CN103701357A - 一种数字变频电击器及其变频脉冲的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种数字变频电击器，包括数字控制器和脉冲输出电路，脉冲输出电路包括依次连接的电源、半桥逆变电路、前级变压器、全桥整流电路、软开关电路、分压电路、LC谐振电路、后级变压器和放电电极，电源、半桥逆变电路、全桥整流电路、软开关电路、分压电路、LC谐振电路分别通过电源电压检测电路、半桥逆变MOSFET驱动电路、软开关MOSFET驱动电路、整流后电压监测电路和LC谐振晶闸管驱动电路与数字控制器相连接。本发明还公开了一种变频脉冲的控制方法，解决了现有技术中存在的脉冲频率不可控、能量的利用率低的问题，提高了系统的工作效率、可靠性和使用期限。

Description

一种数字变频电击器及其变频脉冲的控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种数字变频电击器，本发明还涉及一种变频脉冲的控制方法。

背景技术

目前，国内外电击器产品是用直流高压脉冲和交流高压脉冲来打击目标。现有电击器的工作原理及特点：

直流高压脉冲电击器采用倍压电路使电压升到可以击穿空气放电的程度实现电击过程。缺点是输出电压频率不可控、电压等级不高受环境影响很大、带载能力较差输出很小的功率就会导致输出电压大幅跌落、升压级数增多时电路的结构复杂、电路工作效率低。

交流高压脉冲电击器采用两级升压方式，其一，前级升压方式主要分为两种，单极式正激电路和推挽式电路，其中单极电路的特点是抗过压能力较强、占空比大、变压器容易磁化造成损耗较大、开关管工作在硬开关条件下工作效率低系统损耗较大；推挽式电路属于双极性磁化极电路，因此变压器的损耗要比单极性磁化极的小很多，能量的利用率高。但推挽式电路开关管同样工作在硬开关条件下，工作效率低系统损耗同样较大；其二，前级输出的整流方式有两种方式：半桥整流和全桥整流。半桥整流的过程中只有半波能够通过，延长充电时间，能量的利用率低。而全桥整流是在整个过程中都输出能量，有效的提高了能量利用率；其三，后极的升压方式主要有：LC谐振、变压器二次升压、LC谐振和变压器二次升压相结合，国内多数是采用LC谐振、变压器二次升压等方式，虽然可以使得输出的电压达到很高的程度，但高压脉冲的频率单一，不具有变频的特性，开关管也是工作在硬开关条件下，工作效率低系统损耗也较大。

因此现有电击器的缺点是脉冲频率不可控且频率单一、能量的利用率低、电击效果较差。

发明内容

本发明的目的是提供一种数字变频电击器，解决了现有技术中存在的脉冲频率不可控、能量的利用率低的问题。

本发明的另一个目的是提供一种变频高压脉冲的控制方法。

本发明所采用的第一种技术方案是，一种数字变频电击器，包括数字控制器和脉冲输出电路，脉冲输出电路包括依次连接的电源、半桥逆变电路、前级变压器、全桥整流电路、软开关电路、分压电路、LC谐振电路、后级变压器和放电电极，电源、半桥逆变电路、全桥整流电路、软开关电路、分压电路、LC谐振电路分别通过电源电压检测电路、半桥逆变MOSFET驱动电路、软开关MOSFET驱动电路、整流后电压监测电路和LC谐振晶闸管驱动电路与数字控制器相连接。

本发明的特点还在于，

半桥逆变电路由相互串联的电容C1、电容C2和相互串联的功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2并联而成；电容C1与所述电源的正极相连接，电容C2与所述电源的负极相连，电源的负极还与所述的电源电压检测电路相连接；功率开关管MOSFETQ1和功率开关管MOSFETQ2均连接至所述的半桥逆变MOSFET驱动电路；电容C1和电容C2之间的节点连接至前级变压器的原边一端，功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2之间的节点连接至前级变压器的原边另一端。

