TW201715834A - 電源裝置 - Google Patents

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TW201715834A
TW201715834A TW105115522A TW105115522A TW201715834A TW 201715834 A TW201715834 A TW 201715834A TW 105115522 A TW105115522 A TW 105115522A TW 105115522 A TW105115522 A TW 105115522A TW 201715834 A TW201715834 A TW 201715834A
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Fumihiro Sato
Junpei Uruno
Toshikazu Yoshino
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Hitachi Appliances Inc
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Abstract

提供在寬的負載範圍中高效率的電源裝置。具備直流電源、將來自該直流電源的直流電壓轉換為交流電壓的逆變器、及控制該逆變器的動作的控制部；前述逆變器電路，係具備由切換元件(Q1、Q2)所成切換電路、及由諧振線圈(Lr)、諧振電容器(Cr)所成諧振電路；前述控制部，係在來自前述逆變器的輸出電力(Pout)比既定的閾值電力(Pth)小的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率(fsw)變比前述諧振電路的諧振頻率(fr)低的第1模式，來自前述逆變器的輸出電力(Pout)比既定的閾值電力(Pth)大的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率(fsw)變比諧振頻率(fr)高的第2模式。

Description

電源裝置
本發明，係有關將直流電壓轉換往不同電壓的交流電壓的電源裝置，尤其有關諧振型電源裝置。
感應加熱調理器，係使高頻電流從高頻逆變器流至加熱線圈，使接近於線圈而配置的金屬製的被加熱物產生渦電流，藉被加熱物本身的電阻而予以發熱。
在使用感應加熱調理器的高頻逆變器方面，係一般而言採用諧振型逆變器。此諧振型的逆變器電路，係在流於切換元件的電流因諧振變小的時機將切換元件關斷時，由於遮斷電流小故切換損失小，可獲得高的效率。然而，一般而言諧振型逆變器，係使切換頻率變化而控制輸出，在縮小輸出電力時，係提高切換頻率故會發生切換損失，效率降低。
在解決如此之問題的先前技術方面，有專利文獻1。在專利文獻1，係已揭露在輕負載時使逆變器的導通時間比率變化而防止切換頻率的高頻化的電流諧振型電源裝置。
〔先前技術文獻〕 〔專利文獻〕
〔專利文獻1〕日本發明專利公開2015-70708號公報
在揭露於專利文獻1的電源裝置，係組合頻率控制與導通時間比率控制，從而抑制在低電力輸出時的切換損失的增大。然而，於低電力輸出時，仍僅在切換頻率比諧振頻率高的範圍下動作，依然發生大的切換損失。
本發明之目的，係在於提供在寬的負載範圍中高效率的電源裝置。
為了達成前述目的，本發明相關之電源裝置，係具備直流電源、將來自前述直流電源的直流電壓轉換成交流電壓的切換電路、控制前述切換電路的動作的控制部、及由諧振線圈Lr、諧振電容器Cr所成諧振電路；前述控制部，係往前述切換電路的輸入電力Pin在比既定的閾值電力Pth小的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率fsw變比前述諧振電路的諧振頻率fr低的第1模式，往前述切換電路的輸入電力Pin比既定的閾值電力Pth大的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率fsw變比諧振 頻率fr高的第2模式。
依本發明時，可提供在寬的負載範圍中高效率的電磁感應加熱裝置。
