JP6630536B2

JP6630536B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP6630536B2
Application number: JP2015208526A
Authority: JP
Inventors: 史宏佐藤; 宇留野　純平; 純平宇留野; 吉野　利一; 利一吉野
Original assignee: Hitachi Global Life Solutions Inc
Current assignee: Hitachi Global Life Solutions Inc
Priority date: 2015-10-23
Filing date: 2015-10-23
Publication date: 2020-01-15
Anticipated expiration: 2035-10-23
Also published as: TWI602389B; TW201715834A; JP2017085689A

Description

本発明は，直流電圧を異なる電圧の交流電圧へ変換する電源装置に関し，特に共振形電源装置に関する。

誘導加熱調理器は，高周波インバータから加熱コイルに高周波電流を流し，コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ，被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。

誘導加熱調理器に用いられる高周波インバータでは，共振形インバータを用いることが一般的である。この共振形のインバータ回路は，スイッチング素子に流れる電流が共振により小さくなったタイミングでスイッチング素子をターンオフすると，遮断電流が小さいためスイッチング損失が小さくなり，高い効率を得ることができる。しかし，一般的に共振形インバータは，スイッチング周波数を変化させて出力を制御しており，出力電力を絞る時には，スイッチング周波数を高くするためスイッチング損失が発生し，効率が低下していた。

このような問題を解決する従来技術として，特許文献１がある。特許文献１には，軽負荷時にインバータのオン時比率を変化させて，スイッチング周波数の高周波化を防ぐ電流共振形電源装置が開示されている。

特開２０１５−７０７０８号公報

特許文献１に開示された電源装置では，周波数制御とオン時比率制御を組み合わせることにより，低電力出力時におけるスイッチング損失の増大を抑制している。しかしながら，低電力出力時においても，スイッチング周波数は共振周波数より高い範囲でのみ動作しており，依然として大きなスイッチング損失が発生していた。

本発明の目的は，広い負荷範囲において高効率な電源装置を提供することである。

前記目的を達成するために本発明に係る電源装置は，直流電源と，前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と，前記スイッチング回路の動作を制御する制御部と，共振コイルＬｒ，共振コンデンサＣｒから成る共振回路を備え，前記制御部は，前記スイッチング回路への入力電力Ｐｉｎが，所定の閾値電力Ｐｔｈよりも小さい場合には，前記スイッチング回路のスイッチング周波数ｆｓｗは，前記共振回路の共振周波数ｆｒより低い第１のモードとなる様に制御し，前記スイッチング回路への入力電力Ｐｉｎが，所定の閾値電力Ｐｔｈよりも大きい場合には，前記スイッチング回路のスイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒより高くなる第２のモードとなる様に制御する。

本発明によれば，広い負荷範囲において高効率な電磁誘導加熱装置を提供することができる。

実施例１の電源装置１の回路構成図実施例１の電源装置１が実行する処理の流れを示すフローチャート実施例１の入力電力Ｐｉｎとスイッチング周波数ｆｓｗ，または，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示した概念図実施例１のスイッチング周波数ｆｓｗと入力電力Ｐｉｎの関係について，共振回路３０の共振特性と併せて示したグラフ図３，図４に示す動作点１〜４における動作波形実施例２の入力電力Ｐｉｎとスイッチング周波数ｆｓｗ，または，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示した概念図実施例２のスイッチング周波数ｆｓｗと入力電力Ｐｉｎの関係について，共振回路３０の共振特性と併せて示したグラフ図６，図７に示す動作点１〜４における動作波形実施例３の入力電力Ｐｉｎとスイッチング周波数ｆｓｗ，または，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示した概念図実施例３のスイッチング周波数ｆｓｗと入力電力Ｐｉｎの関係について，共振回路３０の共振特性と併せて示したグラフ，および，入力電力Ｐｉｎとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示したグラフ図９，図１０に示す動作点１〜４における動作波形実施例４の入力電力Ｐｉｎとスイッチング周波数ｆｓｗ，または，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示した概念図実施例４のスイッチング周波数ｆｓｗと入力電力Ｐｉｎの関係について，共振回路３０の共振特性と併せて示したグラフ，および，入力電力Ｐｉｎとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示したグラフ図１２，図１３に示す動作点１〜４における動作波形実施例５における電源装置２の回路構成図

以下，本発明の実施例について図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は，本実施例における電源装置１の回路構成図である。この電源装置１は，直流電源１０の電圧を入力するスイッチング回路２０，共振回路３０，スイッチング回路への入力電力検出手段４０，スイッチング回路が備えたスイッチング素子のオン・オフ状態を制御する制御部５０によって構成されている。