全桥整流电路由相互串联的二极管D1、二极管D2和相互串联的二极管D3、二极管D4并联而成；软开关谐振电路由功率开关管MOSFETQ3和电容C3串联构成，分压电路由电阻R1和电阻R2相串联而成；LC谐振电路由晶闸管Q4及相互串联的电容C4、后级变压器的原边并联而成；全桥整流电路、软开关谐振电路、分压电路和LC谐振电路相互并联；二极管D1和二极管D2之间的节点连接至前级变压器的副边一端，二极管D3和二极管D4之间的节点连接至前级变压器副边的另一端。

功率开关管MOSFETQ3的漏极与所述高压二极管D1和二极管D3的连接点相连接，电容C3与所述高压二极管D2和二极管D4的连接点相连接；电阻R1与功率开关管MOSFETQ3的漏极相连接，电阻R2与所述电容C3相连接。

后级变压器的副边与放电极相连接。

全桥整流电路的二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4均采用高压二极管。

前级变压器和后级变压器为高频变压器。

本发明所采用的第二种技术方案是，一种变频脉冲的控制方法，采用一种数字变频电击器，包括数字控制器和脉冲输出电路，脉冲输出电路包括依次连接的电源、半桥逆变电路、前级变压器、全桥整流电路、软开关电路、分压电路、LC谐振电路、后级变压器和放电电极，电源、半桥逆变电路、全桥整流电路、软开关电路、分压电路、LC谐振电路分别通过电源电压检测电路、半桥逆变MOSFET驱动电路、软开关MOSFET驱动电路、整流后电压监测电路和LC谐振晶闸管驱动电路与数字控制器相连接；半桥逆变电路由相互串联的电容C1、电容C2和相互串联的功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2并联而成；电容C1与电源的正极相连接，电容C2与电源的负极相连，电源的负极还与电源电压检测电路相连接；功率开关管MOSFETQ1和功率开关管MOSFETQ2均连接至所述的半桥逆变MOSFET驱动电路；电容C1和电容C2之间的节点连接至前级变压器的原边一端，功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2之间的节点连接至前级变压器的原边另一端；全桥整流电路由相互串联的二极管D1、二极管D2和相互串联的二极管D3、二极管D4并联而成；软开关谐振电路由功率开关管MOSFETQ3和电容C3串联构成，分压电路由电阻R1和电阻R2相串联而成；LC谐振电路由晶闸管Q4及相互串联的电容C4、后级变压器的原边并联而成；全桥整流电路、软开关谐振电路、分压电路和LC谐振电路相互并联；二极管D1和二极管D2之间的节点连接至前级变压器的副边一端，二极管D3和二极管D4之间的节点连接至前级变压器副边的另一端；功率开关管MOSFETQ3的漏极与所述高压二极管D1和二极管D3的连接点相连接，电容C3与所述高压二极管D2和二极管D4的连接点相连接；电阻R1与功率开关管MOSFETQ3的漏极相连接，电阻R2与所述电容C3相连接；功率开关管MOSFETQ3的栅极与软开关MOSFET驱动电路相连接，整流后电压检测电路连接至所述的电阻R2的两端；功率开关管晶闸管Q4的门极与所述的LC谐振晶闸管驱动电路相连接；全桥整流电路的二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4均采用高压二极管；前级变压器和后级变压器为高频变压器；具体按照以下方式实施：

步骤1、输入直流电压，其中，所述的直流电压为9-12V；

步骤2、对步骤1中输入的直流电压进行变频和升压处理，具体按照以下步骤实施：

步骤2.1、输入的直流电压进入半桥逆变电路进行逆变的处理，使输入的直流电压变为交流电压；

步骤2.2、将步骤2.1得到的交流电压通过前级变压器进行升压，以得到800-1000V的交流电压，其中前级变压器的变比为1：100；

步骤2.3、对步骤2.1升压后的交流电压进行整流，然后通过整流后电压监测电路，监测电路中的电压是否达到800-1000V，如果达到，则电路正常工作；反之，装置停止工作；

