JP2009201242A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、出力電力を精度良く制御することができる、電力変換装置の提供を目的とする。
【解決手段】第１のトランス２０Ｃと、互いにトランス結合された制御コイル２１Ｄと作用コイル２２Ｄとを有し、第１のトランス２０Ｃの二次巻線２２Ｃに作用コイル２２Ｄが直列接続された第２のトランス２０Ｄと、第２のトランス２０Ｄの制御コイル２１Ｄに励磁電流を供給するコントローラ１０とを備え、第１のトランス２０Ｃの一次巻線２１Ｃの両端に、直流を交流に変換する第１の電圧変換器２０Ａの出力端が接続され、第１のトランス２０Ｃの二次巻線２２Ｃと作用コイル２２Ｄとの直列回路の両端に、交流を直流に変換する第２の電圧変換器２０Ｂの入力端が接続される、電力変換装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランスを備える電力変換装置に関する。

従来、スイッチング素子がスイッチングすることにより、脈動電圧が印加されるインダクタの両端に発生した電圧を整流し、平滑化して直流電圧を生成する直流電圧生成部と、前記インダクタに電磁結合する２次巻線とを備える、コンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。このコンバータは、前記スイッチング素子のオフ時に、前記２次巻線の両端に発生する電圧を前記インダクタの昇圧量として検出する昇圧量検出部を備えるものである。

また、制御コイルに接続された制御電源が所定の電流パターンで通電を行うことにより、作用コイルのインダクタンスを可変とする可変インダクタンス装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特許３９８８７２４号公報 特開２００７−１２３６７１号公報

ところで、図２に示されるように、トランスを備える電力変換装置で扱う電力を、トランスの一次側に接続された一次側変換器とトランスの二次側に接続された二次側変換器の位相差とに基づいて制御する方式がある。この電力変換装置の最大出力電力はトランスのインダクタンスの大きさに応じて変化する。図２のｐの出力電力の波形は、ｑの出力電力の波形よりインダクタンスが大きい場合の波形である。

しかしながら、図２に示されるように、位相差に対して出力電力は放物線状に変化するため、出力電力が小さくなるにつれて（つまり、位相差が小さくなるにつれて）、単位位相差当たりの出力電力の変化量は大きくなる。したがって、位相差が大きい領域に比べ小さい領域の方が出力電力制御の分解能が大きく、特に、出力電力が小さい領域では出力電力を精度良く制御することができない。

そこで、本発明は、出力電力を精度良く制御することができる、電力変換装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、
直流電圧を交流電圧に変換する第１の電圧変換手段と、
一次コイルと二次コイルとを有し、前記第１の電圧変換手段によって変換された交流電圧が前記一次コイルに印加される第１のトランスと、
互いにトランス結合された制御コイルと作用コイルとを有し、前記二次コイルに前記作用コイルが直列接続された第２のトランスと、
前記二次コイルと前記作用コイルとの直列回路の両端電圧を直流電圧に変換する第２の電圧変換手段と、
前記制御コイルに流れる励磁電流の電流値を制御する励磁電流制御手段とを備えることを特徴とする。

ここで、本発明に係る電力変換装置は、例えば、前記第２の電圧変換手段によって変換された直流電圧の出力電力は、前記第１の電圧変換手段の電圧変換動作を駆動する第１の駆動信号と前記第２の電圧変換手段の電圧変換動作を駆動する第２の駆動信号との位相差に応じて、制御される。

また、前記励磁電流制御手段は、前記電流値の可変範囲を、前記励磁電流の供給により変化するインダクタンスの変化量が他の電流値範囲より大きくなる範囲に制限すると好適である。