スイッチング回路２０は，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２で構成され，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には，それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続される。ここで，これらのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は，ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができるので，ダイオードＤ１，Ｄ２は省略可能となる。スイッチング回路２０は，直流電源１０の正電極点であるノードＮｄ１と，負電極点であるノードＮｄ２との間に接続されており，直流電源１０から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して，共振回路３０に印加する。

共振回路３０は，直列接続された共振コイルＬｒ，共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２から構成され，共振コイルＬｒにはスイッチング回路２０から高周波電力が供給される。

図２は，電源装置１が実行する処理の流れを示すフローチャートである。ステップ１（Ｓ１）において制御部５０は，電力検出手段４０によって検出された入力電力Ｐｉｎを読み込む。ステップ２（Ｓ２）において制御部５０は，入力電力Ｐｉｎが，閾値電力Ｐｔｈよりも小さいか否かを判定する。入力電力Ｐｉｎが，閾値電力Ｐｔｈよりも大きい場合（Ｓ２→Ｙｅｓ），制御部５０の処理はステップ３（Ｓ３）に進む。ステップ３において制御部５０は，電源装置１の軽負荷時の動作モードである第１のモードへと遷移する。また，入力電力Ｐｉｎが，閾値電力Ｐｔｈよりも小さい場合（Ｓ２→Ｎｏ），制御部５０の処理はステップ４（Ｓ４）に進む。ステップ４において制御部５０は，電源装置１の重負荷時の動作モードである第２のモードへと遷移する。ステップ５（Ｓ５）において，制御部５０は，決定した駆動モードに対応する駆動信号を生成し，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に駆動信号を出力し，電源装置１を駆動する。ステップ５の処理を実行した後，制御部５０の処理はＳＴＡＲＴに戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。

図３〜図５を用いて，電源装置１の動作を説明する。なお，本明細書では，スイッチング素子Ｑ１のオン時比率をｄｕｔｙＱ１，スイッチング素子Ｑ２のオン時比率をｄｕｔｙＱ２と定義し，共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２による共振周波数をｆｒと定義する。本実施例では，軽負荷時である第１のモードにおいてスイッチング回路のスイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒより低くすることで，スイッチング損失の増大を抑制しながら低電力を出力することができる。

図３ａは，実施例１における入力電力Ｐｉｎとスイッチング周波数ｆｓｗの関係を示した概念図である。同図において，Ｐｍｉｎは最小入力電力，Ｐｔｈは閾値電力，Ｐｍａｘは定格入力電力，ｆ１は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ２は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの下限値，ｆ３は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ４は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの下限値である。まず，定格電力Ｐｍａｘが電源装置１に入力される時は，スイッチング周波数ｆｓｗは共振周波数ｆｒより高い周波数ｆ２で動作している。その後，スイッチング周波数ｆｓｗを増加させることにより，入力電力Ｐｉｎを絞っていく。そして，入力電力Ｐｉｎが閾値電力Ｐｔｈに達した時，スイッチング周波数ｆｓｗをｆ３へとシフトさせる。この時，本実施例では，ｆ３は共振周波数ｆｒよりも低く，共振周波数ｆｒの１／２よりも高い範囲，即ち１／２ｆｒ〜ｆｒに設定する。その後，スイッチング周波数ｆｓｗを低減させることで入力電力Ｐｉｎを絞り，スイッチング周波数ｆｓｗがｆ４となった時に，下限入力電力Ｐｍｉｎに達する。

図３ｂは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示した概念図である。本実施例では，入力電力Ｐｉｎによらず，オン時比率を０．５で固定する。

このように，閾値電力Ｐｔｈを設定することで，軽負荷時においてスイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒよりも低い領域で動作させることができるため，本発明の電源装置１は，広い入力電力範囲での動作を可能としつつ，軽負荷時のスイッチング周波数の増加を低減し，高い効率を得ることができる。

図４は，スイッチング周波数ｆｓｗと入力電力Ｐｉｎの関係について，共振回路３０の共振特性と併せて示したグラフである。同図において，Ｐｍｉｎは最小入力電力，Ｐｔｈは閾値電力，Ｐｍａｘは定格入力電力，ｆ１は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ２は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの下限値，ｆ３は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ４は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの下限値である。入力電力がＰｔｈ〜Ｐｍａxの範囲である第２のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗが，共振周波数ｆｒより高い共振特性の遅相側を用い，入力電力がＰｔｈ〜Ｐｍｉｎの範囲である第１のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗが，１／２ｆｒ〜ｆｒの範囲，即ち共振特性の進相側を用いる。