步骤2.4、整流后的电压进入LC谐振电路，通过数字控制器控制晶闸管Q4的开通进行变频处理，使得储能电容C4完成快速的充放电，同时，使得能量通过后级变压持续向后级传输；

步骤2.5、将步骤2.4得到的变频后的交流电压通过后级变压器进行升压，以得到50-100KV的交流电压，其中后级变压器的变比为1：100；

步骤3、经过以上步骤，得到50-100KV的变频高压脉冲。

本发明的特点还在于，

变频处理具体按照以下步骤实施：

步骤2.4.1、当放电电极初始接触到目标时,数字控制器控制晶闸管Q4输出脉冲频率为30Hz，持续时间为0.5-1秒；

步骤2.4.2、持续时间为0.5-1秒后，数字控制器控制晶闸管Q4输出脉冲频率为22Hz，持续时间为1-2秒；

步骤2.4.3、数字控制器控制晶闸管输出脉冲电压频率为15Hz，持续时间为3-5秒。

本发明的有益效果是：在低压的情况下，仍然能够维持高的输出功率，因此有效的增加了能量的利用率；采用软开关原理，减少功率器件的开关损耗，也提高了能量的利用率；利用LC串联谐振和变压器的二次升压相结合的方式，提高输出高压脉冲；采用数字控制器精确控制功率器件的开通及关断，输出具有变频特性的高压脉冲；电源为充电锂电池，不能进行过度放电，通过对电池电压的检测，控制放电过程避免电池过度放电，防止电池损坏，延长了电池的使用寿命；本装置提高了系统的工作效率、可靠性和使用期限。

附图说明

图1是本发明数字变频电击器的工作原理图；

图2是本发明数字变频电击器的软开关工作状态图。

图中，1.脉冲输出电路,2.放电电极,3.电源电压检测电路,4.半桥逆变MOSFET驱动电路,5.软开关MOSFET驱动电路,6.整流后电压监测电路,7.LC谐振晶闸管驱动电路,8.数字控制器,9.电源,10.半桥逆变电路,11.前级变压器,12.全桥整流电路,13.软开关电路,14.分压电路,15.LC谐振电路,16.后级变压器。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明提供一种数字变频电击器，如图1所示，包括数字控制器8和脉冲输出电路1，脉冲输出电路1包括依次连接的电源9、半桥逆变电路10、前级变压器11、全桥整流电路12、软开关电路13、分压电路14、LC谐振电路15、后级变压器16和放电电极2，电源9、半桥逆变电路10、全桥整流电路12、软开关电路13、分压电路14、LC谐振电路15分别通过电源电压检测电路3、半桥逆变MOSFET驱动电路4、软开关MOSFET驱动电路5、整流后电压监测电路6和LC谐振晶闸管驱动电路7与所述数字控制器8相连接。

半桥逆变电路10由相互串联的电容C1、电容C2和相互串联的功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2并联而成；电容C1与电源9的正极相连接，电容C2与电源9的负极相连，电源9的负极还与电源电压检测电路3相连接；功率开关管MOSFETQ1和功率开关管MOSFETQ2均连接至所述的半桥逆变MOSFET驱动电路4；电容C1和电容C2之间的节点连接至前级变压器11的原边一端，功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2之间的节点连接至前级变压器11的原边另一端。

