CN101635510B - 一种复合式正激直流变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种复合式正激直流变换器,属于直流变换器领域。该变换器的结构包括原边电路、第一高频变压器、第二高频变压器和副边电路,其中:原边电路由直流电源、两个分压电容、四个功率开关管和三个磁复位二极管构成,所述第一和第二高频变压器均由原边绕组和副边绕组构成,副边电路由两个整流二极管、续流二极管、滤波电感、滤波电容和负载构成。该变换器副边两路交错并联输出结构有利于减小整流二极管的电压应力、提高等效占空比和等效开关频率、减小输出滤波器的大小和体积。本发明可靠性高,变换效率高,适用于中、高压功率变换场合。
Description
技术领域
本发明涉及一种直流变换器,尤其涉及一种复合式正激直流变换器,属于直流变换器领域。
背景技术
开关电源以其效率高、体积小、重量轻等显著优点而被广泛应用于工业生产、交通运输、新能源发电等国民生产领域。随着应用范围的不断拓宽和应用设备的增加,对电源系统的稳定性提出了更高的要求。
双管正激变换器由于原边开关管电压应力低、具有内在抗桥臂直通能力、可靠性高而在工业领域获得了广泛的应用。通过对双管正激变换器进行并联、串联组合,使双管正激变换器在中、大功率变换领域获得了更广泛的应用,但双管正激变换器的开关管最大占空比只能为0.5。
为了提高开关电源的变换效率,需要采用软开关技术,从而降低开关损耗提高变换效率。近年来,围绕开关变换器的软开关技术,国内外学者作了大量的研究,提出了各种软开关电路,减小了开关损耗。
中国专利CN1545200A提出了一种双路双管正激变换器拓扑,该拓扑由输入并联双管正激变换器推导得到,保留了双管正激变换器高可靠性的优点,但该变换器仅适用于用作直流变压器,即只能在开环下工作,实现直流电能的隔离和变换,而无法实现输出电压的闭环调节,在输入电压发生变化时无法保证输出电压的稳定。中国专利CN1725617A提出了一种零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器,该变换器能够实现部分开关管的零电压开通且具有开关管电压应力低等优点,但该变换器使用的开关管数量多,结构复杂,在实际应用中较少采用。
发明内容
本发明针对背景技术中现有直流变换器存在的缺陷而提出一种可靠性高、变换效率高的复合式正激直流变换器。
本发明的复合式正激直流变换器,其结构包括:原边电路、第一高频变压器、第二高频变压器和副边电路,其中:原边电路包括直流电源、第一分压电容、第二分压电容、第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第一磁复位二极管、第二磁复位二极管和第三磁复位二极管,直流电源的正极分别连接第一分压电容的一端、第一磁复位二极管的阴极和第三功率开关管的漏极,直流电源的负极分别连接第二分压电容的一端、第二磁复位二极管的阳极和第四功率开关管的源极,第一分压电容的另一端分别连接第二分压电容的另一端、第一功率开关管的源极和第二功率开关管的漏极;第一高频变压器包括第一原边绕组和第一副边绕组,第二高频变压器包括第二原边绕组和第二副边绕组,第一原边绕组的同名端分别连接第三功率开关管的源极和第三磁复位二极管的阴极,第一原边绕组的非同名端分别连接第一功率开关管的漏极和第一磁复位二极管的阳极,第二原边绕组的同名端分别连接第二功率开关管的源极和第二磁复位二极管的阴极,第二原边绕组的非同名端分别连接第四功率开关管的漏极和第三磁复位二极管的阳极;副边电路包括第一整流二极管、第二整流二极管、续流二极管、滤波电感、滤波电容和负载,第一整流二极管的阳极连接第一副边绕组的同名端,第一整流二极管的阴极分别连接第二整流二极管的阴极、续流二极管的阴极和滤波电感的一端,第二整流二极管的阳极连接第二副边绕组的同名端,第二副边绕组的非同名端分别连接第一副边绕组的非同名端、续流二极管的阳极、滤波电容的一端和负载的一端,滤波电容的另一端分别连接滤波电感的另一端和负载的另一端。