したがって，第２のモードでは，入力電力Ｐｉｎを減少させる場合，スイッチング周波数ｆｓｗを増加させ，第１のモードでは，入力電力Ｐｉｎを減少させる場合，スイッチング周波数ｆｓｗを減少させる。このように動作させることにより，幅広い入力電力範囲での動作が可能となる。

また，本実施例において，閾値電力Ｐｔｈ近傍で入力電力Ｐｉｎを微調整した場合，スイッチング周波数ｆｓｗが連続的に急変する。その場合は，スイッチング周波数ｆｓｗの急変を抑制するため，第１のモードから第２のモードに変化させる閾値電力と，第２のモードから第１のモードに変化させる閾値電力との間に，調節感度（ヒステリシス）を設けた方が良い。

次に，図５を用いて，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と共振コイルＬｒに流れる電流との関係を説明する。図５において，Ｑ１ＶＧＥ，Ｑ２ＶＧＥは，それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧を表している。ＩＬｒは，共振コイルＬｒの電流を表しており，Ｎｄ３からＮｄ４に流れる向きを正とする。

図５ａ，図５ｂは，それぞれ図３，図４に示す動作点１，動作点２における動作波形を示している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は，共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２による共振電流を遮断する動作となっている。

図５ｃは，図３，図４に示す動作点３における動作波形を示しており，動作点２と同じ入力電力のまま，スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒよりも低いｆ３にシフトさせた条件における動作波形を示している。ｆ３がｆｒよりも低いため，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング半周期内に，共振電流が半周期以上流れる動作となっている。

図５ｄは，図３，図４に示す動作点４における動作波形を示しており，動作点３からさらに入力電力を絞った時の動作波形を示している。図５ｄに示すように，スイッチング周波数ｆｓｗを低減させた効果により，共振コイルＬｒに流れる実効電流は減少するため，入力電力が減少する。そして，スイッチング周波数ｆｓｗがｆ４に達した時，最小入力電力Ｐｍｉnとなる。

以上，説明したように，電源装置１では，軽負荷時にスイッチング周波数を共振周波数より低い範囲に低減させ，スイッチング損失を低減させる。

続けて，実施例２について説明する。基本的な構成は，実施例１と同じであるが，本実施例では，第１のモード時に，スイッチング周波数ｆｓｗを，共振周波数ｆｒの１／２以下の範囲まで低減させる。

図６〜図８を用いて，本実施例における，電源装置１の動作について説明する。

図６ａは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング周波数ｆｓｗの関係を示した概念図である。同図において，Ｐｍｉｎは最小入力電力，Ｐｔｈは閾値電力，Ｐｍａｘは定格入力電力，ｆ１は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ２は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの下限値，ｆ５は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ６は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの下限値である。

本実施例では，実施例１と異なり，第１のモードにおいて，スイッチング周波数ｆｓｗを，共振周波数ｆｒの１／２以下の範囲まで低減させる。まず，定格電力Ｐｍａｘが電源装置１に入力される時は，スイッチング周波数ｆｓｗは共振周波数ｆｒより高い周波数ｆ２で動作している。その後，スイッチング周波数ｆｓｗを増加させることにより，入力電力Ｐｉｎを絞っていく。そして，入力電力Ｐｉｎが閾値電力Ｐｔｈに達した時，スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒよりも低いｆ６へとシフトさせる。この時，本実施例では，ｆ６は共振周波数ｆｒの１／２よりも低く，共振周波数ｆｒの１／３よりも高い範囲，即ち１／２ｆｒ〜１／３ｆｒに設定する。その後，スイッチング周波数ｆｓｗを増加させることで入力電力Ｐｉｎを絞り，スイッチング周波数ｆｓｗがｆ５となった時に，下限入力電力Ｐｍｉｎに達する。

図６ｂは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示した概念図である。本実施例では，入力電力Ｐｉｎによらず，オン時比率を０．５で固定する。

