KR101339172B1 - 제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법 그리고 이를 이용한 스위칭 제어기 및 역률보정 제어기 - Google Patents

제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법 그리고 이를 이용한 스위칭 제어기 및 역률보정 제어기 Download PDF

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Abstract

제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법 그리고 이를 이용한 스위칭 제어기 및 역률보정 제어기가 개시된다. 본 입력 전압에 의해 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 제어하여 역률보정 제어기의 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 제어방법은, 상기 역률보정 제어기가 임계전도모드로 제어되도록 상기 인덕터 전류가 0이 되는지 여부를 검출하는 단계; 상기 인덕터 전류의 RMS값이 기설정된 값보다 낮아지는 상태를 검출하는 단계; 상기 인덕터 전류의 RMS값이 상기 기설정된 값보다 낮아지지 않은 상태에서 상기 인덕터 전류가 0이 되면, 상기 역률보정제어기가 임계전도모드로 제어되는 상태가 유지되도록 상기 전력 스위치를 턴-온시키는 단계; 및 상기 인덕터 전류의 RMS값이 상기 기설정된 값보다 낮아진 상태에서 상기 인덕터 전류가 0이 되면, 상기 역률보정제어기가 불연속전도모드로 제어되는 상태로 변환되도록 상기 전력 스위치의 턴-온 타이밍을 딜레이시키는 단계;를 포함한다. 이에 의해, 플라이백 컨버터를 이용하여 역률보정 회로를 임계전도모드로 동작시킬 때, 인덕터 전류를 감지하여 순수 정현파 형태를 벗어나는 영전류 부근에서 제어모드가 변환되도록 함으로써 역률보정 회로의 역률이 개선되고 전고조파 왜곡 문제를 완화시킬 수 있게 된다.

Description

제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법 그리고 이를 이용한 스위칭 제어기 및 역률보정 제어기{Method for controlling switching by changing control mode and switching controller and PFC controller using the same}
본 발명은 제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법 및 이를 이용한 스위칭 제어기 및 역률보정 제어기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 역률보정 제어기의 제어모드를 변환시켜 역률을 개선하고 왜곡발생을 저감시키기 위한 제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법 및 이를 이용한 스위칭 제어기 및 역률보정 제어기에 관한 것이다.
일반적으로, 스위칭 모드 전원 공급장치(SMPS : Switched-Mode Power Supply)는 MOSFET(Metal Oxide Silicon Field Effect Transistor) 등의 반도체 전력 스위치를 이용하여 입력전압을 직류전원 형태의 출력 전압으로 변환함과 동시에 부궤환 제어에 의해 출력 전압을 제어하는 직류 안정화 전원을 의미한다. 이러한 스위칭 모드 전원 공급장치로 DC-DC 컨버터를 이용한 역률보정 회로가 이용되고 있으며, 반도체 전력 스위치의 사용으로 인하여 종래의 선형 제어 방식의 안정화 전원에 비해 고효율, 소형화, 경량화에 장점을 가지는 이유로, 조명 기기, 생활 가전 등 대부분의 전자/통신기기에 적용되고 있다.
한편, 이러한 전자/통신기기에 일반적으로 많이 사용되는 솔루션 중 하나는 플라이백 컨버터를 이용하여 역률보정 회로를 임계전도모드(CRM:CRitical conduction Mode)로 동작시키는 것이며, 이는 구조가 단순하고 구현이 간단하며 우수한 성능을 가진다는 장점이 있다. 반면, 임계전도모드와 플라이백 컨버터의 조합시, 역률보정 회로에 고전압이 인가되면 반사 전압에 의해 전고조파 왜곡(THD:Total Harmony Distortion)이 발생하고 역률이 감소한다는 문제가 있다.
이에 대한 구체적인 설명을 위해 도 1 내지 도 3을 참조하기로 한다.
도 1은 종래기술에 따른 임계전도모드 하에서의 인덕터 전류 파형을 도시한 도면이고, 도 2는 반사 전압을 고정했을 때의 입력 전압 크기에 따른 입력 전류의 변화를 도시한 도면이며, 도 3은 정현파 형태의 입력전압 대비 입력전류의 모습을 도시한 도면이다.
