时电压不能太高，一旦到数百伏以上，效率、可靠性和EMI方面的性能都会急剧下降。

发明内容

本实用新型为了克服现有技术的缺陷，设计了一种工作稳定可靠、性能指标好、效率高、体积小的双向隔离直流-直流变换器。

本实用新型所采取的具体技术方案是：一种双向隔离直流-直流变换器，包括原边逆变/整流电路、高频变压器、副边整流/逆变电路，关键是：所述的原边逆变/整流电路与副边整流/逆变电路结构相同且以高频变压器为中心对称设置，其中，

原边逆变/整流电路包括第一电子开关、第二电子开关、第五电子开关、第六电子开关、第一滤波电容，第一滤波电容与第一直流电源并联，第一直流电源的负极与保护地连接，第一电子开关和第五电子开关串联后并联在第一直流电源的正负极之间，第二电子开关和第六电子开关串联后也并联在第一直流电源的正负极之间，第一电子开关和第五电子开关的中点依次串联第一谐振电感和第一谐振电容后与高频变压器原边激磁电感的一端连接，第二电子开关和第六电子开关的中点与高频变压器原边激磁电感的另一端连接，第一二极管并联在第一电子开关两端，第一电容并联在第一二极管两端，第二二极管并联在第二电子开关两端，第二电容并联在第二二极管两端，第五二极管并联在第五电子开关两端，第五电容并联在第五二极管两端，第六二极管并联在第六电子开关两端，第六电容并联在第六二极管两端，第一二极管和第二二极管的负极都与第一直流电源的正极连接，第五二极管和第六二极管的正极都与第一直流电源的负极连接；

副边整流/逆变电路包括第四电子开关、第三电子开关、第八电子开关、第七电子开关、第二滤波电容，第二滤波电容与第二直流电源并联，第二直流电源的负极与信号地连接，第四电子开关和第八电子开关串联后并联在第二直流电源的正负极之间，第三电子开关和第七电子开关串联后也并联在第二直流电源的正负极之间，第四电子开关和第八电子开关的中点依次串联第二谐振电感和第二谐振电容后与高频变压器副边激磁电感的一端连接，第三电子开关和第七电子开关的中点与高频变压器副边激磁电感的另一端连接，第四二极管并联在第四电子开关两端，第四电容并联在第四二极管两端，第三二极管并联在第三电子开关两端，第三电容并联在第三二极管两端，第八二极管并联在第八电子开关两端，第八电容并联在第八二极管两端，第七二极管并联在第七电子开关两端，第七电容并联在第七二极管两端，第三二极管和第四二极管的负极都与第二直流电源的正极连接，第七二极管和第八二极管的正极都与第二直流电源的负极连接。

所述的第一电子开关、第二电子开关、第三电子开关、第四电子开关、第五电子开关、第六电子开关、第七电子开关、第八电子开关都是绝缘栅双极型晶体管IGBT、金属氧化物半导体场效应晶体管MOS、或碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管SiC-MOS中的一种。

所述的第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管、第七二极管、第八二极管都是硅Si半导体二极管、或碳化硅SiC半导体二极管。

所述的第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管、第七二极管、第八二极管都是绝缘栅双极型晶体管IGBT或金属氧化物半导体场效应晶体管MOS的寄生或集成的体二极管。

所述的第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第八电容都是独立的电容器、或者是相应电子开关的寄生电容。

本实用新型的有益效果是：采用对称的全桥LLC结构，与华北电力大学的专利相比，本实用新型所提出的拓扑结构更为简单，而且是全桥结构，没有谐振电容箝位电路，故输出能力要强很多，而且实现了快速有效的短路保护，解决了一般大功率LLC拓扑都要面临的短路保护不易的难题；同时本实用新型所提出的拓扑结构两侧完全对称，工作方式完全一样，无论哪一侧作为输入都可以很好地实现所有功率器件的软开关，电压到400-660V时，仍然能保持高效率、高可靠性、较低的电磁干扰EMI，解决了广东易事特电源股份有限公司的专利的难题，工作稳定可靠、性能指标好、效率高、体积小，而且电路中的所有器件均可用多个同类器件并联、串联或串并联组合实现，电路连接简单方便。