本発明によれば、出力電力を精度良く制御することができる。

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。図１は、本発明の一実施形態である電力変換装置１００の構成図である。電力変換装置１００は、低電圧系の低圧側蓄電装置４の低電圧を高電圧系の高圧側蓄電装置７の高電圧に昇圧する電圧変換を行う。蓄電装置４，５の具体例として、鉛バッテリ、リチウムイオンバッテリ、キャパシタなどが挙げられる。電力変換装置１００は、コントローラ１０と、位相制御式ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とを備える。

コントローラ１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電力や電圧変換効率などを最大にする電圧変換制御を実行するための制御プログラムやその制御データを記憶するＲＯＭ、制御プログラムの処理データなどを一時的に記憶するＲＡＭ、制御プログラムを処理するＣＰＵ、外部と情報をやり取りするための入出力インターフェースなど、複数の回路要素によって構成されたコンピュータである。コントローラ１０は、一つとは限らず、制御が分担されるように複数のコントローラで構成されてもよい。

また、コントローラ１０は、低圧側蓄電装置４と置換して接続又は低圧側蓄電装置４に並列に接続された熱電モジュール（Ｂｉ−Ｔｅ系、Ｓｉ−Ｇｅ系の半導体材料からなる熱電素子が複数接続されて構成されたもの）の発電電力や発電効率などを最大にする発電制御を実行するための制御プログラム等を記憶するＲＯＭなどを備えるコンピュータであってもよい。熱電モジュールの熱源は、車両のエンジンの排気管を通る排ガスその他の熱エネルギーを有するものである。

なお、電圧変換制御や発電制御は、周知の技術を利用するものであってよく、任意の適切な制御であればよいため、特に詳細な説明は記載しない。

コントローラ１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の電圧変換動作を制御することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側から出力される出力電力や熱電モジュールに流れる電流などを所定の最適値に調整する。コントローラ１０は、低圧側蓄電装置４の出力電流であって低圧側蓄電装置４からＤＣ−ＤＣコンバータ２０に入力される入力電流ＩｉｎやＤＣ−ＤＣコンバータ２０から出力されて高圧側蓄電装置７に流れる出力電流Ｉｏｕｔなどの情報を電流センサから取得する。

また、コントローラ１０は、車両のエンジンを制御するエンジンコンピュータなどの他のコンピュータや計測センサから、エンジンの出力トルクや回転数などの負荷情報、車速などの車両状態情報を取得してもよい。

コントローラ１０は、これらの取得情報に基づいて、目標入力電流Ｉｔｇｔなどを演算し、その演算結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０に対して電圧変換動作の指令信号を出力する。

一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、シリーズレギュレータやスイッチングレギュレータなどの電圧変換回路を備え、その入出力間の電圧を変換する電圧変換装置である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力側に入力電流Ｉｉｎが入力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力側からその電圧変換回路によって電圧変換された電流Ｉｏｕｔが出力される。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０がコントローラ１０の指令信号に従って出力電力Ｐを電圧変換動作によって調整することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力側から任意の電力を取り出すことができる。

例えば、コントローラ１０がＤＣ−ＤＣコンバータ２０から取り出される電力が最大となる目標出力電力Ｐｔｇｔなどを演算し、その演算値に基づいて生成された指令信号に従ってＤＣ−ＤＣコンバータ２０の電圧変換動作が制御されることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０での最大発電電力をその出力側から蓄電装置７に供給することができる。また、例えば、コントローラ１０が熱電モジュール４から取り出される電力が最大となる目標動作電流Ｉｔｇｔなどを演算し、その演算値に基づいて生成された指令信号に従ってＤＣ−ＤＣコンバータ２０の電圧変換動作が制御されることによって、熱電モジュール４での最大発電電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２０を介してその出力側から蓄電装置７に供給することができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、コントローラ１０からの指令信号に従って、低圧側蓄電装置４が接続される低圧系の回路の低圧側電圧（すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力側の一次側電圧）を高圧側蓄電装置７が接続される高圧系の回路の高圧側電圧（すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力側の二次側電圧）に昇圧する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、低圧側蓄電装置４の直流電圧を交流電圧に変換する低圧側変換器２０Ａと、低圧側変換器２０Ａによって変換された交流電圧を昇圧する電圧変換部３０と、電圧変換部３０によって昇圧された交流電圧を高圧側蓄電装置７の直流電圧に変換する高圧側変換器２０Ｂとを有する。電圧変換部３０は、トランス２０Ｃとトランス２０Ｄとを有する。