所述第一分压电容与第二分压电容相等;所述第一原边绕组的匝数与第二原边绕组的匝数相等,第一副边绕组的匝数与第二副边绕组的匝数相等。
本发明具有如下有益效果:
1、保留了双管正激变换器原边开关管电压应力低、不存在桥臂直通、可靠性高等优点,其中功率开关管S1、S2及磁复位二极管D1、D2的电压应力仅为输入电压的一半;
2、实现了功率开关管S3、S4的零电压开通,有利于提高变换效率;
3、副边交错并联输出结构提高了等效占空比和等效开关频率,有利于减小输出滤波器的大小和体积,提高了变换器的动态响应速度;
4、开关管的最大占空比为0.66。
附图说明
图1是本发明复合式正激直流变换器电路原理图。
图2是本发明复合式正激直流变换器的主要波形图,图中:Ugs1~Ugs4分别为第一、第二、第三、第四功率开关管的驱动信号(ON表示开关管开通,OFF表示开关管关断);iD1、iD2、iD3分别为第一、第二、第三磁复位二极管的电流;vNP1、vNP2分别为第一、第二原边绕组的电压(同名端为正,非同名端为负);t0~t6表示时间。
图3~图8分别为本发明复合式正激直流变换器在开关模态1~开关模态6的等效电路原理图。
图9为本发明复合式正激直流变换器副边采用两路串联连接方式时的电路原理图。
在图1及图3~图9中的标号名称:10-原边电路;20-副边电路;Vin-直流电源(输入电压);C1、C2分别为第一、第二分压电容;D1~D3分别为第一、第二、第三磁复位二极管;S1~S4分别为第一、第二、第三、第四功率开关管;T1、T2分别为第一、第二高频变压器;NP1、NP2分别为第一、第二原边绕组;NS1、NS2分别为第一、第二副边绕组;D4、D5分别为第一、第二整流二极管;D6-续流二极管;Lo-滤波电感;Co-滤波电容;Ro-负载。
具体实施方式
如图1所示,本发明复合式正激直流变换器的结构包括:原边电路10、第一高频变压器T1、第二高频变压器T2和副边电路20,其中:原边电路10包括直流电源Vin、第一分压电容C1、第二分压电容C2、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第一磁复位二极管D1、第二磁复位二极管D2和第三磁复位二极管D3,直流电源Vin的正极分别连接第一分压电容C1的一端、第一磁复位二极管D1的阴极和第三功率开关管S3的漏极,直流电源Vin的负极分别连接第二分压电容C2的一端、第二磁复位二极管D2的阳极和第四功率开关管S4的源极,第一分压电容C1的另一端分别连接第二分压电容C2的另一端、第一功率开关管S1的源极和第二功率开关管S2的漏极;第一高频变压器T1包括第一原边绕组NP1和第一副边绕组NS1,第二高频变压器T2包括第二原边绕组NP2和第二副边绕组NS2,第一原边绕组NP1的同名端分别连接第三功率开关管S3的源极和第三磁复位二极管D3的阴极,第一原边绕组NP1的非同名端分别连接第一功率开关管S1的漏极和第一磁复位二极管D1的阳极,第二原边绕组NP2的同名端分别连接第二功率开关管S2的源极和第二磁复位二极管D2的阴极,第二原边绕组NP2的非同名端分别连接第四功率开关管S4的漏极和第三磁复位二极管D3的阳极;副边电路20包括第一整流二极管D4、第二整流二极管D5、续流二极管D6、滤波电感Lo、滤波电容Co和负载Ro,第一整流二极管D4的阳极连接第一副边绕组NS1的同名端,第一整流二极管D4的阴极分别连接第二整流二极管D5的阴极、续流二极管D6的阴极和滤波电感Lo的一端,第二整流二极管D5的阳极连接第二副边绕组NS2的同名端,第二副边绕组NS2的非同名端分别连接第一副边绕组NS1的非同名端、续流二极管D6的阳极、滤波电容Co的一端和负载Ro的一端,滤波电容Co的另一端分别连接滤波电感Lo的另一端和负载Ro的另一端。