도 1을 참고하여 입력 전류와 인덕터 전류 간의 상관관계를 나타내면 아래와 같다.
Figure 112013031354611-pat00001
여기서,
Figure 112013031354611-pat00002
는 입력 전류를 의미하고,
Figure 112013031354611-pat00003
는 인덕터 전류를 의미한다.
한편, 반사 전압(VR)이란 플라이백 컨버터의 출력 전압과 2차측 정류 다이오드 양단 전압의 합에 권선비(n)가 곱해지는 전압이고, 듀티(d)는 입력 전압(VIN)과 반사 전압(VR) 간의 입력 전압비에 따라 결정되며, 구체적으로는 아래 수학식 2 및 수학식 3으로 표현된다.
Figure 112013031354611-pat00004
Figure 112013031354611-pat00005
여기서,
Figure 112013031354611-pat00006
은 플라이백 컨버터의 출력 전압,
Figure 112013031354611-pat00007
는 2차측 정류 다이오드의 양단 전압, 그리고,
Figure 112013031354611-pat00008
는 입력 전압을 의미한다.
이상의 수학식들을 정리해볼 때 위상별 입력 전류 IIN(θ)는 아래의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있게 된다.
Figure 112013031354611-pat00009
즉, 입력 전류 IIN(θ)가 반사 전압 VR에 의한 영향을 받아 왜곡될 수 있으며 정현파 형태로 표현되지 않을 수 있다는 것을 의미한다.
이는 도 2에 도시된 바와 같이 반사 전압 VR을 고정시켰을 때, 입력 전압이 클수록 더욱 심화되며, 도 3에 도시된 바와 같이, 특히, 고전압에서는 임계전도모드에서의 입력 전류 파형(B)이 순수 정현파(A)와 비교할 때 영전류 부근(C)에서 더욱 급격한 기울기를 가지게 된다.
한편, 입력 전압은 순수 정현파 형태를 가지기 때문에 입력 전류와 입력 전압 간의 파형의 변화 또는 파형의 차이는 역률을 감소시키고 전고조파 왜곡이 되는 원인이 된다.
따라서, 임계전도모드에서 플라이백 컨버터를 구동시킬 때, 반사 전압에 의한 전고조파 왜곡 문제를 해소하기 위한 방안의 모색이 요청된다.
본 발명은 상기와 같은 문제를 해결하기 위해 안출된 것으로, 본 발명의 목적은 반사 전압에 의한 전고조파 왜곡 문제를 해소하기 위한 제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법 및 이를 이용한 스위칭 제어기 및 역률보정 제어기를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 입력 전압에 의해 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 제어하여 역률보정 제어기의 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 제어방법은, 상기 역률보정 제어기가 임계전도모드(CRM : CRitical conduction Mode)로 제어되도록 상기 인덕터 전류가 0이 되는지 여부를 검출하는 단계; 상기 인덕터 전류의 RMS값이 기설정된 값보다 낮아지는 상태를 검출하는 단계; 상기 인덕터 전류의 RMS값이 상기 기설정된 값보다 낮아지지 않은 상태에서 상기 인덕터 전류가 0이 되면, 상기 역률보정제어기가 임계전도모드(CRM : CRitical conduction Mode)로 제어되는 상태가 유지되도록 상기 전력 스위치를 턴-온시키는 단계; 및 상기 인덕터 전류의 RMS값이 상기 기설정된 값보다 낮아진 상태에서 상기 인덕터 전류가 0이 되면, 상기 역률보정제어기가 불연속전도모드(DCM : Discontinuous Conduction Mode)로 제어되는 상태로 변환되도록 상기 전력 스위치의 턴-온 타이밍을 딜레이시키는 단계;를 포함한다.
본 실시예에 따른 스위칭 제어방법은, 상기 역률보정제어기가 불연속전도모드로 제어되는 상태에서 상기 인덕터 전류의 RMS값이 상기 기설정된 값보다 높아지고 상기 인덕터 전류가 0이 되면, 상기 역률보정제어기가 임계전도모드(CRM : CRitical conduction Mode)로 제어되는 상태로 변환되도록 상기 전력 스위치를 즉시 턴-온시키는 단계;를 더 포함할 수 있다.