全桥整流电路12由相互串联的二极管D1、二极管D2和相互串联的二极管D3、二极管D4并联而成；软开关谐振电路13由功率开关管MOSFETQ3和电容C3串联构成，分压电路14由电阻R1和电阻R2相串联而成；LC谐振电路14由晶闸管Q4及相互串联的电容C4、后级变压器12的原边并联而成；所述的全桥整流电路12、软开关谐振电路13、分压电路14和LC谐振电路14相互并联；二极管D1和二极管D2之间的节点连接至前级变压器11的副边一端，所述二极管D3和二极管D4之间的节点连接至前级变压器11副边的另一端；其中，LC谐振电路14中电感L为变压器T2的原边电感，即LC谐振电路14与后级变压器16共用后级变压器16的原边，以节省本装置的体积，同时节省了生产本装置的成本。功率开关管MOSFETQ3的漏极与二极管D1和二极管D3的连接点相连接，电容C3与二极管D2和二极管D4的连接点相连接；电阻R1与功率开关管MOSFETQ3的漏极相连接，电阻R2与所述电容C3相连接；功率开关管MOSFETQ3的栅极与所述的软开关MOSFET驱动电路5相连接，整流后电压检测电路6连接至所述的电阻R2的两端；功率开关管晶闸管Q4的门极与所述的LC谐振晶闸管驱动电路7相连接。全桥整流电路12的整流二极管采用高压二极管；前级变压器11和后级变压器16为高频变压器。

其中，数字控制器8是由PIC单片机构成的控制系统，完成电源电压的监测、半桥逆变电路PWM控制、软开关Q3开通关断控制、整流后电压的监测、晶闸管的驱动电路及输出脉冲频率控制；LC谐振电路14的工作频率决定输出高压脉冲的频率。

脉冲输出电路1完成高压脉冲的产生，半桥逆变电路通过Q1、Q2交替导通来完成能量的传输，并且通过软开关电路MOSFETQ3的开通和关断实现上述两个功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2的零电流关断过程，工作状态如附图3所示，减少主开关器件功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2引起的损耗。

如图2是软开关工作状态图，其中，Is为前级变压器的原边电流，S1、S2、S3为CPU输出的功率开关管MOSFET Q1、Q2、Q3的触发信号，Vrec为软开关谐振电路两端电压，Icris为软开关谐振电容C3两端电流，Vcris为软开关谐振电容C3两端电压，从图中可以很直观的看出功率开关管MOSFETQ1和功率开关管MOSFETQ2关断时的电流为零，此时功率开关管MOSFETQ1和功率开关管MOSFETQ2的关断就不存在损耗；当变压器原边电流为零时，功率开关管MOSFETQ1的电压处于关断状态。

本发明还提供一种变频脉冲的控制方法，采用一种数字变频电击器，包括数字控制器8和脉冲输出电路1，脉冲输出电路1包括依次连接的电源9、半桥逆变电路10、前级变压器11、全桥整流电路12、软开关电路13、分压电路14、LC谐振电路15、后级变压器16和放电电极2，其中，电源9、半桥逆变电路10、全桥整流电路12、软开关电路13、分压电路14、LC谐振电路15分别通过电源电压检测电路3、半桥逆变MOSFET驱动电路4、软开关MOSFET驱动电路5、整流后电压监测电路6和LC谐振晶闸管驱动电路7与数字控制器8相连接；半桥逆变电路10由相互串联的电容C1、电容C2和相互串联的功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2并联而成；电容C1与电源9的正极相连接，电容C2与电源9的负极相连，电源9的负极还与所述的电源电压检测电路3相连接；功率开关管MOSFETQ1和功率开关管MOSFETQ2均连接至所述的半桥逆变MOSFET驱动电路4；电容C1和电容C2之间的节点连接至前级变压器11的原边一端，功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2之间的节点连接至前级变压器11的原边另一端；全桥整流电路12由相互串联的二极管D1、二极管D2和相互串联的二极管D3、二极管D4并联而成；软开关谐振电路13由功率开关管MOSFETQ3和电容C3串联构成，分压电路14由电阻R1和电阻R2相串联而成；LC谐振电路14由晶闸管Q4及相互串联的电容C4、后级变压器12的原边并联而成；全桥整流电路12、软开关谐振电路13、分压电路14和LC谐振电路14相互并联；二极管D1和二极管D2之间的节点连接至前级变压器11的副边一端，二极管D3和二极管D4之间的节点连接至前级变压器（11）副边的另一端；功率开关管MOSFETQ3的漏极与所述高压二极管D1和二极管D3的连接点相连接，电容C3与所述高压二极管D2和二极管D4的连接点相连接；电阻R1与功率开关管MOSFETQ3的漏极相连接，电阻R2与电容C3相连接；功率开关管MOSFETQ3的栅极与软开关MOSFET驱动电路5相连接，整流后电压检测电路6连接至所述的电阻R2的两端；功率开关管晶闸管Q4的门极与所述的LC谐振晶闸管驱动电路7相连接；全桥整流电路12的二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4均采用高压二极管；前级变压器11和后级变压器16为高频变压器；具体按照以下方式实施：