図７は，スイッチング周波数ｆｓｗと入力電力Ｐｉｎの関係について，共振回路３０の共振特性と併せて示したグラフである。同図において，Ｐｍｉｎは最小入力電力，Ｐｔｈは閾値電力，Ｐｍａｘは定格入力電力，ｆ１は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ２は定格電力入力時のスイッチング周波数，ｆ５は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ６は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの下限値である。本実施例では，入力電力がＰｔｈ〜Ｐｍａxの範囲である第１のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗが，共振周波数ｆｒより高い共振特性の遅相側を用い，入力電力がＰｔｈ〜Ｐｍｉｎの範囲である第２のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗを，１／２ｆｒ〜１／３ｆｒの範囲，即ち三倍共振特性における遅相側を用いる。したがって本実施例では，第１のモードと第２のモードともに，入力電力Ｐｉｎを減少させる場合，スイッチング周波数ｆｓｗを増加させる。

また，本実施例においても実施例１と同様に，閾値電力Ｐｔｈ近傍で入力電力Ｐｉｎを微調整した場合，スイッチング周波数ｆｓｗが連続的に急変する。その場合は，スイッチング周波数ｆｓｗの急変を抑制するため，第１のモードから第２のモードに変化させる閾値電力と，第２のモードから第１のモードに変化させる閾値電力との間に，調節感度（ヒステリシス）を設けた方が良い。

次に，図８を用いて，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と共振コイルＬｒに流れる電流との関係を説明する。図８ａ，図８ｂは，それぞれ図５，図６に示す動作点１，動作点２における動作波形を示している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２による共振電流を遮断する動作となっている。

図８ｃは，図６，図７に示す動作点３における動作波形を示しており，動作点２と同じ入力電力のまま，スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒよりも低いｆ６に低下させた条件における動作波形を示している。ｆ６がｆｒの半分の値，即ち１／２ｆｒよりも低いため，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング半周期内に，共振電流が１周期以上流れる動作となっている。

図８ｄは，図６，図７に示す動作点４における動作波形を示しており，動作点６からさらに入力電力を絞った時の動作波形を示している。図８ｄに示すように，スイッチング周波数ｆｓｗを低減させた効果により，共振コイルＬｒに流れる電流が減少するため，入力電力が減少する。そして，スイッチング周波数ｆｓｗがｆ５に達した時，最小入力電力Ｐｍｉnとなる。

以上，説明したように，本実施例では，実施例１よりも更に軽負荷時のスイッチング周波数を低減することができ，軽負荷時の効率を更に高くできる。

また，実施例１と実施例２を応用させることにより，第１のモードでは，共振回路３０の多倍共振特性により生じるいずれの共振部においても，進相側，遅相側ともに用いることができる。即ち，第１のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒより低いいずれの範囲においても，本発明を適用可能である。

続けて，実施例３について説明する。基本的な構成は，実施例１と同じであるが，本実施例では，第１のモード時に，スイッチング周波数ｆｓｗを，共振周波数ｆｒ以下の範囲まで低減させ，且つ，第１のモードにおいて，一方のスイッチング素子のオン時比率を０．５より低い範囲で動作させ，他方のスイッチング素子のオン時比率を０．５より高い範囲で動作させることで，入力電力を調整する。

本実施例では，第１のモードにおいて，スイッチング素子Ｑ１のオン時比率ｄｕｔｙＱ１を低減させ，スイッチング素子Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ２を増加させた場合の動作について述べる。

図９〜図１１を用いて，本実施例における，電源装置１の動作について説明する。

図９ａは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング周波数ｆｓｗの関係を示した概念図である。同図において，Ｐｍｉｎは最小入力電力，Ｐｔｈは閾値電力，Ｐｍａｘは定格入力電力，ｆ１は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ２は定格電力入力時のスイッチング周波数，ｆ７は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗである。

本実施例では，実施例１と異なり，第１のモードにおいて，スイッチング周波数ｆｓｗを，共振周波数ｆｒ以下の範囲に低減させ，固定周波数ｆ７で動作させる。まず，定格電力Ｐｍａｘが電源装置１に入力される時は，スイッチング周波数ｆｓｗは共振周波数ｆｒより高い周波数ｆ２で動作している。その後，スイッチング周波数ｆｓｗを増加させることにより，入力電力Ｐｉｎを絞っていく。そして，入力電力Ｐｉｎが閾値電力Ｐｔｈに達した時，スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒよりも低いｆ７へとシフトさせる。この時，本実施例では，第１のモードにおいて，スイッチング周波数ｆｓｗを固定周波数ｆ７として動作させ，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２を変化させる。