한편, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 역률보정 제어기는 교류 전원을 입력받아 노이즈를 제거하고 직류전원으로 정류하는 브리지 다이오드가 구비되는 정류부; 상기 정류부에서 정류된 직류전원이 전달되는 1차측 코일과 출력 전압이 생성되는 2차측 코일로 구성된 트랜스포머, 상기 트랜스포머에 의해 2차측 전압이 생성되면 상기 2차측 전압을 정류화하여 부하로 공급하는 다이오드 및 커패시터, 그리고, 상기 1차측 코일에 연결되어 상기 1차측 코일에 발생되는 인덕터 전류를 제어하는 전력 스위치를 포함하는 컨버터부; 및 상기 인덕터 전류를 감지하여 상기 인덕터 전류가 기설정된 조건을 만족하면 상기 컨버터부의 제어모드가 임계전도모드(CRM : CRitical conduction Mode)에서 불연속전도모드(DCM : Discontinuous Conduction Mode)로 변환되도록 하는 스위치 제어기;를 포함한다.
여기서, 상기 기설정된 조건은, 상기 임계전도모드 상태에서 상기 인덕터 전류의 RMS값의 최대치를 기준으로 한 상기 인덕터 전류의 RMS값이 특정 레벨 이하로 낮아진 조건일 수 있다.
또한, 상기 기설정된 조건은, 동일한 시구간을 기준으로, 순수 사인 곡선을 가지는 상기 교류 전원의 입력전압 그래프와 상기 인덕터 전류의 RMS값을 나타내는 그래프를 오버랩시켰을 때 교차하는 지점의 시간일 수 있다.
그리고, 상기 교차하는 지점의 시간은, 상기 인덕터 전류의 RMS값을 나타내는 그래프의 피크치가 상기 교류 전원의 입력 전압 그래프의 피크치 대비 기설정된 비율이 되도록 하여 상기 그래프들을 오버랩시킨 후 교차하는 지점의 시간일 수 있다.
한편, 본 실시예에 따른 역률보정 제어기는, 상기 전력 스위치가 턴-온되거나 턴-오프되었을 때 발생되는 전압 스파이크 또는 전류 스파이크를 억제하기 위해, 상기 1차측 코일의 양단에 연결되는 스너버 회로부;를 더 포함할 수 있다.
한편, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 입력 전압에 의해 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 제어하여 역률보정 제어기의 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어기는, 톱니파를 생성하는 톱니파 생성부; 상기 역률보정 제어기의 출력 전압의 오차를 검출하여 증폭하는 오차증폭기; 상기 톱니파와 상기 증폭된 오차를 비교하는 PWM(Pulse Width Mmodulation) 비교기; 상기 스위치 제어기가 임계전도모드(CRM : CRitical conduction Mode)로 동작하여 상기 전력 스위치를 제어하도록 상기 인덕터 전류가 0이 되는지 여부를 검출하는 영전류 검출부; 및 상기 영전류 검출부에서 출력되는 신호 및 상기 PWM 비교기에서 출력되는 신호를 기초로 상기 전력 스위치를 구동시키기 위한 PWM 구동신호를 생성하는 게이트 구동부;를 포함한다.
또한, 본 실시예에 따른 스위치 제어기는, 상기 인덕터 전류의 RMS값을 검출하는 전류량 검출부; 및 상기 전류량 검출부에서 검출된 상기 인덕터 전류의 RMS값을 기초로, 상기 영전류 검출부에서 출력되는 신호가 지연되어 상기 스위치 제어기가 불연속전도모드(DCM : Discontinuous Conduction Mode)로 동작하도록 하는 지연부;를 더 포함할 수 있다.
그리고, 상기 전류량 검출부는, 상기 영전류 검출부에 연결되며, 상기 영전류 검출부로 출력되는 전류값을 검출함으로써 상기 인덕터 전류의 RMS값을 검출할 수 있다.
이와 같이, 플라이백 컨버터를 이용하여 역률보정 회로를 임계전도모드로 동작시킬 때, 인덕터 전류를 감지하여 순수 정현파 형태를 벗어나는 영전류 부근에서 제어모드가 변환되도록 함으로써 역률보정 회로의 역률이 개선되고 전고조파 왜곡 문제를 완화시킬 수 있게 된다.
