CN105356759B - 一种双向全桥dc-dc变换器的pwm控制方法 - Google Patents

一种双向全桥dc-dc变换器的pwm控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双向全桥DC‑DC变换器的PWM控制方法，为了从根本上消除功率回流现象，且减小双向全桥DC‑DC变换器的电流应力，提出一种电感电流过零控制方法，相比移相控制，它完全消除了功率回流现象，且具有更小的电流应力。通过调节占空比，来控制传输功率的大小。通过切换不同的控制方式，实现功率传输方向的控制。同时简化了全桥两侧的开关管的驱动信号的关系，使得实现灵活性增强。

Description

一种双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法
技术领域
本发明涉及双向直流变换器，尤其涉及一种适用双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法。
背景技术
双向全桥 DC-DC 变换器是能量可以在变换器的两侧双向流动的。由于在一套拓扑结构上，实现了相当于 2 个单向DC-DC变换器的功能，所以在需要能量双向流动的应用中，如直流微网、电动汽车等场合，可以大幅减小系统的体积和成本。典型的双向全桥 DC-DC 变换电路的控制方式，研究比较多的是传统移相控制和双重移相控制，但是随着电压调节比的增大，回流功率也在增大。没有从根本上消除功率回流现象，使得功率器件、磁性元件的损耗增大，降低了变换器工作效率，关键是功率回流现象的存在，严重影响了变换器的工作效率。
为了改进上述控制方法的缺点，减小双向全桥 DC-DC 变换器的功率回流和电流应力，本发明提出一种电感电流过零PWM控制方法，相比移相控制，它完全消除了功率回流现象，且具有更小的电流应力，同时简化了全桥两侧的开关管的驱动信号的关系，使得实现灵活性增强。
发明内容
本发明提出了一种电感电流过零PWM控制方法，以解决现有技术中的不足，完全消除了功率回流现象，且具有更小的电流应力。
本发明提出的电感电流过零控制，可以完全消除上述的功率回流现象，从而提高功率的传输效率。通过电感电流过零时，可能出现的功率回流，切断全桥两侧的功率传输路径，来阻止功率回流现象的发生。下面具体的从两个方面来分析电感电流过零控制工作原理和其工作状态。讨论过程中都满足U1>nU2。
正向U1侧到U2侧，变换器工作状态分析。假设变换器已工作于稳定状态，根据图2所示的电感电流过零控制的工作原理波形，将变换器正向功率传输的工作状态分为4种状态，由于对称的关系，此处只说明前2种状态，后2种状态同理。
状态1：t0-t1阶段。如图1和图2所示，在t0时刻，Q1和Q4导通，Q5和Q8也导通，此时的电感电流iL为0，电感的端电压为U1-nU2，那么导致电感中的电流iL从0开始逐渐增加。在此状态下，U1侧向U2侧正向传输功率，同时U1侧向电感L1中储能。
状态2：t1-t2阶段。如图1和图2所示，在t1时刻，Q3和Q4导通，Q5和Q8也导通，此时的电感电流iL为(U1-nU2)Ton/L。电感的端电压为nU2，那么Q3和Q4导通，给电感电流的续流提供了通路，使得电感中存储的能量继续正向送到U2侧。在t1-t2阶段中检测电感电流是否过零，若过零则说明，储存在电感中的能量以完全的送入U2侧，此刻Q5和Q8关断，以防止U2向L1储能，即防止功率回流现象的发生。上述2种状态，描述了在前半个工作周期内，功率从U1传送到U2侧。后2种状态中，在后半个工作周期内，只是相应的电压和电流的极性相反，工作原理和前半个工作周期是一样的。
反向U2侧到U1侧，变换器工作状态分析。假设变换器已工作于稳定状态，根据图3所示的电感电流过零控制的工作原理波形，将变换器反向功率传输的工作状态分为4种状态，由于对称的关系，此处只说明前2种状态，后2种状态同理。
状态1：t0-t1阶段。如图1和图3所示，在t0时刻，Q3和Q4导通，Q5和Q8也导通，此时的电感电流iL为0，电感的端电压为-nU2，那么导致电感中的电流iL从0开始逐渐向负方向增加。在此状态下，U2侧向电感L1中储能。
