CN101527520B - 基于llc串联谐振的单级单相ac-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种基于LLC串联谐振的单级单相AC-DC变换器,包括一个单相PFC环节、一个LLC串联谐振DC-DC变换器环节和输出滤波电容(CO),所述单相PFC环节与LLC串联谐振DC-DC变换器环节共用第一MOS管和第二MOS管,通过该两个MOS管的切换工作同时实现输入功率因数校正和输出电压调节,并实现所有功率器件的软开关,具有较高的效率。单相PFC变换器与DC-DC变换器共同构成单级单相AC-DC变换器。单相PFC变换器与DC-DC变换器共用一对MOS管,该发明涉及的电路省去了两个输入整流二极管、一个开关管和一个续流二极管,降低了电路的成本和体积,本发明适合用作LCD电源。
Description
技术领域
本发明涉及AC-DC变换器,尤其涉及一种实现功率因数校正和软开关的单级单相AC-DC变换器。
背景技术
具有隔离变压器的单相AC-DC变换器已广泛应用于LCD和LED等电源中。传统的单相AC-DC变换器在输入整流桥后直接接储能大电容,导致变换器功率因数低、输入电流谐波大,并且对电网造成污染。为了减小单相AC-DC变换器的输入电流谐波,提高输入功率因数,减小变换器对电网的污染,一般在整流桥后加入一级有源功率因数校正环节。当单相AC-DC变换器需要隔离时,还要在有源功率因数校正环节后加入一级带隔离变压器的DC-DC变换器。因此,传统的具有隔离变压器的单相AC-DC变换器一般由输入整流桥、有源功率因数校正环节、带隔离变压器的DC-DC变换器组合而成,如图1所示,整个单相AC-DC变换器使用的功率管较多,而且经过多级变换,造成较大的功率损耗,特别是开关损耗。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术存在的上述不足,提供一种基于LLC串联谐振的单级单相AC-DC变换器,将输入整流桥、有源功率因数校正环节和带隔离变压器的DC-DC变换器集成,即将这三个变换环节的二极管和开关管集成,从而构成新的单级AC-DC变换器,同时采用LLC串联谐振回路实现所有功率器件的软开关。
本发明通过如下技术方案实现:
基于LLC串联谐振的单级单相AC-DC变换器,其包括一个单相PFC环节、一个LLC串联谐振DC-DC变换器环节和输出滤波电容CO,所述单相PFC环节由一个输入电感L、第一二极管D1和第二二极管D2、第一MOS管S1和第二MOS管S2和一个储能电容Cd构成;所述LLC串联谐振DC-DC变换器环节由上述两个MOS管S1、S2、一个谐振电容Cr、一个变压器T、输出整流二极管之一DO1、输出整流二极管之二DO2及集成在所述变压器T中的励磁电感Lm和漏电感Lr构成;所述单相PFC环节与LLC串联谐振DC-DC变换器环节共用第一MOS管S1和第二MOS管S2,并通过该两个MOS管的切换工作同时实现输入功率因数校正和输出电压调节。
上述基于LLC串联谐振的单级单相AC-DC变换器中,单相PFC变换器的输入整流桥由第一二极管D1、第二二极管D2、第一MOS管S1和第二MOS管S2构成;单相交流电源的一端通过输入电感L和第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极连接;单相交流电源的另一端直接与第一MOS管S1的源极、第二MOS管S2的漏极连接,然后再与变压器T的同名端连接;储能电容Cd的一端与第一MOS管S1的漏极、第一二极管D1的阴极连接;储能电容Cd的另一端与第二MOS管S2的源极、第二二极管D2的阳极连接,然后再与谐振电容Cr的一端连接,谐振电容Cr的另一端与变压器T的异名端连接。