도 1은 종래기술에 따른 임계전도모드 하에서의 인덕터 전류 파형을 도시한 도면이다.
도 2는 반사 전압을 고정했을 때의 입력 전압 크기에 따른 입력 전류의 변화를 도시한 도면이다.
도 3은 정현파 형태의 입력전압 대비 입력전류의 모습을 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법을 설명하기 위해 제공되는 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법을 설명하기 위해 제공되는 흐름도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 역률보정 제어기를 도시한 도면이다.
도 7은 모드변환이 가능하도록 하기 위한 스위치 제어기의 부분 블록도를 도시한 도면이다.
도 8은 스위치 제어기의 내부 회로도를 도시한 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명에 대해 보다 상세히 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법을 설명하기 위해 제공되는 흐름도이고, 도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 제어모드 변환을 통한 스위칭 제어방법을 설명하기 위해 제공되는 흐름도이다.
이러한 실시예들에 의하면, 플라이백 컨버터를 사용하여 임계전도모드(CRM:CRitical conduction Mode)로 동작하는 역률보정 제어기에서, 역률보정 제어기가 계속적으로 임계전도모드만으로 동작하지 않고 역률개선과 전고조파 왜곡방지를 위해 인덕터 전류가 입력전원의 파형인 정현파 형태를 추종할 수 있도록, 부분적으로 불연속전도모드(DCM : Discontinuous Conduction Mode)로 동작하게 된다.
임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환되는 과정에 대해 살펴보면, 우선, 역률보정 제어기가 임계전도모드로 동작하면서(S110), 인덕터 전류의 순시값과 RMS(Root Mean Square)값을 검출하게 된다(S120).
역률보정 제어기는 검출된 순시값이 0인 상태에서(S130-Y), 검출된 RMS값이 기설정된 값보다 낮은지 여부를 확인하고(S140), 검출된 RMS값이 기설정된 값보다 낮지 않은 경우(S150-N) 전력 스위치를 즉시 턴-온시켜(S150) 기존의 임계전도모드가 그대로 유지되도록 한다(S110).
반면, 역률보정 제어기는 검출된 RMS값이 기설정된 값보다 낮은 경우(S140-Y) 소정 기간 딜레이가 된 후 전력 스위치가 턴-온되도록 하여(S160) 역률보정 제어기가 불연속전도모드 하에서 제어되도록 하게 된다(S170).
한편, 이와 같이 임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환되는 구간은, 도 3을 기준으로 할 때 두 개의 C 영역 중 우측에 위치한 C 영역 부분에 해당한다. 즉, C 영역 부분에서는 인덕터 전류의 RMS값이 입력 전원인 정현파 형태를 추종할 수 있도록 하기 위해 전력 스위치가 곧바로 턴-온되지 않고 딜레이를 가진 후 턴-온되도록 하여 인덕터 전류의 RMS값을 급격히 낮출 필요가 있게 되는 것이다.
여기서, 기설정된 값이란, 임계전도모드 상태에서 인덕터 전류의 RMS값의 최대치를 기준으로 한 상기 인덕터 전류의 RMS값이 특정 레벨 이하로 낮아진 값일 수 있다. 예를 들어, 특정 레벨이 70%라면, 도 3을 기준으로 할 때, RMS값의 최대치는 0.36 정도이므로 역률보정 제어기는 현재의 RMS값이 0.36의 70%인 0.252가 되었을 때 임계전도모드가 불연속전도모드로 변환되도록 할 수 있을 것이다.
물론, 70%라는 수치는 설명의 편의를 위한 것에 불과하며 이와 다른 수치로 설정되도록 구현하는 경우도 상정할 수 있을 것이다.