低圧側変換器２０Ａは、ＦＥＴやＩＧＢＴなどの４つのスイッチング素子２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａから構成されるブリッジ回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力側から入力される入力電流Ｉｉｎを検出する電流センサ２５Ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力側の入力電圧Ｖｉｎ（低圧側蓄電装置４の出力電圧に相当）を検出する電圧センサ２６Ａとを備える。低圧側変換器２０Ａは、低圧側蓄電装置４と電圧変換部３０との間に設けられ、入力電圧Ｖｉｎが低圧側変換器２０Ａの入力電圧として印加され、低圧側変換器２０Ａの出力電圧が電圧変換部３０内のトランス２０Ｃの一次巻線２１Ｃに印加される。低圧側変換器２０Ａの出力端２７ａ，２８ａが一次巻線２１Ｃの両端に接続される。出力端２７ａは、ハイサイドのスイッチング素子２１Ａとローサイドのスイッチング素子２３Ａとの接続点であり、出力端２８ａは、ハイサイドのスイッチング素子２２Ａとローサイドのスイッチング素子２４Ａとの接続点である。低圧側変換器２０Ａは、コントローラ１０からの指令信号に従い、ブリッジ回路の周知のスイッチング動作によって、直流を交流に変換する。すなわち、直流の入力電流Ｉｉｎは交流電流に変換される。なお、電流センサ２５Ａと電圧センサ２６Ａは、低圧側変換器２０ＡやＤＣ−ＤＣコンバータ２０に内蔵されるものでなくてもよい。

高圧側変換器２０Ｂは、ＦＥＴやＩＧＢＴなどの４つのスイッチング素子２１Ｂ，２２Ｂ，２３Ｂ，２４Ｂから構成されるブリッジ回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力側から出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流センサ２５Ｂと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力側の出力電圧Ｖｉｎ（高圧側蓄電装置７の印加電圧に相当）を検出する電圧センサ２６Ｂとを備える。高圧側変換器２０Ｂは、電圧変換部３０と高圧側蓄電装置７との間に設けられ、トランス２０Ｃの二次巻線２２Ｃとトランス２０Ｄの作用コイル２２Ｄとの直列回路の出力電圧が高圧側変換器２０Ｂの入力電圧として印加され、高圧側変換器２０Ｂの出力電圧が蓄電装置７に印加される。高圧側変換器２０Ｂの入力端２７ｂ，２８ｂが二次巻線２２Ｃと作用コイル２２Ｄとの直列回路の両端に接続される。入力端２７ｂは、ハイサイドのスイッチング素子２１Ｂとローサイドのスイッチング素子２３Ｂとの接続点であり、入力端２８ｂは、ハイサイドのスイッチング素子２２Ｂとローサイドのスイッチング素子２４Ｂとの接続点である。高圧側変換器２０Ｂは、コントローラ１０からの指令信号に従い、ブリッジ回路の周知のスイッチング動作によって、電圧変換部３０によって昇圧された交流を直流に変換する（整流する）。すなわち、電圧変換部３０から出力される交流の出力電流は直流電流に変換される。なお、電流センサ２５Ｂと電圧センサ２６Ｂは、高圧側変換器２０ＢやＤＣ−ＤＣコンバータ２０に内蔵されるものでなくてもよい。