状态2：t1-t2阶段。 如图1和图3所示，在t1时刻，Q1和Q4导通，Q5和Q8也导通，此时的电感电流iL为(-nU2)Toff/L。电感的端电压为U1-nU2，那么Q1和Q4导通，给电感电流的续流提供了通路，使得电感中存储的能量继续反向送到U1侧。在t1-t2阶段中检测电感电流是否过零。若过零则说明，储存在电感中的能量以完全送入U1侧，此刻Q5和Q8关断，以防止U1向L1储能，即防止功率回流现象的发生。上述2种状态，描述了在前半个工作周期内，功率从U2传送到U1侧。后2种状态中，在后半个工作周期内，只是相应的电压和电流的极性相反，工作原理和前半个工作周期是一样的。
本发明的优点：由于采用了电感电流过零检测，完全消除了双向全桥 DC-DC 变换器中的功率回流现象，且具有更小的电流应力，提高了DC-DC 变换器的工作效率。
附图说明
图1为本发明一实施例双向全桥DC/DC拓扑结构。
图2为本发明一实施例正向功率传输拓扑中电压电流波形。
图3为本发明一实施例反向功率传输拓扑中电压电流波形。
图4为本发明一实施例正向传输功率和占空比D的关系。
图5为本发明一实施例反向传输功率和占空比D的关系。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明做进一步说明。清楚完整的描述本发明实施例中的技术方案。基于本发明的实施例，在本领域里的技术人员，若没有做出创造性的劳动前提下，则所得出所有其他实施例都在本发明的保护范围内。
本发明提出一种双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法，完全消除了功率回流现象，且具有更小的电流应力。
正向U1侧到U2侧，如图1和图2所示，令t0=0，则t1=Ton，t2=T/2-Ton,其中Ton<T/2
W(t0-t1)==
W(t0-t1)表示，在t0-t1时间阶段内，U1侧通过电感L1对U2侧正向传送的能量值
P(t0-t1)=
P(t0-t1)表示，在t0-t1时间阶段内，U1侧通过电感L1对U2侧正向传送的功率值
W(t1-t2)= =
W(t1-t2)表示，在t1-t2时间阶段内，电感L1中所存储的能量释放到U2侧，即正向传送的能量值
P(t1-t2)=
P(t1-t2)表示，在t1-t2时间阶段内，电感L1对U2侧的正向传送的功率值，有对称性，可知正向的传送的总功率为
P1=2P(t0-t1)+2P(t1-t2)=
其中D为占空比D=Ton/T，且0≤D< nU2/2U1。f为工作频率。L为电感L1的电感量。
本发明又一实施例，带入具体的参数，以具体分析正向传输功率和占空比D的关系。令U1=300v,U2=100V，n=2，f=50KHz，电感L1的电感量分别取200uH，300uH和400uH。得到图4。从图4可以看到，随着占空比D的增大，正向的传输功率也在增大。而在其他的条件一定的情况下，正向传输的最大功率值和电感L1的电感量有关。即电感L1的电感量越小，则正向传输的最大功率值越大。
反向U2侧到U1侧，如图1和图3所示，令t0=0，则t1=Toff，t2=T/2-Toff,其中Toff<T/2
W(t0-t1)= =
W(t1-t2)=W(t0-t1)+
= W(t0-t1)+ =+
P(t1-t2)= +
有对称性，可知反向的传送功率为
P2=2P(t1-t2)=
==
其中D为占空比D=Ton/T，且nU2/2U1<D≤0.5。f为工作频率。L为电感L1的电感量。
本发明又一实施例，带入具体的参数，以具体分析反向传输功率和占空比D的关系。令U1=300v,U2=100V，n=2，f=50KHz，电感L1的电感量分别取200uH，300uH和400uH。得到图5，从图5可以看到，随着占空比D的增大，反向的传输功率再逐渐减小。而在其他的条件一定的情况下，反向传输的最大功率只和电感L1的电感量有关。即电感L1的电感量越小，则反向传输的最大功率值越大。

Claims (6)