1、2‧‧‧電源裝置
20、21‧‧‧切換電路
22、23‧‧‧切換腳
24‧‧‧整流電路
30、31‧‧‧諧振電路
40、41‧‧‧電力檢測手段
50‧‧‧控制部
60‧‧‧負載
Q1、Q2、Q3、Q4‧‧‧切換元件
D1、D2、D3、D4、D5、D6‧‧‧二極體
Lr‧‧‧諧振線圈
Cr、Cr1、Cr2‧‧‧諧振電容器
C1‧‧‧平滑電容器
Tr‧‧‧變換器
Lm‧‧‧勵磁電感
N1、N2‧‧‧繞組
Nd1、Nd2、Nd3、Nd4、Nd5、Nd6‧‧‧節點
〔圖1〕實施例1的電源裝置1的電路構成圖。
〔圖2〕針對實施例1的電源裝置1所執行的處理的流程作繪示的流程圖。
〔圖3〕針對實施例1的輸入電力Pin與切換頻率fsw、或切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的概念圖。
〔圖4〕針對實施例1的切換頻率fsw與輸入電力Pin的關係，與諧振電路30的諧振特性一併作繪示的圖形。
〔圖5〕在示於圖3、圖4的動作點1~4的動作波形。
〔圖6〕針對實施例2的輸入電力Pin與切換頻率fsw、或切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的概念圖。
〔圖7〕針對實施例2的切換頻率fsw與輸入電力Pin的關係，與諧振電路30的諧振特性一併作繪示的圖 形。
〔圖8〕在示於圖6、圖7的動作點1~4的動作波形。
〔圖9〕針對實施例3的輸入電力Pin與切換頻率fsw、或切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的概念圖。
〔圖10〕針對實施例3的切換頻率fsw與輸入電力Pin的關係，與諧振電路30的諧振特性一併作繪示的圖形；及針對輸入電力Pin與切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的圖形。
〔圖11〕在示於圖9、圖10的動作點1~4的動作波形。
〔圖12〕針對實施例4的輸入電力Pin與切換頻率fsw、或切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的概念圖。
〔圖13〕針對實施例4的切換頻率fsw與輸入電力Pin的關係，與諧振電路30的諧振特性一併作繪示的圖形；及針對輸入電力Pin與切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的圖形。
〔圖14〕在示於圖12、圖13的動作點1~4的動作波形。
〔圖15〕實施例5中的電源裝置2的電路構成圖。
以下，邊參照圖式邊詳細說明有關本發明之實施例。
〔實施例1〕
圖1，係本實施例中的電源裝置1的電路構成圖。此電源裝置1，係由輸入直流電源10的電壓的切換電路20、諧振電路30、往切換電路的輸入電力檢測手段40、及控制切換電路所具備的切換元件的導通/關斷狀態的控制部50而構成。
切換電路20，係以切換元件Q1、Q2而構成，在切換元件Q1、Q2，係分別反向並聯連接有二極體D1、D2。於此，在此等切換元件Q1、Q2方面採用MOSFET的情況下，係可利用MOSFET的寄生二極體，故二極體D1、D2係可省略。切換電路20，係連接於是直流電源10的正電極點的節點Nd1、及是負電極點的節點Nd2之間，將從直流電源10所供應的直流電壓轉換為高頻的交流電壓，而施加於諧振電路30。
諧振電路30，係由被串聯連接的諧振線圈Lr、諧振電容器Cr1、Cr2而構成，對於諧振線圈Lr係從切換電路20供應高頻電力。
圖2，係針對電源裝置1執行的處理的流程作繪示的流程圖。於步驟1(S1)控制部50，係讀入由電力檢測手段40所檢測的輸入電力Pin。於步驟2(S2)控制部50，係判定輸入電力Pin是否比閾值電力Pth小。輸入 電力Pin比閾值電力Pth大的情況(S2→Yes)下，控制部50的處理係進至步驟3(S3)。於步驟3中控制部50，係遷往是電源裝置1的輕負載時的動作模式的第1模式。此外，輸入電力Pin比閾值電力Pth小的情況(S2→No)下，控制部50的處理係進至步驟4(S4)。於步驟4中控制部50，係遷往是電源裝置1的重負載時的動作模式的第2模式。於步驟5(S5)，控制部50，係生成對應於所決定的驅動模式的驅動信號，對切換元件Q1、Q2輸出驅動信號，驅動電源裝置1。執行步驟5的處理後，控制部50的處理係返回(RETURN)開始。