또한, 기설정된 값이란, 동일한 시구간을 기준으로, 순수 사인 곡선을 가지는 교류 전원의 입력전압 그래프와 인덕터 전류의 RMS값을 나타내는 그래프를 오버랩시켰을 때 교차하는 지점의 시간일 수 있다. 예를 들어, 도 3을 기준으로 할 때, 순수 사인 곡선인 A 그래프와 인덕터 전류의 RMS값을 나나태는 B 그래프가 동일한 시구간(0~0.0082)을 기준으로 오버랩되었을 때, 약 0.0076 부근에서 양 그래프가 교차하므로, 역률보정 제어기는 이 시점부터 임계전도모드가 불연속전도모드로 변환되도록 할 수 있을 것이다.
뿐만 아니라, 기설정된 값이란, 인덕터 전류의 RMS값을 나타내는 그래프의 피크치가 교류 전원의 입력 전압 그래프의 피크치 대비 기설정된 비율이 되도록 하여 두 그래프들을 오버랩시킨 후 교차하는 지점의 시간일 수 있다. 예를 들어, 도 2에 도시된 바와 같이 인덕터 전류의 RMS값의 피크치는 입력전압에 좌우되므로, 도 3처럼 입력전압의 피크치를 1로 하고 인덕터 전류의 RMS값의 피크치를 약 0.35로 한 후 두 그래프들을 오버랩시키면, 약 0.0076 부근에서 양 그래프가 교차하므로, 역률보정 제어기는 이 시점부터 임계전도모드가 불연속전도모드로 변환되도록 할 수 있을 것이다. 즉, 입력전압의 피크치 대비 인덕터 전류의 RMS값의 피크치를 0.35로 고정하고 1주기의 시구간을 동일하게 하여 양 그래프가 교차하는 지점을 찾는 것이다.
물론, 이상에서 설명한 부분은 임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환하여 우측 C부분의 경사를 변형시켜 정현파에 추종되도록 하기 위한 예시적 사항에 불과하기 때문에, 다른 변수와 비교하지 않고 단순히 인덕터 전류의 RMS값이 특정값 이하이면 임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환하도록 구현할 수도 있을 것이다.
한편, 불연속전도모드에서 임계전도모드로 변환하는 과정도 이상에서 설명한 임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환되는 과정으로부터 유추가능하다.
도 5에 대해 설명하면, 우선, 역률보정 제어기가 불연속전도모드로 동작하면서(S210), 인덕터 전류의 순시값과 RMS값을 검출하게 된다(S220).
역률보정 제어기는 검출된 순시값이 0인 상태에서(S230-Y), 검출된 RMS값이 기설정된 값보다 높은지 여부를 확인하고(S240), 검출된 RMS값이 기설정된 값보다 높지 않은 경우(S250-N) 전력 스위치를 딜레이한 후 턴-온시켜(S250) 기존의 불연속전도모드가 그대로 유지되도록 한다(S210).
반면, 역률보정 제어기는 검출된 RMS값이 기설정된 값보다 높은 경우(S240-Y) 소정 기간의 딜레이 없이 즉시 전력 스위치가 턴-온되도록 하여(S260) 역률보정 제어기가 임계전도모드 하에서 제어되도록 하게 된다(S270).
한편, 이와 같이 불연속전도모드에서 임계전도모드로 변환되는 구간은, 도 3을 기준으로 할 때 두 개의 C 영역 중 좌측에 위치한 C 영역 부분에 해당한다.
이하에서는, 이와 같이 임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환하고 불연속전도모드에서 임계전도모드로 변환하기 위한 역률보정 제어기의 구성에 대해 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 역률보정 제어기를 도시한 도면이다. 본실시예에 따른 역률보정 제어기는 플라이백 컨버터를 이용하여 구현하는 것으로 상정하기로 한다.
본 실시예에 따른 역률보정 제어기는 정류부(110), 스너버 회로부(120), 트랜스포머(130) 및 스위치 제어기(140)를 포함하도록 구성된다. 후술할 트랜스포머(130), 다이오드(D5), 커패시터(C2) 및 전력 스위치(Q1)은 플라이백 컨버터를 구성한다.
정류부(110)는 4개의 다이오드(D1, D2, D3, D4)로 된 브릿지 다이오드 및 1개의 커패시터(C1)로 구성되어 상호 병렬로 연결되며, 정류부(110)는 교류 전원(VAC)을 입력받아 전파 정류(full rectified)한 후 노이즈를 제거하는 역할을 한다. 즉, 정류부(110)에 의해 정류된 입력전원(VIN)은 전파 정류된 정현파 형태를 가지게 된다.