在具体实施时,原边电路10的功率开关管采用带有体二极管的金属氧化物场效应晶体管MOSFET或者IGBT。
控制方式如下:功率开关管S1与S3的驱动信号相同,功率开关管S2与S4的驱动信号相同,功率开关管S1(或S3)与功率开关管S2(或S4)的驱动信号相位相差180°。
对于变压器T1,当功率开关管S1与S3开通时,变压器T1正向磁化,当功率开关管S1与S3关断时,变压器T1通过磁复位二极管D1、D3及功率开关管S4的体二极管去磁,也就是功率开关管S4的体二极管同时用作变压器T1的磁复位二极管,变压器T1磁复位时为功率开关管S4的零电压开通创造了条件。同理,功率开关管S3的体二极管用作变压器T2的磁复位二极管,变压器T2磁复位时为功率开关管S3的零电压开通创造了条件。
图2是本发明复合式正激直流变换器的主要波形图,下面结合图2~图8说明本发明的具体工作原理及工作过程。在分析之前,作如下假设:a.功率开关管由理想开关和反并联二极管构成;b.分压电容C1、C2足够大且相等,可以将它们看作Vin/2的电压源;c.滤波电感Lo足够大,电感电流IL为平滑的直流;d.变压器为理想变压器,且NP1∶NP2∶NS1∶NS2=n∶n∶1∶1。
1、开关模态1(对应于图2中[t0,t1],其等效电路如图3所示)
t0时刻之前,开关管S1~S4均关断,变压器T2通过磁复位二极管D2、D3及开关管S3的体二极管去磁,磁复位二极管D1截止,整流二极管D4、D5截止,续流二极管D6续流;t0时刻,开关管S1、S3开通,其中S3为零电压开通,变换器通过变压器T1向负载Ro提供能量,变压器T1正向磁化,T2继续去磁,整流二极管D4导通,整流二极管D5、续流二极管D6截止。
2、开关模态2(对应于图2中[t1,t2],其等效电路如图4所示)
t1时刻,变压器T2的磁化电流降为0,T2磁化过程结束,开关管S1、S3仍开通,开关管S2、S4均关断,磁复位二极管D1、D2、D3均截止,变换器通过变压器T1向负载Ro提供能量,变压器T1的磁化电流继续增大,整流二极管D4导通,整流二极管D5、续流二极管D6截止。
3、开关模态3(对应于图2中[t2,t3],其等效电路如图5所示)
t2时刻,开关管S1、S3关断,变压器T1的磁化电流流经开关管S4的体二极管、磁复位二极管D1及D3进行去磁,磁复位二极管D2仍截止,变压器T1的磁化电流不断减小,整流二极管D4、D5截止,续流二极管D6导通。
4、开关模态4(对应于图2中[t3,t4],其等效电路如图6所示)
t3时刻,开关管S2、S4导通,其中S4为零电压开通,变换器通过变压器T2向负载Ro提供能量,变压器T2的磁化电流从0开始变大,变压器T1继续去磁,磁化电流不断减小,整流二极管D5导通,整流二极管D4、续流二极管D6截止。
5、开关模态5(对应于图2中[t4,t5],其等效电路如图7所示)
t4时刻,变压器T1的磁化电流降为0,T1磁化过程结束,开关管S2、S4仍开通,开关管S1、S3均关断,磁复位二极管D1、D2、D3均截止,变换器通过变压器T2向负载Ro提供能量,变压器T2的磁化电流继续增大,整流二极管D5导通,整流二极管D4、续流二极管D6截止。
6、开关模态6(对应于图2中[t5,t6],其等效电路如图8所示)