附图说明

图1为华北电力大学的电路原理图。

图2为广东易事特电源股份有限公司的电路原理图。

图3为本实用新型的电路原理图。

图4为本实用新型在进行正向功率传输时的等效原理图。

图5为本实用新型在进行逆向功率传输时的等效原理图。

图6为本实用新型在进行正向功率传输时的驱动信号GD1和GD2的波形。

图7为本实用新型在进行正向功率传输时处于第一工作状态时驱动信号GD1和GD2的波形、以及流过变换器原边和副边的电流波形。

图8为本实用新型在进行正向功率传输时处于第二工作状态时驱动信号GD1和GD2的波形、以及流过变换器原边和副边的电流波形。

图9为本实用新型在进行正向功率传输时处于第三工作状态时驱动信号GD1和GD2的波形、以及流过变换器原边和副边的电流波形。

图3、图4、图5中，Vdc1代表第一直流电源，Vdc2代表第二直流电源，PGND代表保护地，SGND代表信号地，T1代表高频变压器，Lm1代表原边激磁电感，Lm2代表副边激磁电感，Lr1代表第一谐振电感，Cr1代表第一谐振电容，Lr2代表第二谐振电感，Cr2代表第二谐振电容，S1代表第一电子开关，S2代表第二电子开关，S3代表第三电子开关，S4代表第四电子开关，S5代表第五电子开关，S6代表第六电子开关，S7代表第七电子开关，S8代表第八电子开关，D1代表第一二极管，D2代表第二二极管，D3代表第三二极管，D4代表第四二极管，D5代表第五二极管，D6代表第六二极管，D7代表第七二极管，D8代表第八二极管，C1代表第一电容，C2代表第二电容，C3代表第三电容，C4代表第四电容，C5代表第五电容，C6代表第六电容，C7代表第七电容，C8代表第八电容，CD1代表第一滤波电容，CD2代表第二滤波电容。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型做详细说明：

如图3所示，一种双向隔离直流-直流变换器，包括原边逆变/整流电路、高频变压器T1、副边整流/逆变电路，原边逆变/整流电路与副边整流/逆变电路结构相同且以高频变压器T1为中心对称设置，其中，

原边逆变/整流电路包括第一电子开关S1、第二电子开关S2、第五电子开关S5、第六电子开关S6、第一滤波电容CD1，第一滤波电容CD1与第一直流电源Vdc1并联，第一直流电源Vdc1的负极与保护地PGND连接，第一电子开关S1和第五电子开关S5串联后并联在第一直流电源Vdc1的正负极之间，第二电子开关S2和第六电子开关S6串联后也并联在第一直流电源Vdc1的正负极之间，第一电子开关S1和第五电子开关S5的中点依次串联第一谐振电感Lr1和第一谐振电容Cr1后与高频变压器T1原边激磁电感Lm1的一端连接，第二电子开关S2和第六电子开关S6的中点与高频变压器T1原边激磁电感Lm1的另一端连接，第一二极管D1并联在第一电子开关S1两端，第一电容C1并联在第一二极管D1两端，第二二极管D2并联在第二电子开关S2两端，第二电容C2并联在第二二极管D2两端，第五二极管D5并联在第五电子开关S5两端，第五电容C5并联在第五二极管D5两端，第六二极管D6并联在第六电子开关S6两端，第六电容C6并联在第六二极管D6两端，第一二极管D1和第二二极管D2的负极都与第一直流电源Vdc1的正极连接，第五二极管D5和第六二极管D6的正极都与第一直流电源Vdc1的负极连接；

副边整流/逆变电路包括第四电子开关S4、第三电子开关S3、第八电子开关S8、第七电子开关S7、第二滤波电容CD2，第二滤波电容CD2与第二直流电源Vdc2并联，第二直流电源Vdc2的负极与信号地SGND连接，第四电子开关S4和第八电子开关S8串联后并联在第二直流电源Vdc2的正负极之间，第三电子开关S3和第七电子开关S7串联后也并联在第二直流电源Vdc2的正负极之间，第四电子开关S4和第八电子开关S8的中点依次串联第二谐振电感Lr2和第二谐振电容Cr2后与高频变压器T1副边激磁电感Lm2的一端连接，第三电子开关S3和第七电子开关S7的中点与高频变压器T1副边激磁电感Lm2的另一端连接，第四二极管D4并联在第四电子开关S4两端，第四电容C4并联在第四二极管D4两端，第三二极管D3并联在第三电子开关S3两端，第三电容C3并联在第三二极管D3两端，第八二极管D8并联在第八电子开关S8两端，第八电容C8并联在第八二极管D8两端，第七二极管D7并联在第七电子开关S7两端，第七电容C7并联在第七二极管D7两端，第三二极管D3和第四二极管D4的负极都与第二直流电源Vdc2的正极连接，第七二极管D7和第八二极管D8的正极都与第二直流电源Vdc2的负极连接。