電圧変換部３０は、トランス２０Ｃとトランス２０Ｄとを有する。トランス２０Ｃは、一次巻線２１Ｃと二次巻線２２Ｃとを構成し、それらがトランス結合している。トランス２０Ｄは、制御コイル２１Ｄと作用コイル２２Ｄとを構成し、それらがトランス結合している。一次巻線２１Ｃは、低圧側変換器２０Ａのブリッジ回路に接続され、二次巻線２２Ｃは、トランス２０Ｄの作用コイル２２Ｄを介して、高圧側変換器２０Ｂのブリッジ回路に接続される。電圧変換部３０は、トランス２０Ｃの一次巻線２１Ｃ及び二次巻線２２Ｃとトランス２０Ｄの制御コイル２１Ｄ及び作用コイル２２Ｄとの関係で定まる昇圧比に応じて、低圧側変換器２０Ａのブリッジ回路の出力端２７ａ−２８ａ間の電圧（交流電圧）を昇圧し、その昇圧電圧を高圧側変換器２０Ｂのブリッジ回路の入力端２７ｂ−２８ｂ間に印加するように出力する。

図１の構成のＤＣ−ＤＣコンバータ２０において、その出力側から出力される出力電力Ｐと出力電流Ｉ（実効電流ｉ_ｒｍｓ）は、

によって得られる。Ｅ_Ｈは高圧側電圧、Ｅ_Ｌ´は低圧側電圧、Ｔは低圧側駆動信号及び高圧側駆動信号の周期、Ｌは電圧変換器３０全体としてのインダクタンス、Ｔ_Ａは位相差（時間）、δは位相差（角度）を表す。上式で表される特性を図２に示す。図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の位相差δに対する、出力電力Ｐの特性図である。式（１）から明らかなように出力電力Ｐは位相差Ｔ_Ａ（位相差δ）の二次関数で表されるので、図２に示されるように、位相差Ｔ_Ａ（位相差δ）を増加させることによって出力電力Ｐ（出力電流Ｉ）を増加させることができ、ｄＰ／ｄＴ_Ａ＝０を満たす位相差Ｔ_Ａ（位相差δ）で出力電力Ｐは最大となる。

すなわち、コントローラ１０は、低圧側変換器２０Ａのブリッジ回路を駆動する低圧側駆動信号（低圧側指令信号）と高圧側変換器２０Ｂのブリッジ回路を駆動する高圧側駆動信号（高圧側指令信号）とを出力するが、低圧側駆動信号と高圧側駆動信号の位相差（低圧側駆動信号に対する高圧側駆動信号の位相ずれ）に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力側から出力される出力電力Ｐや出力電流Ｉを調整することができる。なお、低圧側駆動信号と高圧側駆動信号は、互いに同一のデューティ比である（例えば、５０％）。

また、コントローラ１０は、直流の励磁信号を制御コイル２１Ｄに出力する。コントローラ１０は、励磁信号に係る励磁電流を制御コイル２１Ｄに流すことによって、磁性体であるコア内の磁場の透磁率が変化するので、作用コイル２２Ｄのインダクタンスを変化させることができる。作用コイル２２Ｄのインダクタンスを変化させることによって、作用コイル２２Ｄと二次巻線２２Ｃとの直列回路のインダクタンスを変化させることができる。これにより、電圧変換部３０全体としてのインダクタンスも変化して、その昇圧比を可変させることができる。

なお、インダクタンスＬは、『Ｌ＝μＡＮ^２／ｌ』という関係が成立する。ここで、μは透磁率、Ａはコア断面積、Ｎは巻線の巻数、ｌはコアの磁路長である。

図３は、励磁信号に係る励磁電流の電流値と作用コイル２２Ｄのインダクタンスとの関係を示した図である。コントローラ１０は、励磁電流の電流値を増加させることによって作用コイル２２Ｄのインダクタンスを変化させる。コントローラ１０は、図示の周波数ｉ_１以上ｉ_２以下の使用範囲内で励磁電流の電流値を可変させる。図示の使用範囲は、電流値に対するインダクタンスの変化率が所定値以上になる電流値範囲に相当する。このような範囲に電流値の可変範囲を限定することによって、電流値を小さく変化させただけで、インダクタンスを大きく変化させることができ、インダクタンスを効率よく変化させることができる。すなわち、電流値ｉ_１より小さい又は電流値ｉ_２より大きい範囲で電流値を可変させても、インダクタンスをほとんど変化させることができない。