t5时刻,开关管S2、S4关断,变压器T2的磁化电流流经开关管S3的体二极管、磁复位二极管D2及D3进行去磁,磁复位二极管D1仍截止,变压器T2的磁化电流不断减小,整流二极管D4、D5截止,续流二极管D6导通。
如图9所示为本发明副边采用两路串联连接方式的电路原理图,图中原边电路10的结构与图1中相同,副边电路20中增加了一个续流二极管D7,副边电路20的结构为:整流二极管D4的阳极连接副边绕组NS1的同名端,整流二极管D4的阴极分别连接续流二极管D6的阴极和滤波电感Lo的一端,副边绕组NS1的非同名端分别连接续流二极管D6的阳极、续流二极管D7的阴极和整流二极管D5的阴极,整流二极管D5的阳极连接副边绕组NS2的同名端,副边绕组NS2的非同名端分别连接续流二极管D7的阳极、滤波电容Co的一端和负载Ro的一端,滤波电容Co的另一端分别连接滤波电感Lo的另一端和负载Ro的另一端。其控制原理及工作过程与图1所示的复合式正激直流变换器相似。一般,副边采用两路并联连接方式适用于输出电压较低、输出电流较大的场合,副边采用两路串联连接方式适用于输出电压较高、输出电流较小的场合。
Claims (1)
1.一种复合式正激直流变换器,其特征在于:包括原边电路(10)、第一高频变压器(T1)、第二高频变压器(T2)和副边电路(20),其中:原边电路(10)包括直流电源(Vin)、第一分压电容(C1)、第二分压电容(C2)、第一功率开关管(S1)、第二功率开关管(S2)、第三功率开关管(S3)、第四功率开关管(S4)、第一磁复位二极管(D1)、第二磁复位二极管(D2)和第三磁复位二极管(D3),直流电源(Vin)的正极分别连接第一分压电容(C1)的一端、第一磁复位二极管(D1)的阴极和第三功率开关管(S3)的漏极,直流电源(Vin)的负极分别连接第二分压电容(C2)的一端、第二磁复位二极管(D2)的阳极和第四功率开关管(S4)的源极,第一分压电容(C1)的另一端分别连接第二分压电容(C2)的另一端、第一功率开关管(S1)的源极和第二功率开关管(S2)的漏极;第一高频变压器(T1)包括第一原边绕组(NP1)和第一副边绕组(NS1),第二高频变压器(T2)包括第二原边绕组(NP2)和第二副边绕组(NS2),第一原边绕组(NP1)的同名端分别连接第三功率开关管(S3)的源极和第三磁复位二极管(D3)的阴极,第一原边绕组(NP1)的非同名端分别连接第一功率开关管(S1)的漏极和第一磁复位二极管(D1)的阳极,第二原边绕组(NP2)的同名端分别连接第二功率开关管(S2)的源极和第二磁复位二极管(D2)的阴极,第二原边绕组(NP2)的非同名端分别连接第四功率开关管(S4)的漏极和第三磁复位二极管(D3)的阳极;副边电路(20)包括第一整流二极管(D4)、第二整流二极管(D5)、续流二极管(D6)、滤波电感(Lo)、滤波电容(Co)和负载(Ro),第一整流二极管(D4)的阳极连接第一副边绕组(NS1)的同名端,第一整流二极管(D4)的阴极分别连接第二整流二极管(D5)的阴极、续流二极管(D6)的阴极和滤波电感(Lo)的一端,第二整流二极管(D5)的阳极连接第二副边绕组(NS2)的同名端,第二副边绕组(NS2)的非同名端分别连接第一副边绕组(NS1)的非同名端、续流二极管(D6)的阳极、滤波电容(Co)的一端和负载(Ro)的一端,滤波电容(Co)的另一端分别连接滤波电感(Lo)的另一端和负载(Ro)的另一端;
所述第一分压电容(C1)与第二分压电容(C2)相等;所述第一原边绕组(NP1)的匝数与第二原边绕组(NP2)的匝数相等,第一副边绕组(NS1)的匝数与第二副边绕组(NS2)的匝数相等。
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