利用圖3~圖5，說明電源裝置1的動作。另外，在本說明書，係將切換元件Q1的導通時間比率定義為dutyQ1，將切換元件Q2的導通時間比率定義為dutyQ2，將取決於諧振線圈Lr與諧振電容器Cr1、Cr2的諧振頻率定義為fr。在本實施例，係於是輕負載時的第1模式使切換電路的切換頻率fsw比諧振頻率fr低，使得可邊抑制切換損失的增大邊輸出低電力。
圖3a，係針對實施例1中的輸入電力Pin與切換頻率fsw的關係作了繪示的概念圖。於同圖，Pmin係最小輸入電力，Pth係閾值電力，Pmax係額定輸入電力，f1係第2模式中的切換頻率fsw的上限值，f2係第2模式中的切換頻率fsw的下限值，f3係第1模式中的切換頻率fsw的上限值，f4係第1模式中的切換頻率fsw的下限值。首先，額定電力Pmax輸入於電源裝置1時，切換 頻率fsw係以比諧振頻率fr高的頻率f2動作。之後，使切換頻率fsw增加，從而縮小輸入電力Pin。並且，輸入電力Pin到達閾值電力Pth時，使切換頻率fsw往f3轉移。此時，在本實施例，f3係設定為比諧振頻率fr低、比諧振頻率fr的1/2高的範圍，亦即設定為1/2fr~fr。之後，使切換頻率fsw減低從而縮小輸入電力Pin，切換頻率fsw成為f4時，到達下限輸入電力Pmin。
圖3b，係本實施例中的針對輸入電力Pin與切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的概念圖。在本實施例，係不論輸入電力Pin，將導通時間比率固定在0.5。
如此，設定閾值電力Pth，使得可於輕負載時使切換頻率fsw在比諧振頻率fr低的區域動作，故本發明的電源裝置1，係可使寬的輸入電力範圍下的動作為可能，同時可減低輕負載時的切換頻率的增加，獲得高的效率。
圖4，係針對切換頻率fsw與輸入電力Pin的關係，與諧振電路30的諧振特性一併作繪示的圖形。於同圖，Pmin係最小輸入電力，Pth係閾值電力，Pmax係額定輸入電力，f1係第2模式中的切換頻率fsw的上限值，f2係第2模式中的切換頻率fsw的下限值，f3係第1模式中的切換頻率fsw的上限值，f4係第1模式中的切換頻率fsw的下限值。在輸入電力為Pth~Pmax的範圍的第2模式，係採用切換頻率fsw比諧振頻率fr高的諧振特性 的遲相側，在輸入電力為Pth~Pmin的範圍的第1模式，係採用切換頻率fsw為1/2fr~fr的範圍，亦即採用諧振特性的進相側。
因此，在第2模式，係使輸入電力Pin減少的情況下，使切換頻率fsw增加，在第1模式，係使輸入電壓Pin減少的情況下，使切換頻率fsw減少。如此予以動作，使得寬範圍的輸入電力範圍下的動作成為可能。
此外，於本實施例，在閾值電力Pth附近微調整輸入電力Pin的情況下，切換頻率fsw會連續驟變。此情況下，係為了抑制切換頻率fsw的驟變，在予以從第1模式變化至第2模式的閾值電力、及予以從第2模式變化至第1模式的閾值電力之間，設置調節感度(遲滯)者為佳。
接著，利用圖5，而說明流於切換元件Q1、Q2與諧振線圈Lr的電流的關係。於圖5中，Q1VGE、Q2VGE，係分別表示切換元件Q1、Q2的閘極電壓。ILr，係表示諧振線圈Lr的電流，使從Nd3流至Nd4的方向為正。
圖5a、圖5b，係分別示出在示於圖3、圖4的動作點1、動作點2的動作波形。切換元件Q1、Q2，係成為將取決於諧振線圈Lr與諧振電容器Cr1、Cr2的諧振電流遮斷的動作。
圖5c，係示出在示於圖3、圖4的動作點3的動作波形，示出保持與動作點2同輸入電力下使切換頻 率fsw轉移至比諧振頻率fr低的f3的條件下的動作波形。f3比fr低，故成為以下動作：在切換元件Q1、Q2的切換半週期內，諧振電流流動半週期以上。
圖5d，係示出在示於圖3、圖4的動作點4的動作波形，示出從動作點3進一步縮小輸入電力時的動作波形。如示於圖5d，使切換頻率fsw減低的效果，使得流於諧振線圈Lr的有效電流減少，故輸入電力減少。並且，切換頻率fsw到達f4時，成為最小輸入電力Pmin。