정류부(110)에 의해 정류된 입력전원(VIN)은 스너버 회로부(120)로 전달된다. 스너버 회로부(120)는 전력 스위치가 턴-온되거나 턴-오프되었을 때 발생되는 전압 스파이크 또는 전류 스파이크를 억제하기 위한 용도로 사용된다.
스너버 회로부(120)는 양단이 트랜스포머(130)의 1차측 코일(L1)과 연결된다. 여기서, 1차측 코일(L1)과 병렬 연결된 코일은 등가모델을 나타낼 때의 자화 인덕턴스(Lm)를 표시하기 위한 코일이고, 1차측 코일(L1)과 직렬 연결된 코일은 등가모델을 나타낼 때의 누설 인덕턴스(Ll)를 표시하기 위한 코일이다.
한편, 1차측 코일(L1)의 일단은 누설 인덕턴스(Ll) 및 스너버 회로부(120)의 일단과 연결되고, 1차측 코일(L1)의 타단은 스너버 회로부(120)의 타단 및 전력 스위치(Q1)의 드레인 전극에 연결된다.
트랜스퍼머(130)의 2차측 코일(L2)은 출력 전압이 생성되는 2차측에 위치하여 1차측 코일(L1)과 2차측 코일(L2)의 권선비(N1:N2)에 따라 입력 전압을 출력 전압으로 변환하여 생성한다.
2차측 코일(L2)의 일단은 정류 다이오드(D5)의 애노드 전극과 연결되고, 타단은 출력 커패시터(C2)의 일단과 연결되며, 정류 다이오드(D5)의 캐소드 전극은 출력 커패시터(C2)의 타단과 연결된다.
이러한 정류 다이오드(D5)는 전력 스위치(Q1)의 턴-온, 턴-오프에 따라 도통되거나 OFF되며 2차측 코일(L2)에 흐르는 전류를 정류하여 출력단의 부하 또는 출력 커패시터(C2)로 전달한다.
출력 커패시터(C2)는 정류 다이오드(D5)로부터 전달받은 에너지를 저장하거나 출력단으로 전달하는 역할을 하게 된다.
전력 스위치(Q1)의 소스 전극은 감지 저항(R1)의 일단에 연결되고 이러한 감지 저항(R1)의 타단은 정류부(110)의 타단 및 접지에 연결된다.
한편, 전력 스위치(Q1)의 게이트 전극에는 스위치 제어기(140)로부터 인가되는 게이트 전압이 생성되며, 스위치 제어기(140)의 제어동작에 따라 전력 스위치(Q1)의 동작이 제어됨으로써 궁극적으로 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류가 제어되게 된다.
보조 전압(VAUX)을 따르고 저항(R1)과 커패시터(C3)의 사이의 ZCD핀에 발생하는 전압을 영교차전압이라고 하며 커패시터(C3)는 영교차전압의 노이즈를 제거하는 역할을 한다. 이러한 ZCD핀으로 유출되는 전류량은 1차측 코일(L1)에 발생하는 전류량을 따르게 되며, 스위치 제어기(140)는 ZCD핀으로 유출되는 전류량을 기초로 인덕터 전류인 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류를 측정하게 되고, 이를 통해 역률보정 제어기가 임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환가능하거나 불연속전도모드에서 임계전도모드로 변환가능하도록 전력 스위치(Q1)를 제어하게 된다. 이에 대한 구체적인 설명을 위해 도 7 및 도 8을 참조하기로 한다.
우선, 도 7은 모드변환이 가능하도록 하기 위한 스위치 제어기(140)의 부분 블록도를 도시한 도면이다.
도 7에 도시된 바와 같이 모드변환이 가능하도록 하기 위해, 스위치 제어기(140)는 전류검출기(260), 비교기(280) 및 지연부(290)를 포함하도록 구성될 수 있다.
전류검출기(260)는 ZCD 핀에 대한 신호(SZCD)를 수신하여 전술한 ZCD 핀으로 유출되는 전류량을 검출하기 위한 목적으로 사용된다.