図９ｂは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示した概念図である。本実施例では，入力電力ＰｉｎがＰｍａx〜Ｐｔｈである第２のモードでは，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２ともにオン時比率を０．５で固定させる。そして，入力電力ＰｉｎがＰｔｈより低い第１のモードでは，スイッチング素子Ｑ１のオン時比率ｄｕｔｙＱ１を低減させ，スイッチング素子Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ２を増加させることで入力電力Ｐｉｎを絞り，ｄｕｔｙＱ１がｄｕｔｙｍｉｎに，またｄｕｔｙＱ２がｄｕｔｙｍａｘに達した時に，下限入力電力Ｐｍｉｎに達する。

図１０ａは，スイッチング周波数ｆｓｗと入力電力Ｐｉｎの関係について，共振回路３０の共振特性と併せて示したグラフである。同図において，Ｐｔｈは閾値電力，Ｐｍａｘは定格入力電力，ｆ１は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ２は定格電力出力時のスイッチング周波数，ｆ７は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗである。本実施例では，入力電力がＰｔｈ〜Ｐｍａxの範囲である第２のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗが，共振周波数ｆｒより高い共振特性の遅相側を用い，入力電力がＰｔｈ〜Ｐｍｉｎの範囲である第１のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗが，共振周波数ｆｒより低い，固定周波数で動作させる。

図１０ｂは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示したグラフである。本実施例では，入力電力ＰｉｎがＰｍａｘ〜Ｐｔｈである第２のモードにおいては，ｄｕｔｙＱ１を０．５に固定させる。入力電力ＰｉｎがＰｔｈ〜Ｐｍｉnである第１のモードにおいては，ｄｕｔｙＱ１を０．５より低い範囲で動作させ，ｄｕｔｙＱ２を０．５より高い範囲で動作させる。

また，本実施例においても実施例１，実施例２と同様に，閾値電力Ｐｔｈ近傍で入力電力Ｐｉｎを微調整した場合，スイッチング周波数ｆｓｗが連続的に急変する。その場合は，スイッチング周波数ｆｓｗの急変を抑制するため，第１のモードから第２のモードに変化させる閾値電力と，第２のモードから第１のモードに変化させる閾値電力との間に，調節感度（ヒステリシス）を設けた方が良い。

次に，図１１を用いて，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と共振コイルＬｒに流れる電流との関係を説明する。図１１ａ，図１１ｂは，それぞれ図９，図１０に示す動作点１，動作点２における動作波形を示している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２による共振電流を遮断する動作となっている。

図１１ｃは，図９，図１０に示す動作点３における動作波形を示しており，動作点２と同じ入力電力のまま，スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒよりも低いｆ７に低下させた条件における動作波形を示している。ｆ７がｆｒよりも低いため，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング半周期内に，共振電流が半周期以上流れる動作となっている。

図１１ｄは，図９，図１０に示す動作点４における動作波形を示しており，動作点３からさらに入力電力を絞った時の動作波形を示している。図１１ｄに示すように，スイッチング素子Ｑ１のオン時比率ｄｕｔｙＱ１を減少させた効果により，共振コイルＬｒに流れる実効電流は減少するため，入力電力が減少する。ここで，ｄｕｔｙｍｉｎを０と設定した場合，スイッチング素子Ｑ１のオン時比率ｄｕｔｙＱ１が０となった時，入力電力も０となる。

以上，説明したように，本実施例では，実施例１，２と同様，広い負荷範囲での動作を可能としながら，軽負荷時のスイッチング周波数を低減することができ，軽負荷時の効率を高くできる。

なお，第１のモードにおいて，スイッチング素子Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ２を増加させ，スイッチング素子Ｑ１のオン時比率ｄｕｔｙＱ１を低減させた場合においても，本実施例に記した効果が得られる。また，本発明において，Ｐｔｈ近傍で入力電力Ｐｉｎを微調整した場合，スイッチング周波数ｆｓｗが連続的に急変するが，その場合はＰｔｈに幅を持たせ，切り替わり点にヒステリシス特性を持たせることでスイッチング周波数ｆｓｗの急変を抑制することが可能である。

続けて，実施例４について説明する。基本的な構成は，実施例１と同じであるが，本実施例では，第１のモード時に，スイッチング周波数ｆｓｗを，共振周波数ｆｒ以下の範囲まで低減させ，且つ，第１のモードにおいて，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２を共に０．５より低い範囲で動作させることで，入力電力を調整する。

図１２〜図１４を用いて，本実施例における，電源装置１の動作について説明する。

図１２ａは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング周波数ｆｓｗの関係を示した概念図である。同図において，Ｐｍｉｎは最小入力電力，Ｐｔｈは閾値電力，Ｐｍａｘは定格入力電力，ｆ１は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ２は定格電力出力時のスイッチング周波数，ｆ８は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗである。