步骤1、输入直流电压，其中，所述的直流电压为9-12V；

步骤2、对步骤1中输入的直流电压进行变频和升压处理，具体按照以下步骤实施：

步骤2.1、输入的直流电压进入半桥逆变电路10进行逆变的处理，使输入的直流电压变为交流电压；

步骤2.2、将步骤2.1得到的交流电压通过前级变压器11进行升压，以得到800-1000V的交流电压，其中前级变压器11的变比为1：100；

步骤2.3、对步骤2.2升压后的交流电压进行整流，然后通过整流后电压监测电路6，监测电路中的电压是否达到800-1000V，如果达到，则电路正常工作；反之，装置停止工作；

步骤2.4、整流后的电压进入LC谐振电路15，通过数字控制器8控制晶闸管Q4的开通进行变频处理，使得储能电容C4完成快速的充放电，同时使得能量通过变压器T216持续向后级传输；其中的变频处理具体按照以下步骤实施：

步骤2.4.1、当放电电极2初始接触到目标时,数字控制器8控制晶闸管Q4输出脉冲频率为30Hz，持续时间为0.5-1秒；

步骤2.4.2、持续时间为0.5-1秒后，数字控制器8控制晶闸管Q4输出脉冲频率为22Hz，持续时间为1-2秒；

步骤2.4.3、数字控制器8控制晶闸管Q4输出脉冲电压频率为15Hz，持续时间为3-5秒；

步骤2.5、将步骤2.4得到的变频后的交流电压通过后级变压器16进行升压，以得到50KV以上的交流电压，其中后级变压器16的变比为1：100；

步骤3、经过以上步骤，得到50-100KV以上的变频高压脉冲。

在以上过程中，控制系统不间断监测电池的电量，当电池的电压低于最低允许放电电压时，关断逆变电路，使得装置停止工作，基于此变频的过程既增加了装置的电击效果，也提高了装置能量的利用效率。软开关电路13通过数字控制器8控制功率开关管MOSFETQ3的开通和关断，完成功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2零电压关断，使得功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2的开通和关断的损耗减少，降低了电路的整体损耗，提高了装置了效率，在上述步骤中，数字控制器8通过电源电压监测电路3随时监测电源电压，以此来合理分配工作过程。系统中采用软开关技术，实现了功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2的零电流关断，有效降低了半桥逆变功率开关管的开关损耗，提高了系统效率。并通过对电池最低允许放电电压的监测，合理的分配工作过程，延长了电池的使用寿命。

本装置在低压的情况下，仍然能够维持高的输出功率，因此有效的增加了能量的利用率；采用软开关原理，减少功率器件的开关损耗，也提高了能量的利用率；利用LC串联谐振和变压器的二次升压相结合的方式，提高输出高压脉冲；采用数字控制器精确控制功率器件的开通及关断，输出具有变频特性的高压脉冲；电源9为充电锂电池，不能进行过度放电，通过对电池电压的检测，控制放电过程避免电池过度放电，防止电池损坏，延长了电池的使用寿命；本装置提高了系统的工作效率、可靠性和使用期限。

Claims (10)