以上，如所說明，在電源裝置1，係輕負載時使切換頻率減低至比諧振頻率低的範圍，使切換損失減低。
〔實施例2〕
接著，說明有關實施例2。基本的構成，係如同實施例1，惟在本實施例，係在第1模式時，使切換頻率fsw減低至諧振頻率fr的1/2以下的範圍。
利用圖6~圖8，而說明有關本實施例中的電源裝置1的動作。
圖6a，係針對本實施例中的輸入電力Pin與切換頻率fsw的關係作了繪示的概念圖。於同圖，Pmin係最小輸入電力，Pth係閾值電力，Pmax係額定輸入電力，f1係第2模式中的切換頻率fsw的上限值，f2係第2模式中的切換頻率fsw的下限值，f5係第1模式中的切換 頻率fsw的上限值，f6係第1模式中的切換頻率fsw的下限值。
在本實施例，係與實施例1不同，於第1模式，使切換頻率fsw減低至諧振頻率fr的1/2以下的範圍。首先，額定電力Pmax輸入於電源裝置1時，係切換頻率fsw係以比諧振頻率fr高的頻率f2動作。之後，使切換頻率fsw增加，從而縮小輸入電力Pin。並且，輸入電力Pin到達閾值電力Pth時，使切換頻率fsw轉移往比諧振頻率fr低的f6。此時，在本實施例，f6係設定為比諧振頻率fr的1/2低、比諧振頻率fr的1/3高的範圍，亦即設定為1/2fr~1/3fr。之後，使切換頻率fsw增加從而縮小輸入電力Pin，切換頻率fsw成為f5時，到達下限輸入電力Pmin。
圖6b，係針對本實施例中的輸入電力Pin與切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的概念圖。在本實施例，係不論輸入電力Pin，將導通時間比率固定在0.5。
圖7，係針對切換頻率fsw與輸入電力Pin的關係，與諧振電路30的諧振特性一併作繪示的圖形。於同圖，Pmin係最小輸入電力，Pth係閾值電力，Pmax係額定輸入電力，f1係第2模式中的切換頻率fsw的上限值，f2係額定電力輸入時的切換頻率，f5係第1模式中的切換頻率fsw的上限值，f6係第1模式中的切換頻率fsw的下限值。在本實施例，在輸入電力為Pth~Pmax的 範圍的第1模式，係採用切換頻率fsw比諧振頻率fr高的諧振特性的遲相側，在輸入電力為Pth~Pmin的範圍的第2模式，係採用使切換頻率fsw為1/2fr~1/3fr的範圍，亦即採用三倍諧振特性下的遲相側。因此在本實施例，係第1模式與第2模式一起使輸入電力Pin減少的情況下，使切換頻率fsw增加。
此外，於本實施例亦如同實施例1，在閾值電力Pth附近微調整輸入電力Pin的情況下，切換頻率fsw會連續驟變。此情況下，係為了抑制切換頻率fsw的驟變，在予以從第1模式變化至第2模式的閾值電力、及予以從第2模式變化至第1模式的閾值電力之間，設置調節感度(遲滯)者為佳。
接著，利用圖8，而說明流於切換元件Q1、Q2與諧振線圈Lr的電流的關係。圖8a、圖8b，係分別示出在示於圖5、圖6的動作點1、動作點2的動作波形。切換元件Q1、Q2係成為將取決於諧振線圈Lr與諧振電容器Cr1、Cr2的諧振電流遮斷的動作。
圖8c，係示出在示於圖6、圖7的動作點3的動作波形，示出保持與動作點2同輸入電力下使切換頻率fsw降低至比諧振頻率fr低的f6的條件下的動作波形。f6為fr的一半的值，亦即比1/2fr低，故成為以下動作：在切換元件Q1、Q2的切換半週期內，諧振電流流動1週期以上。
圖8d，係示出在示於圖6、圖7的動作點4 的動作波形，示出從動作點6進一步縮小輸入電力時的動作波形。如示於圖8d，使切換頻率fsw減低的效果，使得流於諧振線圈Lr的電流減少，故輸入電力減少。並且，切換頻率fsw到達f5時，成為最小輸入電力Pmin。
以上，如所說明，在本實施例，係可比實施例1進一步減低輕負載時的切換頻率，可進一步提高輕負載時的效率。
此外，予以應用實施例1與實施例2，使得在第1模式，係於由於諧振電路30的多倍諧振特性而產生的任何諧振部，皆可同時使用進相側、遲相側。亦即，在第1模式，係於切換頻率fsw比諧振頻率fr低的任何範圍，皆可應用本發明。
〔實施例3〕