本実施例では，実施例３と同様，第１のモードにおいて，スイッチング周波数ｆｓｗを，共振周波数ｆｒ以下の範囲に低減させ，固定周波数で動作させる。まず，定格電力Ｐｍａｘが電源装置１に入力される時は，スイッチング周波数ｆｓｗは共振周波数ｆｒより高い範囲で動作している。その後，スイッチング周波数ｆｓｗを増加させることにより，入力電力Ｐｉｎを絞っていく。そして，入力電力Ｐｉｎが閾値電力Ｐｔｈに達した時，スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒよりも低いｆ８へとシフトさせる。この時，本実施例では，第１のモードにおいて，スイッチング周波数ｆｓｗを固定周波数ｆ８として動作させ，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２を変化させる。

図１２ｂは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示した概念図である。本実施例では，入力電力ＰｉｎがＰｍａx〜Ｐｔｈである第２のモードでは，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２ともにオン時比率を０．５で固定させる。そして，入力電力ＰｉｎがＰｔｈより低い第１のモードでは，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２を共に減少させ，ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２がｄｕｔｙｍｉｎに達した時に，下限入力電力Ｐｍｉｎに達する。

図１３ａは，スイッチング周波数ｆｓｗと入力電力Ｐｉｎの関係について，共振回路３０の共振特性と併せて示したグラフである。同図において，Ｐｔｈは閾値電力，Ｐｍａｘは定格入力電力，ｆ１は第２のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗの上限値，ｆ２は定格電力出力時のスイッチング周波数，ｆ８は第１のモードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗである。本実施例では，入力電力がＰｔｈ〜Ｐｍａxの範囲である第２のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗが，共振周波数ｆｒより高い共振特性の遅相側を用い，入力電力がＰｔｈ〜Ｐｍｉｎの範囲である第１のモードでは，スイッチング周波数ｆｓｗが，共振周波数ｆｒより低い，固定周波数で動作させる。

図１３ｂは，本実施例における，入力電力Ｐｉｎとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２の関係を示したグラフである。本実施例では，入力電力ＰｉｎがＰｍａｘ〜Ｐｔｈである第２のモードにおいては，ｄｕｔｙＱ１を０．５に固定させ，入力電力ＰｉｎがＰｔｈ〜Ｐｍｉnである第１のモードにおいては，ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２を共に０．５より低い範囲で動作させる。

また，本実施例においても実施例１〜実施例３と同様に，閾値電力Ｐｔｈ近傍で入力電力Ｐｉｎを微調整した場合，スイッチング周波数ｆｓｗが連続的に急変する。その場合は，スイッチング周波数ｆｓｗの急変を抑制するため，第１のモードから第２のモードに変化させる閾値電力と，第２のモードから第１のモードに変化させる閾値電力との間に，調節感度（ヒステリシス）を設けた方が良い。

次に，図１４を用いて，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と共振コイルＬｒに流れる電流との関係を説明する。図１４ａ，図１４ｂは，それぞれ図１２，図１３に示す動作点１，動作点２における動作波形を示している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は，共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒによる共振電流を遮断する動作となっている。

図１４ｃは，図１２，図１３に示す動作点３における動作波形を示しており，動作点２と同じ入力電力のまま，スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒよりも低いｆ８に低下させた条件における動作波形を示している。ｆ８がｆｒよりも低いため，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング半周期内に，共振電流が半周期以上流れる動作となっている。

図１４ｄは，図１２，図１３に示す動作点４における動作波形を示しており，動作点３からさらに入力電力を絞った時の動作波形を示している。図１３ｄに示すように，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，Ｑ２を減少させた効果により，共振コイルＬｒに流れる実効電流は減少するため，入力電力が減少する。そして，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，Ｑ２が０となった時，入力電力も０となる。

以上，説明したように，本実施例では，実施例１〜３と同様，広い負荷範囲での動作を可能としながら，軽負荷時のスイッチング周波数を低減することができ，軽負荷時の効率を高くできる。また，本発明において，Ｐｔｈ近傍で入力電力Ｐｉｎを微調整した場合，スイッチング周波数ｆｓｗが連続的に急変するが，その場合はＰｔｈに幅を持たせ，切り替わり点にヒステリシス特性を持たせることでスイッチング周波数ｆｓｗの急変を抑制することが可能である。