本发明具有如下优点和效果:单相PFC变换器与DC-DC变换器共同构成单级单相AC-DC变换器。单相PFC变换器与DC-DC变换器共用一对MOS管S1和S2,相对于传统的Boost PFC+LLC串联谐振DC-DC变换器构成的单相两级AC-DC变换器,该发明涉及的电路省去了两个输入整流二极管、一个开关管和一个续流二极管,降低了电路的成本和体积。本发明采用LLC串联谐振技术实现MOS管S1和S2的零电压开关,以及整流二极管DO1和DO2的零电流关断,电路中所有功率器件都实现软开关,从而极大地降低该发明电路的开关损耗。本发明适合用作LCD电源。相对于传统的带隔离变压器的多级AC-DC变换器,本发明的电路结构简单,功率器件较少,控制电路简单,效率高。
附图说明
图1为传统的具有隔离变压器的单相AC-DC变换器电路图。
图2是本发明实施方式中的电路实例图,图中,DS1和CS1分别为MOS管S1的体二极管和体电容,DS2和CS2分别为MOS管S2的体二极管和体电容;
图3是本发明实施方式中在不同时间阶段(t0~t9)的工作原理示意图;
图4a~图4i为实施方式中分别对应于不同阶段的工作模态(Va>0)示意图;
图5a、图5b为实施方式中输入电源Va<0时的两种工作模态示意图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步描述。本发明涉及的电路包含:
一个单相PFC变换器,它由一个输入电感L、两个二极管D1和D2、两个MOS管S1和S2、一个储能电容Cd构成;
一个LLC串联谐振DC-DC变换器,它由两个MOS管S1和S2、一个谐振电容Cr、一个变压器T及其集成的励磁电感Lm和漏电感Lr、两个输出整流二极管DO1和DO2构成;
一个输出滤波电容CO。
参考图2,输入电感L、二极管D1和D2、MOS管S1和S2、储能电容Cd构成单相PFC变换器;MOS管S1和S2、谐振电容Cr、变压器T及其集成的励磁电感Lm和漏电感Lr、输出整流二极管DO1和DO2构成LLC串联谐振DC-DC变换器;单相PFC变换器与LLC串联谐振DC-DC变换器共用两个MOS管S1和S2;单相交流电源Va的一端通过输入电感L和二极管D1的阳极、二极管D2的阴极连接;单相交流电源Va的另一端直接与MOS管S1的源极、MOS管S2的漏极连接,然后再与变压器的同名端连接;储能电容Cd的一端与MOS管S1的漏极、二极管D1的阴极连接;储能电容Cd的另一端与MOS管S2的源极、二极管D2的阳极连接,然后再与谐振电容Cr的一端连接;谐振电容Cr的另一端与变压器T的异名端连接。
图3给出了本发明的工作原理,图4和5给出了本发明的工作模态。电路稳态工作时,本发明的工作过程如下:
(1)当输入电源Va>0时,工作原理和工作模态分别如图3和4所示。
阶段1(t0~t1),如图4a:t0时刻MOS管S1和S2关断,电感Lm的电流iLm与谐振电流iLr相等,变压器一次侧电流ip为零,输出被变压器隔离,输出整流二极管DO1和DO2反偏截止,输出电容CO放电并给负载供电。谐振电流iLr对S2的体电容CS2充电,同时为S1的体电容CS1放电。t1’时刻,当CS1的端电压VCS1小于输入电压Va时,输入二极管D1开始导通,电感L在电压(Va-VCS1)下充电。当CS1放电结束时,S1上的体二极管DS1导通,阶段1工作状态结束。
阶段2(t1~t2),如图4b:t1时刻,S2关断,体二极管DS1导通,为S1的ZVS导通创造条件。此时输出整流二极管DO1导通,变压器一次侧电压被钳位在nVO,Lm在此电压下线性充电,不参与谐振,ip=iLr-iLm。电感L在输入电压Va下线性充电。当谐振电流iLr上升至0时,阶段2工作状态结束。
阶段3(t2~t3),如图4c:S1在阶段1时已加上门极驱动信号,在t2时刻,谐振电流iLr由负变正时,S1正向导通,电感L继续在输入电压Va下线性充电,输出整流二极管DO1导通,变压器一次侧电压被钳位在nVO,Lm在此电压下线性充电,不参与谐振,能量由VCd传递到VO。当iLm等于谐振电流iLr时,阶段3结束。
阶段4(t3~t4),如图4d:t3时刻,iLm等于谐振电流iLr,Lm参与谐振,输出整流二极管DO1反偏截止,输出电容CO放电并给负载供电。电感L继续在输入电压Va下线性充电。