接著，說明有關實施例3。基本的構成，係如同實施例1，惟在本實施例，係在第1模式時，使切換頻率fsw減低至諧振頻率fr以下的範圍，且於第1模式，以使一方的切換元件的導通時間比率比0.5低的範圍予以動作，以使另一方的切換元件的導通時間比率比0.5高的範圍予以動作，從而調整輸入電力。
在本實施例，係敘述有關：於第1模式，使切換元件Q1的導通時間比率dutyQ1減低，使切換元件Q2的導通時間比率dutyQ2增加的情況下的動作。
利用圖9~圖11，而說明有關本實施例中的 電源裝置1的動作。
圖9a，係針對本實施例中的輸入電力Pin與切換頻率fsw的關係作了繪示的概念圖。於同圖，Pmin係最小輸入電力，Pth係閾值電力，Pmax係額定輸入電力，f1係第2模式中的切換頻率fsw的上限值，f2係額定電力輸入時的切換頻率，f7係第1模式中的切換頻率fsw。
在本實施例，係與實施例1不同，於第1模式，使切換頻率fsw減低至諧振頻率fr以下的範圍，以固定頻率f7予以動作。首先，額定電力Pmax輸入於電源裝置1時，係切換頻率fsw係以比諧振頻率fr高的頻率f2動作。之後，使切換頻率fsw增加，從而縮小輸入電力Pin。並且，輸入電力Pin到達閾值電力Pth時，使切換頻率fsw轉移往比諧振頻率fr低的f7。此時，在本實施例，係於第1模式，使切換頻率fsw以固定頻率f7動作，使切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2變化。
圖9b，係針對本實施例中的輸入電力Pin與切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的概念圖。在本實施例，係在輸入電力Pin為Pmax~Pth的第2模式，係切換元件Q1、Q2一起使導通時間比率固定在0.5。並且，在輸入電力Pin比Pth低的第1模式，係使切換元件Q1的導通時間比率dutyQ1減低，使切換元件Q2的導通時間比率dutyQ2增加從而縮小 輸入電力Pin，dutyQ1到達dutymin，另外dutyQ2到達dutymax時，到達下限輸入電力Pmin。
圖10a，係針對切換頻率fsw與輸入電力Pin的關係，與諧振電路30的諧振特性一併作繪示的圖形。於同圖，Pth係閾值電力，Pmax係額定輸入電力，f1係第2模式中的切換頻率fsw的上限值，f2係額定電力輸出時的切換頻率，f7係第1模式中的切換頻率fsw。在本實施例，在輸入電力為Pth~Pmax的範圍的第2模式，係採用切換頻率fsw比諧振頻率fr高的諧振特性的遲相側，在輸入電力為Pth~Pmin的範圍的第1模式，係以切換頻率fsw比諧振頻率fr低的固定頻率予以動作。
圖10b，係針對本實施例中的輸入電力Pin與切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的圖形。在本實施例，於輸入電力Pin為Pmax~Pth的第2模式，係使dutyQ1固定在0.5。於輸入電力Pin為Pth~Pmin的第1模式，係使dutyQ1比0.5低的範圍下予以動作，使dutyQ2比0.5高的範圍下予以動作。
此外，於本實施例亦如同實施例1、實施例2，在閾值電力Pth附近微調整輸入電力Pin的情況下，切換頻率fsw會連續驟變。此情況下，係為了抑制切換頻率fsw的驟變，在予以從第1模式變化至第2模式的閾值電力、及予以從第2模式變化至第1模式的閾值電力之間，設置調節感度(遲滯)者為佳。
接著，利用圖11，而說明流於切換元件Q1、Q2與諧振線圈Lr的電流的關係。圖11a、圖11b，係分別示出在示於圖9、圖10的動作點1、動作點2的動作波形。切換元件Q1、Q2係成為將取決於諧振線圈Lr與諧振電容器Cr1、Cr2的諧振電流遮斷的動作。
圖11c，係示出在示於圖9、圖10的動作點3的動作波形，保持與動作點2同輸入電力下，示出使切換頻率fsw降低至比諧振頻率fr低的f7的條件下的動作波形。f7比fr低，故成為以下動作：在切換元件Q1、Q2的切換半週期內，諧振電流流動半週期以上。