1.一种数字变频电击器，其特征在于，包括数字控制器（8）和脉冲输出电路（1），所述脉冲输出电路（1）包括依次连接的电源（9）、半桥逆变电路（10）、前级变压器（11）、全桥整流电路（12）、软开关电路（13）、分压电路（14）、LC谐振电路（15）、后级变压器（16）和放电电极（2），所述的电源（9）、半桥逆变电路（10）、全桥整流电路（12）、软开关电路（13）、分压电路（14）、LC谐振电路（15）分别通过电源电压检测电路（3）、半桥逆变MOSFET驱动电路（4）、软开关MOSFET驱动电路（5）、整流后电压监测电路（6）和LC谐振晶闸管驱动电路（7）与所述数字控制器（8）相连接。

2.根据权利要求1所述的数字变频电击器，其特征在于，所述的半桥逆变电路（10）由相互串联的电容C1、电容C2和相互串联的功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2并联而成；所述电容C1与所述电源（9）的正极相连接，所述电容C2与所述电源（9）的负极相连，所述电源（9）的负极还与所述的电源电压检测电路（3）相连接；所述功率开关管MOSFETQ1和功率开关管MOSFETQ2均连接至所述的半桥逆变MOSFET驱动电路（4）；所述电容C1和电容C2之间的节点连接至前级变压器（11）的原边一端，功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2之间的节点连接至前级变压器（11）的原边另一端。

3.根据权利要求1所述的数字变频电击器，其特征在于，所述的全桥整流电路（12）由相互串联的二极管D1、二极管D2和相互串联的二极管D3、二极管D4并联而成；所述的软开关谐振电路（13）由功率开关管MOSFETQ3和电容C3串联构成，所述的分压电路（14）由电阻R1和电阻R2相串联而成；所述的LC谐振电路（14）由晶闸管Q4及相互串联的电容C4、后级变压器(12)的原边并联而成；所述的全桥整流电路（12）、软开关谐振电路（13）、分压电路（14）和LC谐振电路（14）相互并联；所述二极管D1和二极管D2之间的节点连接至前级变压器（11）的副边一端，所述二极管D3和二极管D4之间的节点连接至前级变压器（11）副边的另一端。

4.根据权利要求3所述的数字变频电击器，其特征在于，所述功率开关管MOSFETQ3的漏极与所述高压二极管D1和二极管D3的连接点相连接，所述电容C3与所述高压二极管D2和二极管D4的连接点相连接；所述电阻R1与功率开关管MOSFETQ3的漏极相连接，电阻R2与所述电容C3相连接。

5.根据权利要求3所述的数字变频电击器，其特征在于，所述的功率开关管MOSFETQ3的栅极与所述的软开关MOSFET驱动电路（5）相连接，所述的整流后电压检测电路（6）连接至所述的电阻R2的两端；所述的功率开关管晶闸管Q4的门极与所述的LC谐振晶闸管驱动电路（7）相连接。

6.根据权利要求1所述的数字变频电击器，其特征在于，所述的后级变压器(12)的副边与所述的放电极（2）相连接。

7.根据权利要求1所述的全数字变频电击器，其特征在于，所述的全桥整流电路（12）的二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4均采用高压二极管。