전류검출기(260)에서 검출된 전류량에 대한 정보는 비교기(280)로 전달된다.
비교기(280)는 검출된 전류량에 대한 신호와 기준 신호(SREF)를 비교하여 검출된 전류량에 대한 신호와 기준 신호(SREF)가 동일한지 여부를 체크한다. 기준 신호(SREF)는 1차측 코일(L1)에 흐르는 전류량이 전술한 기설정된 값이 되는 조건에 해당하는 신호가 된다. 예를 들어, 1차측 코일(L1) A라는 양의 전류가 발생할 때 임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환하는 것으로 세팅된 경우, 이러한 기준 신호(SREF)는 1차측 코일(L1)에 흐르는 전류량이 전류량이 A인 경우에 해당하는 신호가 된다.
비교기(280)는 비교 결과에 대한 신호를 지연부(290)로 전달하고, 지연부(290)는 인덕터 전류인 1차측 코일(L1)의 전류가 0이 되었는지 여부에 대한 신호(S영전류)를 후술할 영전류 검출부로부터 수신하며, 비교 결과에 대한 신호를 기초로 이러한 신호(S영전류)를 딜레이시켜 딜레이된 신호(S영전류 _ Delay)
도 8은 이러한 스위치 제어기(140)의 내부 회로도를 도시한 도면이다. 스위치 제어기(140)는 도시된 바와 같이 하나의 IC로 제작되어 총 8개의 핀을 가지도록 형성될 수 있다.
좌측 상단부터 시계방향으로 보면, 우선, VCC 핀(8)은 스위치 제어기(140)에 전원을 공급하여 전력 스위치(Q1)에 구동 전류가 공급되도록 하기 위한 핀이고, GND 핀(6)은 모든 핀들의 그라운드 전위에 사용되도록 하기 위한 핀이며, OUT 핀(7)은 전력 스위치(Q1)의 게이트 구동을 위한 핀으로서 전력 스위치(Q1)를 제어하기 위한 PWM 구동신호(SPWM)로부터 제어신호(VOUT)가 생성되어 출력되는 핀이다.
또한, INV 핀(1)은 출력측 전압(VC)을 나타내는 신호가 입력되는 핀이며, 출력측 전압(VC)은 직류 안정화를 위한 부궤환 용도로 사용된다.
COMP 핀(3)은 후술할 오차증폭기의 출력 신호를 나타내는 핀이고, MOT 핀(2)은 후술한 톱니파 생성부에서 생성되는 톱니파의 슬로프를 설정하기 위한 목적으로 사용되는 핀이며, CS 핀(4)은 전력 스위치(Q1)의 소스단에 연결되어 전력 스위치(Q1)의 드레인 전류값 또는 드레인 전압값을 입력하기 위한 핀이며, CS 핀(4)과 GND 핀(6)의 사이에 전력 스위치(Q1)의 소스단에서의 전류를 감지하기 위한 감지 저항(R1)이 마련될 수 있다.
ZCD 핀(5)은 역률보정 제어기가 임계전도모드 또는 불연속전도모드에서 동작하도록 영전류 검출을 위해 1차측 코일(L1)에서의 전류값을 입력받는 목적으로 사용된다.
한편, 스위치 제어기(140)는 내부적으로 영전류 검출부(210), 과전류 검출부(220), 톱니파 생성부(230), 게이트 구동부(240), 과전압 검출부(250), 전류검출기(260), 오차증폭기(270), 비교기(280) 및 지연부(290)를 포함하도록 구성될 수 있다.
영전류 검출부(210)는 ZCD 핀(5)을 통해 입력된 1차측 코일(L1)의 전류값이 0인지 여부를 검출하기 위한 목적으로 사용된다. 특히, 영전류 검출부(210)는 반전 단자로 입력되는 1차측 코일(L1)측에 대한 신호와 비반전 단자로 입력되는 기준 신호를 비교하여 1차측 코일(L1)의 전류값이 0인지 여부를 검출하는 비교기를 포함하도록 구성될 수 있다.