図１５は，実施例５における電源装置２の回路構成図である。この電源装置２は，直流電源１０の電圧を入力するスイッチング回路２１，共振回路３１，整流回路２４，整流回路からの出力電力検出手段４１，スイッチング回路が備えたスイッチング素子のオン・オフ状態を制御する制御部５０，負荷６０によって構成されており，直流電源１０から負荷６０に給電する。

スイッチング回路２１は，上アームスイッチング素子Ｑ１と下アームスイッチング素子Ｑ２をノードＮｄ５で直列接続したスイッチングレッグ２２と，上アームスイッチング素子Ｑ３と下アームスイッチング素子Ｑ４をノードＮｄ６で直列接続したスイッチングレッグ２３とを並列接続し，スイッチングレッグ２１，２２の両端間，即ちノードＮｄ１，Ｎｄ２間をスイッチング回路２１の入力とし，ノードＮｄ５，Ｎｄ６間をスイッチング回路２１の出力としている。このスイッチング回路２１は，実施例１のスイッチング回路２０と比べ，スイッチング素子の耐圧が低くなるという利点がある。

スイッチング回路２１の出力には，共振コイルＬｒと，トランスＴｒの巻線Ｎ１と，共振コンデンサＣｒが接続されている。ここで，巻線Ｎ１と並列に，トランスＴｒの励磁インダクタンスＬｍを定義している。ここで，本実施例の電源装置２においては，共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒは，スイッチング回路２１の出力と，平滑コンデンサＣ１の間に存在すれば良く，例えば共振コイルＬｒを巻線Ｎ２と直列に挿入してもよい。また，共振コイルＬｒとして，トランスＴｒの漏れインダクタンスを利用してもよい。

巻線Ｎ１と磁気結合した巻線Ｎ２は，ダイオードＤ３〜Ｄ６をブリッジ接続した整流回路２４の入力に接続され，整流回路２４の出力には平滑コンデンサＣ１が接続されている。負荷６０は，平滑コンデンサＣ１に並列接続され，電源装置２は，直流電源１０から入力した電力を平滑コンデンサＣ１の両端に出力する。平滑コンデンサＣ１には，出力電力検出手段４１が接続され，電力検出手段４１は，制御部５０に接続されている。

この電源装置２は，フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により，巻線Ｎ１に電圧を印加し，巻線Ｎ２に生じた電圧をダイオードＤ３〜Ｄ６を介して平滑コンデンサＣ１に印加し負荷６０に出力する。

このスイッチング回路２１は，上アーム側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３と下アーム側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４とが，相互に逆のオン・オフ駆動を行うことで，実施例１〜４に示す，スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のオン・オフ駆動と同様の回路動作が実現可能である。

また，実施例３，４に示すオン時比率を絞る際は，スイッチングレッグ２１のオン・オフ駆動と，スイッチングレッグ２２のオン・オフ駆動との位相をずらす，一般的な位相シフト方式を適用することで，実施例３，４に示すＱ１のオン時比率ｄｕｔｙＱ１，ｄｕｔｙＱ２を可変する動作を実現可能である。

以上，説明したように，本発明の電源装置は，直流電源と，前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と，前記スイッチング回路の動作を制御する制御部と，共振コイルＬｒ，共振コンデンサＣｒから成る共振回路を備え，前記制御部は，前記スイッチング回路への入力電力Ｐｉｎが，所定の閾値電力Ｐｔｈよりも小さい場合には，前記スイッチング回路のスイッチング周波数ｆｓｗは，前記共振回路の共振周波数ｆｒより低い第１のモードとなる様に制御し，前記スイッチング回路への入力電力Ｐｉｎが，所定の閾値電力Ｐｔｈよりも大きい場合には，前記スイッチング回路のスイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒより高くなる第２のモードとなる様に制御する。これにより，広い出力電力範囲での動作を可能としつつ，軽負荷時のスイッチング周波数の増加を低減し，高い効率を得ることができる。

本発明は，高周波スイッチング回路から共振要素を備えた回路に電流を流す装置に広く適用して効果を得ることが可能である。例えば，誘導加熱装置やＬＥＤ照明，太陽電池や燃料電池の電力を変換するコンバータや，サーバー等の情報機器向け電源，電気自動車の充電器やＤＣ−ＤＣコンバータ，非接触給電装置，Ｘ線管用電源やレーザー加工機用電源，バッテリー充放電用の双方向コンバータなど，高周波インバータを用いた共振形の電源装置に広く適用できる。