所述的第一电子开关S1、第二电子开关S2、第三电子开关S3、第四电子开关S4、第五电子开关S5、第六电子开关S6、第七电子开关S7、第八电子开关S8都是绝缘栅双极型晶体管IGBT、金属氧化物半导体场效应晶体管MOS、或碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管SiC-MOS中的一种。

所述的第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8都是硅Si半导体二极管、或碳化硅SiC半导体二极管。

所述的第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8都是绝缘栅双极型晶体管IGBT或金属氧化物半导体场效应晶体管MOS的寄生或集成的体二极管。

所述的第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8都是独立的电容器、或者是相应电子开关的寄生电容。

一、本实用新型在进行正向功率传输即能量从第一直流电源Vdc1向第二直流电源Vdc2传输时，工作原理为：

此时第一电子开关S1、第二电子开关S2、第五电子开关S5、第六电子开关S6高频工作，第三电子开关S3、第四电子开关S4、第七电子开关S7、第八电子开关S8保持断开，等效电路原理图如图4所示。

第一电子开关S1和第六电子开关S6同时开通和关断，姑且称其驱动信号为GD1，第二电子开关S2和第五电子开关S5同时开通和关断，姑且称其驱动信号为GD2，GD1和GD2是占空比趋近50％的互补方波，相互之间留有一定的死区时间，如图6所示。若第一直流电源Vdc1和第二直流电源Vdc2都是电压源(如其它变换器或电池)，则控制部分根据预设的电流基准和实际电流采样，调整GD1和GD2的频率，由此改变谐振网络第一谐振电感Lr1和第一谐振电容Cr1的阻抗，以此调整从第一直流电源Vdc1流向第二直流电源Vdc2的能量大小。

下面详述其工作过程：

(一)第一工作状态：第一电子开关S1和第六电子开关S6导通，第二电子开关S2和第五电子开关S5截止，次级整流管导通，驱动信号GD1和GD2的波形、以及流过变换器原边和副边的电流波形如图7所示，驱动信号为高电平时对应的电子开关导通，驱动信号为低电平时，对应的电子开关关断；Irp表示流过第一谐振电感Lr1、第一谐振电容Cr1、高频变压器T1原边的电流，Irs则表示流过高频变压器T1副边、第二谐振电感Lr2、第二谐振电容Cr2、整流二极管的。

从第一电子开关S1和第六电子开关S6导通，也即GD1为高电平的时刻开始分析(即图7中的纵向虚线处)，此时加在第一谐振电感Lr1、第一谐振电容Cr1、原边激磁电感Lm1构成的谐振网络上的电压上正下负，流过谐振网络的电流Irp正向增大，高频变压器T1副边的电流Irs也正向增大，为输出电容充电，同时也为负载供电。

(二)第二工作状态：第一电子开关S1和第六电子开关S6导通，第二电子开关S2和第五电子开关S5截止，次级整流管截止。由于第一谐振电感Lr1、第一谐振电容Cr1、第二谐振电感Lr2、第二谐振电容Cr2所确定的谐振频率比电子开关的频率高，所以在半个高频周期结束之前电流就会开始减小，当输出电容电压微微升高，而高频变压器T1原边电压开始下降时，副边整流二极管的电流Irs减小到零，随即零电流截止，驱动信号GD1和GD2的波形、以及流过变换器原边和副边的电流波形如图8所示。此时高频变压器T1副边开路，原边激磁电感Lm1作为一个电感加入到原边回路中来，由于原边激磁电感Lm1远大于第一谐振电感Lr1(一般是3～6倍)，因此原边谐振网络的谐振频率远低于仅有第一谐振电感Lr1时的谐振频率，因此电流的变化率大大降低，近似直线，原边电流Irp始终维持在零以上，直至本电子开关周期结束，第一电子开关S1和第六电子开关S6截止。