圖11d，係示出在示於圖9、圖10的動作點4的動作波形，示出從動作點3進一步縮小輸入電力時的動作波形。如示於圖11d，使切換元件Q1的導通時間比率dutyQ1減少的效果，使得流於諧振線圈Lr的有效電流減少，故輸入電力減少。於此，將dutymin設定為0的情況下，切換元件Q1的導通時間比率dutyQ1成為0時，輸入電力亦成為0。
以上，如所說明，在本實施例，係如同實施例1、2，可使寬的負載範圍下的動作為可能，同時可減低輕負載時的切換頻率，可提高輕負載時的效率。
另外，於第1模式，於使切換元件Q2的導通時間比率dutyQ2增加，使切換元件Q1的導通時間比率dutyQ1減低的情況下，亦獲得記於本實施例的效果。此外，於本發明，在Pth附近微調整輸入電力Pin的情況 下，切換頻率fsw會連續驟變，惟該情況下係使Pth具有寬度，在切換點予以具有遲滯特性使得可抑制切換頻率fsw的驟變。
〔實施例4〕
接著，說明有關實施例4。基本的構成，係如同實施例1，惟在本實施例，係在第1模式時，使切換頻率fsw減低至諧振頻率fr以下的範圍，且於第1模式，使切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2一起比0.5低的範圍下予以動作，從而調整輸入電力。
利用圖12~圖14，而說明有關本實施例中的電源裝置1的動作。
圖12a，係針對本實施例中的輸入電力Pin與切換頻率fsw的關係作了繪示的概念圖。於同圖，Pmin係最小輸入電力，Pth係閾值電力，Pmax係額定輸入電力，f1係第2模式中的切換頻率fsw的上限值，f2係額定電力輸出時的切換頻率，f8係第1模式中的切換頻率fsw。
在本實施例，係如同實施例3，於第1模式，使切換頻率fsw減低至諧振頻率fr以下的範圍，以固定頻率予以動作。首先，額定電力Pmax輸入於電源裝置1時，係切換頻率fsw係以比諧振頻率fr高的範圍動作。之後，使切換頻率fsw增加，從而縮小輸入電力Pin。並且，輸入電力Pin到達閾值電力Pth時，使切換頻率fsw 轉移往比諧振頻率fr低的f8。此時，在本實施例，係於第1模式，使切換頻率fsw以固定頻率f8動作，使切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2變化。
圖12b，係針對本實施例中的輸入電力Pin與切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的概念圖。在本實施例，在輸入電力Pin為Pmax~Pth的第2模式，係切換元件Q1、Q2一起使導通時間比率固定在0.5。並且，在輸入電力Pin比Pth低的第1模式，係使切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2一起減少，dutyQ1、dutyQ2到達dutymin時，到達下限輸入電力Pmin。
圖13a，係針對切換頻率fsw與輸入電力Pin的關係，與諧振電路30的諧振特性一併作繪示的圖形。於同圖，Pth係閾值電力，Pmax係額定輸入電力，f1係第2模式中的切換頻率fsw的上限值，f2係額定電力輸出時的切換頻率，f8係第1模式中的切換頻率fsw。在本實施例，在輸入電力為Pth~Pmax的範圍的第2模式，係採用切換頻率fsw比諧振頻率fr高的諧振特性的遲相側，在輸入電力為Pth~Pmin的範圍的第1模式，係以切換頻率fsw比諧振頻率fr低的固定頻率予以動作。
圖13b，係針對本實施例中的輸入電力Pin與切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2的關係作了繪示的圖形。在本實施例，於輸入電力Pin為Pmax~Pth的第2模式，係使dutyQ1固定在0.5，於輸入 電力Pin為Pth~Pmin的第1模式，係使dutyQ1、dutyQ2一起比0.5低的範圍下予以動作。
此外，於本實施例亦如同實施例1~實施例3，在閾值電力Pth附近微調整輸入電力Pin的情況下，切換頻率fsw會連續驟變。此情況下，係為了抑制切換頻率fsw的驟變，在予以從第1模式變化至第2模式的閾值電力、及予以從第2模式變化至第1模式的閾值電力之間，設置調節感度(遲滯)者為佳。