１，２…電源装置，２０，２１…スイッチング回路，２２，２３…スイッチングレッグ，２４…整流回路，３０，３１…共振回路，４０，４１…電力検出手段，５０…制御部，６０…負荷，Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…スイッチング素子，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６…ダイオード，Ｌｒ…共振コイル，Ｃｒ，Ｃｒ１，Ｃｒ２…共振コンデンサ，Ｃ１…平滑コンデンサ，Ｔｒ…トランス，Ｌｍ…励磁インダクタンス，Ｎ１，Ｎ２…巻線，Ｎｄ１，Ｎｄ２，Ｎｄ３，Ｎｄ４，Ｎｄ５，Ｎｄ６…ノード。

Claims

直流電源と，前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と，前記スイッチング回路の交流端子間に接続された共振コンデンサ及び共振インダクタからなる共振回路と，前記スイッチング回路の動作を制御する制御部とを備え，
前記制御部は，前記スイッチング回路への入力電力が，所定の閾値電力よりも小さい場合には，前記スイッチング回路のスイッチング周波数は，前記共振回路の共振周波数より低い第１のモードとなる様に制御し，
前記スイッチング回路への入力電力が，所定の閾値電力よりも大きい場合には，前記スイッチング回路のスイッチング周波数が前記共振回路の共振周波数より高くなる第２のモードとなる様に制御することを特徴とする電源装置。
請求項１に記載の電源装置であって，前記スイッチング回路は，第１，第２のスイッチング素子を直列接続した第１スイッチングレッグと，第１，第２の共振コンデンサを直列接続し，且つ前記第１スイッチングレッグに並列接続された第１の共振コンデンサ直列接続体を備え，前記第１スイッチングレッグの両端間を直流端子間とし，前記第１，第２のスイッチング素子の直列接続点と，前記第１，第２の共振コンデンサの直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とする電源装置。
請求項１に記載の電源装置であって，前記スイッチング回路は，第３，第４のスイッチング素子を直列接続した第２スイッチングレッグと，第５，第６のスイッチング素子を直列接続し，且つ前記第２スイッチングレッグに並列接続された第３スイッチングレッグとを備え，前記第２スイッチングレッグの両端間を直流端子間とし，前記第３，第４のスイッチング素子の直列接続点と前記第５，第６のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とする電源装置。
請求項１から３のいずれかに記載の電源装置であって，制御部は，第１のモードにおいて，前記スイッチング回路のスイッチング周波数を調整することにより出力電力を調整することを特徴とする電源装置。
請求項１から４のいずれかに記載の電源装置であって，制御部は，第１のモードにおいて，前記スイッチング回路のオン時比率を調整することにより出力電力を調整することを特徴とする電源装置。
請求項１から５のいずれかに記載の電源装置であって，制御部は，第１のモードにおいて，前記スイッチング回路のオン時間を調整することにより出力電力を調整することを特徴とする電源装置。
請求項１から６のいずれかに記載の電源装置であって，前記スイッチング回路の出力に誘導加熱用コイルを備えたことを特徴とする電源装置。
直流電源と，前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と，前記スイッチング回路の出力に接続された１次巻線と，前記１次巻線と２次巻線とを磁気結合させたトランスと，前記２次巻線の電流を整流する整流回路と，前記スイッチング回路の出力と前記１次巻線と直列，または前記２次巻線と直列に接続された共振コンデンサ及び共振インダクタからなる共振回路と，前記スイッチング回路の動作を制御する制御部とを備え，
前記制御部は，前記整流回路からの出力電力が，所定の閾値電力よりも小さい場合には，前記スイッチング回路のスイッチング周波数は，前記共振回路の共振周波数より低い第１のモードとなる様に制御し，
前記整流回路からの出力電力が，所定の閾値電力よりも大きい場合には，前記スイッチング回路のスイッチング周波数が前記共振回路の共振周波数より高くなる第２のモードとなる様に制御することを特徴とする電源装置。
直流電源と，前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と，前記スイッチング回路の交流端子間に接続された共振コンデンサ及び共振インダクタからなる共振回路と，前記スイッチング回路の動作を制御する制御部とを備え，
前記制御部は，前記共振回路の共振周波数よりも低い範囲においてスイッチング周波数ｆｓｗを減少させて入力電力を減少させる第１のモードと、前記共振回路の共振周波数よりも高い範囲においてスイッチング周波数ｆｓｗを増加させて入力電力を減少させる第２のモードの両方を用いて前記入力電力を制御することを特徴とする電源装置。