(三)第三工作状态：第一电子开关S1和第六电子开关S6截止，第二电子开关S2和第五电子开关S5截止，驱动信号GD1和GD2的波形、以及流过变换器原边和副边的电流波形如图9所示。

由于第一电子开关S1和第六电子开关S6两端并联了第一电容C1和第六电容C6，因此其被关断的瞬间，两端的电压仍然能够维持在一个较低的值，即实现了零电压关断，从而实现对电子开关的保护。

关断之后，第一谐振电感Lr1续流，电流继续正向流动，由第一谐振电感Lr1、第一谐振电容Cr1、第一电容C1、第二电容C2、第五电容C5、第六电容C6组成新的谐振回路(输入电容容量极大，电子开关频率下可近似认为是短路，第一电容C1、第二电容C2、第五电容C5、第六电容C6在高频信号通路上是并联关系)，由于相对于第一谐振电容Cr1来说，第一电容C1、第二电容C2、第五电容C5、第六电容C6容量很小，故新的谐振网络的频率极高，第一谐振电感Lr1中的电流Irp会迅速减小，同时第一电容C1、第六电容C6两端电压升高，第二电容C2、第五电容C5两端电压下降。通过合理地选择第一电容C1、第六电容C6、第二电容C2、第五电容C5、第一谐振电感Lr1、第一谐振电容Cr1的值，保证在第一谐振电感Lr1上的电流Irp下降到零之前，第一电容C1、第六电容C6两端电压升高至电源电压，第二电容C2、第五电容C5两端电压下降至零。随后第二电容C2、第五电容C5两端电压进一步下降到负值，直至第二二极管D2、第五二极管D5导通，使第二电容C2、第五电容C5两端的电压被箝位至一个二极管压降(可近似认为是零)。二极管导通之后，相当于第一电容C1、第二电容C2、第五电容C5、第六电容C6全都被二极管短路，谐振频率仍然由第一谐振电感Lr1、第一谐振电容Cr1决定，下降到一个相对于死区时间来说较低的水平。因此流过第一谐振电感Lr1中的电流Irp的变化会再次变的缓慢，一直维持在一个较低的正值，直至死区结束，下一刻第二电子开关S2和第五电子开关S5导通。注意，由于二极管箝位的原因，第二电容C2、第五电容C5两端的电压也就是第二电子开关S2和第五电子开关S5两端的电压始终保持在接近零的水平，即第二电子开关S2和第五电子开关S5实现了零电压开启。

(四)第四工作状态：第二电子开关S2和第五电子开关S5导通，第一电子开关S1和第六电子开关S6截止，次级整流管导通，与第一工作状态类似，不过电流反相而已。

(五)第五工作状态：第二电子开关S2和第五电子开关S5导通，第一电子开关S1和第六电子开关S6截止，次级整流管截止，与第二工作状态类似。

(六)第六工作状态：再次进入死区，所有电子开关都关闭，一个完整的高频周期结束，如此周而复始，循环工作。

综上可知，整个工作过程中，所有的电子开关都可以实现零电压开启和关断，而整流二极管则可以实现零电流关断。

二、本实用新型在进行逆向功率传输即能量从第二直流电源Vdc2向第一直流电源Vdc1传输时，工作原理与能量从第一直流电源Vdc1向第二直流电源Vdc2传输时完全相同，不同点是此时第一电子开关S1、第二电子开关S2、第五电子开关S5、第六电子开关S6保持断开，第三电子开关S3、第四电子开关S4、第七电子开关S7、第八电子开关S8高频工作，等效电路原理图如图5所示。

Claims (5)

1.一种双向隔离直流-直流变换器，包括原边逆变/整流电路、高频变压器(T1)、副边整流/逆变电路，其特征在于：所述的原边逆变/整流电路与副边整流/逆变电路结构相同且以高频变压器(T1)为中心对称设置，其中，