1.一种双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法，其特征在于，包括：典型双向全桥DC-DC拓扑结构，脉宽调制PWM，电感电流过零检测，高频变压器的一侧串入电感，原边侧电压大于n倍的副边电压；
开关管Q1-Q8构成全桥结构，电源U1的正极连接到开关管Q1的漏极、开关管Q2的漏极和电容C1的一端，开关管Q1的源极连接开关管Q3的漏极与电感L1的一端，电感L1的另一端连接到变压器T1原边绕组的一端，开关管Q2的源极连接开关管Q4的漏极与变压器T1原边绕组的另一端，电源U1的负极连接到开关管Q3的源极、开关管Q4的源极和电容C1的另一端；变压器T1副边绕组的一端连接到开关管Q5的源极，另一端连接到开关管Q6的源极；开关管Q5的漏极、开关管Q6的漏极连接电源U2的正极；开关管Q7的源极、开关管Q8的源极连接电源U2的负极；电源U2的正极与负极之间连接有电容C2；
Q5和Q7互补导通，Q6和Q8互补导通，其导通时间由电感L1中电流是否过零来决定；
原边侧向副边侧传输功率或副边侧向原边侧传输功率，传输方向随时控制改变，传输功率由占空比决定；
通过电感L1中电流过零时出现功率回流，切断全桥两侧的功率传输电路，来阻止功率回流的现象发生；
正向原边侧到副边侧，变换器前半个工作周期内的工作状态：
状态1：t0-t1阶段，在t0时刻，Q1和Q4导通，Q5和Q8也导通；
状态2：t1-t2阶段，在t1时刻，Q3和Q4导通，Q5和Q8也导通，给电感L1中电流的续流提供了通路，使得电感L1中存储的能量继续正向送到副边侧，在t1-t2阶段中检测电感L1中电流是否过零，若过零则说明，储存在电感L1中的能量已 完全的送入副边侧，此刻Q5和Q8关断，以防止U2向L1储能，即防止功率回流现象的发生；
变换器在后半个工作周期内，相应的电压和电流的极性相反，工作原理和前半个工作周期相同；
原边侧向副边侧传输正向功率时，正向功率为U1表示原边侧直流电源U1的电压；U2表示副边侧直流电源U2的电压；n表示变压器T1原边侧对副边侧的匝比；D表示Q1的导通时间对开关周期时间的比值，此比值也等于Q2的导通时间对开关周期时间的比值；f为变换器的开关频率；L为电感L1的电感量，且0≤D<nU2/(2U1)；
反向副边侧到原边侧，变换器前半个工作周期内的工作状态：
状态1：t0-t1阶段，在t0时刻，Q3和Q4导通，Q5和Q8也导通；
状态2：t1-t2阶段，在t1时刻，Q1和Q4导通，Q5和Q8也导通，给电感电流的续流提供了通路，使得电感中存储的能量继续反向送到原边侧，在t1-t2阶段中检测电感L1中电流是否过零，若过零则说明，储存在电感L1中的能量已 完全送入原边侧，此刻Q5和Q8关断，以防止U1向L1储能，即防止功率回流现象的发生；
变换器在后半个工作周期内，相应的电压和电流的极性相反，工作原理和前半个工作周期相同；
副边侧向原边侧传输反向功率时，反向功率为且nU2/(2U1)<D≤0.5。
2.根据权利要求1所述一种双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法，其特征在于：Q1和Q3互补导通，Q2和Q4互补导通，其导通时间由占空比决定，导通的控制方式由传送功率的方向决定。
3.根据权利要求1所述一种双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法，其特征在于：原边侧向副边侧传输正向功率和副边侧向原边侧传输反向功率，采用不同的控制方式。
4.根据权利要求1所述一种双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法，其特征在于：原边侧向副边侧传输正向功率时，传输功率随占空比的增大而增大，且成平方关系。
5.根据权利要求1所述一种双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法，其特征在于：副边侧向原边侧传输反向功率时，传输功率随占空比的增大而减小，且成平方关系。
6.根据权利要求1所述一种双向全桥DC-DC变换器的PWM控制方法，其特征在于：没有功率回流现象，且具有更小的电流应力。
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