阶段5(t4~t5),如图4e:t4时刻,S1和S2关断,输出整流二极管DO1和DO2反偏截止,输出电容CO放电并给负载供电,谐振电流iLr对体电容CS1充电,同时为体电容CS2放电。t5’时刻,当CS1的端电压VCS1大于输入电压Va时,电感L在电压(VCS1-Va)下放电。当CS2放电结束时,S2上的体二极管DS2导通,阶段5工作状态结束。
阶段6(t5~t6),如图4f:t5时刻,体二极管DS2导通,为S2的ZVS导通创造条件。电感L在电压VCd下放电并给储能电容Cd充电。此时输出整流二极管DO2导通,变压器一次侧电压被钳位在-nVO,Lm在此电压下线性充电,不参与谐振,ip=iLr-iLm。当谐振电流iLr下降至0时,阶段6工作状态结束。
阶段7(t6~t7),如图4g:S2在阶段6时已加上门极驱动信号,在t6时刻,谐振电流iLr由正变负时,S2正向导通,输出整流二极管DO2导通,变压器一次侧电压被钳位在-nVO,Lm在此电压下线性充电,不参与谐振,谐振电流流经Lm和变压器一次侧,传递能量至VO。电感L在电压VCd下放电并给储能电容Cd充电,当电感电流iL下降到零时,D1反偏截止,阶段7结束。
阶段8(t7~t8),如图4h:t7时刻,电感电流iL下降到零时,D1反偏截止,谐振电流继续流经Lm和变压器一次侧,传递能量至VO。当iLm等于谐振电流iLr时,阶段8结束。
阶段9(t8~t9),如图4i:t8时刻,iLm等于谐振电流iLr,Lm参与谐振,输出整流二极管DO2反偏截止,输出电容CO放电并给负载供电。
(2)当输入电源Va<0,工作波形如图5所示。
当输入电源Va<0时,电路工作模态与输入电源Va>0时的工作模态近似。所不同的是当S1关断和S2导通时,电感L在输入电压Va下线性充电,见图5a;当S1导通和S2关断时,电感L在输入电压Va下线性放电,见图5b。
为验证本发明的基于LLC串联谐振的单级单相AC-DC变换器的功率因数校正能力和电压调节性能,我们进行了有关实验,并采用变频控制技术对该电路进行控制。实验结果表明,功率因数和效率分别达到99%和94%。相对于传统的带隔离变压器的多级AC-DC变换器,本发明的电路结构简单,功率器件较少,控制电路简单,效率高。
Claims (3)
1.基于LLC串联谐振的单级单相AC-DC变换器,其特征在于包括一个单相PFC环节、一个LLC串联谐振DC-DC变换器环节和输出滤波电容(CO),所述单相PFC环节由一个输入电感(L)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)、第一MOS管(S1)和第二MOS管(S2)和一个储能电容(Cd)构成;所述LLC串联谐振DC-DC变换器环节由上述两个MOS管(S1、S2)、一个谐振电容(Cr)、一个变压器(T)、输出整流二极管之一(DO1)和输出整流二极管之二(DO2)构成;所述单相PFC环节与LLC串联谐振DC-DC变换器环节共用第一MOS管(S1)和第二MOS管(S2),并通过该两个MOS管的切换工作同时实现输入功率因数校正和输出电压调节。
2.根据权利要求1所述的基于LLC串联谐振的单级单相AC-DC变换器,其特征在于,单相PFC环节的输入整流桥由第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第一MOS管(S1)和第二MOS管(S2)构成;单相交流电源的一端通过输入电感(L)和第一二极管(D1)的阳极、第二二极管(D2)的阴极连接;单相交流电源的另一端直接与第一MOS管(S1)的源极、第二MOS管(S2)的漏极连接,然后再与变压器(T)的原边绕组的同名端连接;储能电容(Cd)的一端与第一MOS管(S1)的漏极、第一二极管(D1)的阴极连接;储能电容(Cd)的另一端与第二MOS管(S2)的源极、第二二极管(D2)的阳极连接,然后再与谐振电容(Cr)的一端连接,谐振电容(Cr)的另一端与变压器(T)的原边绕组的异名端连接。
3.根据权利要求1所述的基于LLC串联谐振的单级单相AC-DC变换器,其特征在于所述变压器(T)集成有励磁电感(Lm)和漏电感(Lr)。
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