原边逆变/整流电路包括第一电子开关(S1)、第二电子开关(S2)、第五电子开关(S5)、第六电子开关(S6)、第一滤波电容(CD1)，第一滤波电容(CD1)与第一直流电源(Vdc1)并联，第一直流电源(Vdc1)的负极与保护地(PGND)连接，第一电子开关(S1)和第五电子开关(S5)串联后并联在第一直流电源(Vdc1)的正负极之间，第二电子开关(S2)和第六电子开关(S6)串联后也并联在第一直流电源(Vdc1)的正负极之间，第一电子开关(S1)和第五电子开关(S5)的中点依次串联第一谐振电感(Lr1)和第一谐振电容(Cr1)后与高频变压器(T1)原边激磁电感(Lm1)的一端连接，第二电子开关(S2)和第六电子开关(S6)的中点与高频变压器(T1)原边激磁电感(Lm1)的另一端连接，第一二极管(D1)并联在第一电子开关(S1)两端，第一电容(C1)并联在第一二极管(D1)两端，第二二极管(D2)并联在第二电子开关(S2)两端，第二电容(C2)并联在第二二极管(D2)两端，第五二极管(D5)并联在第五电子开关(S5)两端，第五电容(C5)并联在第五二极管(D5)两端，第六二极管(D6)并联在第六电子开关(S6)两端，第六电容(C6)并联在第六二极管(D6)两端，第一二极管(D1)和第二二极管(D2)的负极都与第一直流电源(Vdc1)的正极连接，第五二极管(D5)和第六二极管(D6)的正极都与第一直流电源(Vdc1)的负极连接；

副边整流/逆变电路包括第四电子开关(S4)、第三电子开关(S3)、第八电子开关(S8)、第七电子开关(S7)、第二滤波电容(CD2)，第二滤波电容(CD2)与第二直流电源(Vdc2)并联，第二直流电源(Vdc2)的负极与信号地(SGND)连接，第四电子开关(S4)和第八电子开关(S8)串联后并联在第二直流电源(Vdc2)的正负极之间，第三电子开关(S3)和第七电子开关(S7)串联后也并联在第二直流电源(Vdc2)的正负极之间，第四电子开关(S4)和第八电子开关(S8)的中点依次串联第二谐振电感(Lr2)和第二谐振电容(Cr2)后与高频变压器(T1)副边激磁电感(Lm2)的一端连接，第三电子开关(S3)和第七电子开关(S7)的中点与高频变压器(T1)副边激磁电感(Lm2)的另一端连接，第四二极管(D4)并联在第四电子开关(S4)两端，第四电容(C4)并联在第四二极管(D4)两端，第三二极管(D3)并联在第三电子开关(S3)两端，第三电容(C3)并联在第三二极管(D3)两端，第八二极管(D8)并联在第八电子开关(S8)两端，第八电容(C8)并联在第八二极管(D8)两端，第七二极管(D7)并联在第七电子开关(S7)两端，第七电容(C7)并联在第七二极管(D7)两端，第三二极管(D3)和第四二极管(D4)的负极都与第二直流电源(Vdc2)的正极连接，第七二极管(D7)和第八二极管(D8)的正极都与第二直流电源(Vdc2)的负极连接。

2.根据权利要求1所述的一种双向隔离直流-直流变换器，其特征在于：所述的第一电子开关(S1)、第二电子开关(S2)、第三电子开关(S3)、第四电子开关(S4)、第五电子开关(S5)、第六电子开关(S6)、第七电子开关(S7)、第八电子开关(S8)都是绝缘栅双极型晶体管IGBT、金属氧化物半导体场效应晶体管MOS、或碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管SiC-MOS中的一种。

3.根据权利要求1所述的一种双向隔离直流-直流变换器，其特征在于：所述的第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)和第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)都是硅Si半导体二极管、或碳化硅SiC半导体二极管。

4.根据权利要求1所述的一种双向隔离直流-直流变换器，其特征在于：所述的第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)和第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)都是绝缘栅双极型晶体管IGBT或金属氧化物半导体场效应晶体管MOS的寄生或集成的体二极管。

5.根据权利要求1所述的一种双向隔离直流-直流变换器，其特征在于：所述的第一电容(C1)、第二电容(C2)、第三电容(C3)、第四电容(C4)、第五电容(C5)、第六电容(C6)、第七电容(C7)、第八电容(C8)都是独立的电容器、或者是相应电子开关的寄生电容。