接著，利用圖14，而說明流於切換元件Q1、Q2與諧振線圈Lr的電流的關係。圖14a、圖14b，係分別示出在示於圖12、圖13的動作點1、動作點2的動作波形。切換元件Q1、Q2，係成為將取決於諧振線圈Lr與諧振電容器Cr的諧振電流遮斷的動作。
圖14c，係示出在示於圖12、圖13的動作點3的動作波形，示出保持與動作點2同輸入電力下使切換頻率fsw降低至比諧振頻率fr低的f8的條件下的動作波形。f8比fr低，故成為以下動作：在切換元件Q1、Q2的切換半週期內，諧振電流流動半週期以上。
圖14d，係示出在示於圖12、圖13的動作點4的動作波形，示出從動作點3進一步縮小輸入電力時的動作波形。如示於圖13d，使切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、Q2減少的效果，使得流於諧振線圈Lr的有效電流減少，故輸入電力減少。並且，切換元件Q1、Q2的導通時間比率dutyQ1、Q2成為0時，輸入電力亦成 為0。
以上，如所說明，在本實施例，係如同實施例1~3，可使寬的負載範圍下的動作為可能，同時可減低輕負載時的切換頻率，可提高輕負載時的效率。此外，於本發明，在Pth附近微調整輸入電力Pin的情況下，切換頻率fsw會連續驟變，惟該情況下係使Pth具有寬度，在切換點予以具有遲滯特性使得可抑制切換頻率fsw的驟變。
〔實施例5〕
圖15，係實施例5中的電源裝置2的電路構成圖。此電源裝置2，係由輸入直流電源10的電壓的切換電路21、諧振電路31、整流電路24、來自整流電路的輸出電力檢測手段41、控制切換電路所具備的切換元件的導通/關斷狀態的控制部50、及負載60而構成，從直流電源10對負載60供電。
切換電路21，係並聯連接將上橋臂切換元件Q1與下橋臂切換元件Q2在節點Nd5串聯連接的切換腳22、及將上橋臂切換元件Q3與下橋臂切換元件Q4在節點Nd6串聯連接的切換腳23，使切換腳21、22的兩端間，亦即使節點Nd1、Nd2間為切換電路21的輸入，使節點Nd5、Nd6間為切換電路21的輸出。此切換電路21，係與實施例1的切換電路20相比，具有切換元件的耐壓變低如此的優點。
在切換電路21的輸出，係連接著：諧振線圈Lr、變換器Tr的繞組N1、及諧振電容器Cr。於此，與繞組N1並聯地，定義變換器Tr的勵磁電感Lm。於此，於本實施例的電源裝置2，諧振線圈Lr與諧振電容器Cr，係存在於切換電路21的輸出、及平滑電容器C1之間即可，例如亦可將諧振線圈Lr與繞組N2串聯地插入。此外，在諧振線圈Lr方面，可利用變換器Tr的漏電感。
與繞組N1磁耦合的繞組N2，係連接於橋接了二極體D3~D6的整流電路24的輸入，在整流電路24的輸出係連接著平滑電容器C1。負載60，係並聯連接於平滑電容器C1，電源裝置2，係將從直流電源10輸入的電力兩端至平滑電容器C1的兩端。在平滑電容器C1，係連接著輸出電力檢測手段41，電力檢測手段41，係連接於控制部50。
此電源裝置2，係藉被全橋接的切換元件Q1~Q4，而對繞組N1施加電壓，將產生於繞組N2的電壓經由二極體D3~D6而施加於平滑電容器C1並輸出至負載60。
此切換電路21，係上橋臂側的切換元件Q1、Q3與下橋臂側的切換元件Q2、Q4相互進行相反的導通/關斷驅動，使得可實現示於實施例1~4的與切換元件Q1及切換元件Q2的導通/關斷驅動同樣的電路動作。
此外，縮小示於實施例3、4的導通時間比率時，係應用使切換腳21的導通/關斷驅動、及切換腳22 的導通/關斷驅動的相位偏移的一般的相移方式，使得可實現使示於實施例3、4的Q1的導通時間比率dutyQ1、dutyQ2可變的動作。
以上，如所說明，本發明之電源裝置，係具備直流電源、將來自前述直流電源的直流電壓轉換成交流電壓的切換電路、控制前述切換電路的動作的控制部、及由諧振線圈Lr、及諧振電容器Cr所成諧振電路，前述控制部，係在往前述切換電路的輸入電力Pin比既定的閾值電力Pth小的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率fsw變比前述諧振電路的諧振頻率fr低的第1模式，往前述切換電路的輸入電力Pin比既定的閾值電力Pth大的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率fsw變比諧振頻率fr高的第2模式。藉此，可使寬的輸出電力範圍下的動作為可能，同時可減低輕負載時的切換頻率的增加，獲得高的效率。