したがって、上述の実施例によれば、コントローラ１０によって電圧変換部３０のインダクタの磁束密度を制御することによりそのインダクタンスを図３のように増減することによって、低圧側変換器２０Ａや高圧側変換器２０Ｂのスイッチング素子をオフさせて高圧側へのエネルギー伝送を中断させることなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の最大出力を連続的且つ精度良く制御することができる。つまり、半導体スイッチによってインダクタンスを切り替える制御では、瞬時のエネルギー伝送の中断が発生するのに対し、上述の実施例では連続的にインダクタンスを変化させることができるので、そのようなエネルギー伝送の中断もなく精度良く出力電力を制御することができる。

また、図２に示されるように、単位位相差に対する電力制御の分解能は、インダクタンスが小さい場合に比べ大きい方がよくなるため、上述の実施例のようにインダクタンスを連続的に増加させることによって、出力電力が小さい領域でも出力電力を精度良く調整することができる。

また、コントローラ１０は、例えば、中央演算装置やメモリなどを有するマイクロコンピュータを備える。位相差δは、マイクロコンピュータのカウンタによって制御される。したがって、図２に示されるように、位相差が小さくなるにつれて単位位相差当たりの出力電力の変化量は大きくなるので、コントローラ１０が制御可能な最小単位である単位位相差Ｔ_Ａ（δ）の大きさ（カウンタの分解能）によっては、出力電力が小さい領域での出力電力を精度良く制御することができなくなるおそれがある。しかしながら、本実施例によれば、インダクタンスを連続的に変化させることができるので、出力電力が大きい領域に比べ単位位相差当たりの出力電力の変化量が大きくても、出力電力が小さい領域で出力電力を精度良く制御することができる。

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。

例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、昇圧する場合を例示したが、降圧する場合でもよい。

本発明の一実施形態である電力変換装置１００の構成図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の位相差δに対する、出力電力Ｐの特性図である。 励磁信号に係る励磁電流の電流値とインダクタンスとの関係図である。

符号の説明

４ 低圧側蓄電装置（熱電モジュール）
７ 高圧側蓄電装置
１０ コントローラ
２０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０Ａ 低圧側変換器
２０Ｂ 高圧側変換器
２０Ｃ、２０Ｄ トランス
２１Ｃ 一次巻線
２２Ｃ 二次巻線
２１Ｄ 制御コイル
２２Ｄ 作用コイル
１００ 電力変換装置

Claims (3)

1. 直流電圧を交流電圧に変換する第１の電圧変換手段と、
   一次コイルと二次コイルとを有し、前記第１の電圧変換手段によって変換された交流電圧が前記一次コイルに印加される第１のトランスと、
   互いにトランス結合された制御コイルと作用コイルとを有し、前記二次コイルに前記作用コイルが直列接続された第２のトランスと、
   前記二次コイルと前記作用コイルとの直列回路の両端電圧を直流電圧に変換する第２の電圧変換手段と、
   前記制御コイルに流れる励磁電流の電流値を制御する励磁電流制御手段とを備える、電力変換装置。
2. 前記第２の電圧変換手段によって変換された直流電圧の出力電力は、前記第１の電圧変換手段の電圧変換動作を駆動する第１の駆動信号と前記第２の電圧変換手段の電圧変換動作を駆動する第２の駆動信号との位相差に応じて、制御される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記励磁電流制御手段は、前記電流値の可変範囲を、前記励磁電流の供給により変化するインダクタンスの変化量が他の電流値範囲より大きくなる範囲に制限する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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