8.根据权利要求1所述的数字变频电击器，其特征在于，所述的前级变压器（11）和后级变压器（16）为高频变压器。

9.一种变频脉冲的控制方法，其特征在于，采用一种数字变频电击器，包括数字控制器（8）和脉冲输出电路（1），所述脉冲输出电路（1）包括依次连接的电源（9）、半桥逆变电路（10）、前级变压器（11）、全桥整流电路（12）、软开关电路（13）、分压电路（14）、LC谐振电路（15）、后级变压器（16）和放电电极（2），所述的电源（9）、半桥逆变电路（10）、全桥整流电路（12）、软开关电路（13）、分压电路（14）、LC谐振电路（15）分别通过电源电压检测电路（3）、半桥逆变MOSFET驱动电路（4）、软开关MOSFET驱动电路（5）、整流后电压监测电路（6）和LC谐振晶闸管驱动电路（7）与所述数字控制器（8）相连接；所述的半桥逆变电路（10）由相互串联的电容C1、电容C2和相互串联的功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2并联而成；所述电容C1与所述电源（9）的正极相连接，所述电容C2与所述电源（9）的负极相连，所述电源（9）的负极还与所述的电源电压检测电路（3）相连接；所述功率开关管MOSFETQ1和功率开关管MOSFETQ2均连接至所述的半桥逆变MOSFET驱动电路（4）；所述电容C1和电容C2之间的节点连接至前级变压器（11）的原边一端，功率开关管MOSFETQ1、功率开关管MOSFETQ2之间的节点连接至前级变压器（11）的原边另一端；所述的全桥整流电路（12）由相互串联的二极管D1、二极管D2和相互串联的二极管D3、二极管D4并联而成；所述的软开关谐振电路（13）由功率开关管MOSFETQ3和电容C3串联构成，所述的分压电路（14）由电阻R1和电阻R2相串联而成；所述的LC谐振电路（14）由晶闸管Q4及相互串联的电容C4、后级变压器(12)的原边并联而成；所述的全桥整流电路（12）、软开关谐振电路（13）、分压电路（14）和LC谐振电路（14）相互并联；所述二极管D1和二极管D2之间的节点连接至前级变压器（11）的副边一端，所述二极管D3和二极管D4之间的节点连接至前级变压器（11）副边的另一端；所述功率开关管MOSFETQ3的漏极与所述高压二极管D1和二极管D3的连接点相连接，所述电容C3与所述高压二极管D2和二极管D4的连接点相连接；所述电阻R1与功率开关管MOSFETQ3的漏极相连接，电阻R2与所述电容C3相连接；所述的功率开关管MOSFETQ3的栅极与所述的软开关MOSFET驱动电路（5）相连接，所述的整流后电压检测电路（6）连接至所述的电阻R2的两端；所述的功率开关管晶闸管Q4的门极与所述的LC谐振晶闸管驱动电路（7）相连接；所述的全桥整流电路（12）的二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4均采用高压二极管；所述的前级变压器（11）和后级变压器（16）为高频变压器；具体按照以下方式实施：

步骤1、输入直流电压，其中，所述的直流电压为9-12V；

步骤2、对步骤1中输入的直流电压进行变频和升压处理，具体按照以下步骤实施：

步骤2.1、输入的直流电压进入半桥逆变电路（10）进行逆变的处理，使输入的直流电压变为交流电压；

步骤2.2、将步骤2.1得到的交流电压通过前级变压器（11）进行升压，以得到800-1000V的交流电压，其中前级变压器（11）的变比为1：100；

步骤2.3、对步骤2.1升压后的交流电压进行整流，然后通过整流后电压监测电路（3），监测电路中的电压是否达到800-1000V，如果达到，则电路正常工作；反之，装置停止工作；

步骤2.4、整流后的电压进入LC谐振电路（15），通过数字控制器（8）控制晶闸管Q4的开通进行变频处理，使得储能电容C4完成快速的充放电，同时，使得能量通过后级变压器16持续向后级传输；

步骤2.5、将步骤2.4得到的变频后的交流电压通过后级变压器（16）进行升压，以得到50-100KV的交流电压，其中后级变压器（16）的变比为1：100；

步骤3、经过以上步骤，得到50-100KV的变频高压脉冲。

10.根据权利要求9所述的变频脉冲的控制方法，其特征在于，所述的变频处理具体按照以下步骤实施：

步骤2.4.1、当放电电极（2）初始接触到目标时,数字控制器（8）控制晶闸管Q4输出脉冲频率为30Hz，持续时间为0.5-1秒；

步骤2.4.2、持续时间为0.5-1秒后，数字控制器（8）控制晶闸管Q4输出脉冲频率为22Hz，持续时间为1-2秒；

步骤2.4.3、数字控制器（8）控制晶闸管输出脉冲电压频率为15Hz，持续时间为3-5秒。

Images