本發明，係可廣泛應用於使電流從高頻切換電路流至具備諧振要素的電路的裝置而獲得效果。例如，可廣泛應用於感應加熱裝置、LED照明、轉換太陽能電池、燃料電池的電力的轉換器、伺服器等的資訊機器用電源、電動汽車的充電器、DC-DC轉換器、非接觸供電裝置、X線管用電源、雷射加工機用電源、電池充放電用的雙向轉換器等採用高頻逆變器的諧振型的電源裝置。
1‧‧‧電源裝置
10‧‧‧直流電源
20‧‧‧切換電路
30‧‧‧諧振電路
40‧‧‧電力檢測手段
50‧‧‧控制部
Cr1、Cr2‧‧‧諧振電容器
D1、D2‧‧‧二極體
Lr‧‧‧諧振線圈
Nd1、Nd2、Nd3、Nd4‧‧‧節點
Q1、Q2‧‧‧切換元件

Claims (9)

  1. 一種電源裝置，特徵在於：具備：直流電源、將來自前述直流電源的直流電壓轉換成交流電壓的切換電路、連接於前述切換電路的交流端子間的由諧振電容器及諧振電感器所成之諧振電路、及控制前述切換電路的動作的控制部；前述控制部，係往前述切換電路的輸入電力比既定的閾值電力小的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率變比前述諧振電路的諧振頻率低的第1模式，往前述切換電路的輸入電力比既定的閾值電力大的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率變比前述諧振電路的諧振頻率高的第2模式。
  2. 如申請專利範圍第1項之電源裝置，其中，前述切換電路，係具備將第1、第2切換元件串聯連接的第1切換腳、及將第1、第2諧振電容器串聯連接且並聯連接於前述第1切換腳的第1諧振電容器串聯連接體，使前述第1切換腳的兩端間為直流端子間，使前述第1、第2切換元件的串聯連接點、及前述第1、第2諧振電容器的串聯連接點之間為交流端子間。
  3. 如申請專利範圍第1項之電源裝置，其中，前述切換電路，係具備將第3、第4切換元件串聯連接的第2切換腳、及將第5、第6切換元件串聯連接且並聯連接於前述第2切換腳的第3切換腳，使前述第2切換腳的兩端間為直流端子間，使前述第3、第4切換元件的串聯連接 點與前述第5、第6切換元件的串聯連接點之間為交流端子間。
  4. 如申請專利範圍第1至3中任一項的電源裝置，其中，控制部，係於第1模式，藉調整前述切換電路的切換頻率從而調整輸出電力。
  5. 如申請專利範圍第1至4中任一項的電源裝置，其中，控制部，係於第1模式，藉調整前述切換電路的導通時間比率從而調整輸出電力。
  6. 如申請專利範圍第1至5中任一項的電源裝置，其中，控制部，係於第1模式，藉調整前述切換電路的導通時間從而調整輸出電力。
  7. 如申請專利範圍第1至6中任一項的電源裝置，其中，在前述切換電路的輸出具備感應加熱用線圈。
  8. 一種電源裝置，特徵在於：具備：直流電源、將來自前述直流電源的直流電壓轉換成交流電壓的切換電路、連接於前述切換電路的輸出的1次繞線、使前述1次繞線與2次繞線磁耦合的變換器、將前述2次繞線的電流作整流的整流電路、串聯連接於前述切換電路的輸出與前述整流電路的輸入之間的諧振電容器及諧振電感器、及控制前述切換電路的動作的控制部；前述控制部，係來自前述電源裝置的輸出電力比既定的閾值電力小的情況下，控制為前述切換電路的切換頻率變比前述諧振電路的諧振頻率低的第1模式，來自前述電源裝置的輸出電力比既定的閾值電力大的 情況下，控制為前述切換電路的切換頻率變比前述諧振電路的諧振頻率高的第2模式。
  9. 一種電源裝置，特徵在於：具備：直流電源、將來自前述直流電源的直流電壓轉換成交流電壓的切換電路、連接於前述切換電路的交流端子間的由諧振電容器及諧振電感器所成之諧振電路、及控制前述切換電路的動作的控制部；前述控制部，係利用使切換頻率fsw減少而減少輸入電壓的第1模式、及使切換頻率fsw增加而使輸入電壓減少的第2模式雙方而控制前述輸入電壓。
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