스위치 제어기(140)는, 영전류 검출부(210)를 통해 1차측 코일(L1)의 전류값이 0인지 검출하고, 이를 통해 역률보정 제어기가, 1차측 코일(L1)의 전류가 0이 된 후에 전력 스위치(Q1)의 스위칭 동작이 수행되도록 하는 임계전도모드 또는 불연속전도모드로 동작되도록 할 수 있게 된다.
과전류 검출부(220)는 CS 핀(4)을 통해 입력된 전력 스위치(Q1)의 드레인 전류값이 기준값을 초과하였는지 여부를 검출하기 위한 목적으로 사용된다. 특히, 과전류 검출부(220)는 비반전 단자로 입력되는 드레인 측에 대한 신호와 반전 단자로 입력되는 기준 신호를 비교하여 전력 스위치(Q1)의 드레인 전류값이 기준값을 초과하는지 여부를 검출하는 비교기를 포함하도록 구성될 수 있다.
과전압 검출부(250)는 INV 핀(1)을 통해 입력되는 출력측 전압(VC)이 기준값을 초과하였는지 여부를 검출하기 위한 목적으로 사용된다. 특히, 과전압 검출부(250)는 비반전 단자로 입력되는 출력측 전압(VC)에 대한 신호와 반전 단자로 입력되는 기준 신호를 비교하여 출력측 전압(VC)이 기준값을 초과하였는지 여부를 검출하는 비교기를 포함하도록 구성될 수 있다.
톱니파 생성부(230)는 MOT 핀(2)을 통해 입력되는 신호를 기초로 전력 스위치(Q1)의 턴-온 기간 동안 특정 기울기로 상승하는 톱니파를 생성한다.
오차증폭기(270)는 INV 핀(1)을 통해 입력되는 출력측 전압(VC)에 관한 신호와 기준 신호 간의 오차를 검출하기 위한 목적으로 사용된다.
한편, 톱니파 생성부(230)에서 출력되는 신호와 오차증폭기(270)에서 출력되는 신호는 각각 PWM 비교기의 비반전 단자와 반전 단자에 입력되며, PWM 비교기에서의 출력신호는 SR 래치를 통해 게이트 구동부(240)로 전달된다.
게이트 구동부(240)는 이러한 PWM 비교기 및 SR 래치에서 출력된 신호를 기초로, 전력 스위치(Q1)를 구동시키기 위한 구형파 형태의 PWM 구동신호(SPWM)를 생성하며, PWM 구동신호(SPWM)를 기초로 스위치(Q1)를 제어하기 위한 제어신호(VOUT)를 출력하게 된다.
한편, 전류검출기(260)는 영전류 검출기(210)의 일단에 연결되어 ZCD 핀(5)으로 유출되는 전류량(RMS값)을 검출하게 된다. 이러한 ZCD 핀(5)으로 유출되는 전류량을 검출함으로 인해 궁극적으로 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류량(RMS값)에 대한 검출이 가능하게 된다.
비교기(280)는 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류량(RMS값)을 기설정된 값과 비교하여 이러한 전류량(RMS값)이 기설정된 값보다 낮은지 높은지 여부를 판단하는 목적으로 사용된다.
특히, 비교기(280)는 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류량(RMS값)이 기설정된 값보다 높은 상태에서 낮아지는 상태로 변환되는 경우 역률보정 제어기가 임계전도모드에서 불연속전도모드로 변환되도록 하기 위한 신호를 생성하여 지연부(290)로 전달하고, 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류량(RMS값)이 기설정된 값보다 낮은 상태에서 높아지는 상태로 변환되는 경우 역률보정 제어기가 불연속전도모드에서 임계전도모드로 변환되도록 하기 위한 신호를 생성하여 지연부(290)로 전달한다.
또한, 비교기(280)는 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류량(RMS값)이 기설정된 값보다 높은 상태가 유지되는 경우 역률보정 제어기가 임계전도모드를 유지할 수 있도록 하기 위한 신호를 생성하여 지연부(290)로 전달하고, 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류량(RMS값)이 기설정된 값보다 낮은 상태가 유지되는 경우 역률보정 제어기가 불연속전도모드를 유지할 수 있도록 하기 위한 신호를 생성하여 지연부(290)로 전달한다.
지연부(290)는 비교기(280)로부터 수신된 신호를 수신하여 영전류 검출부(210)에서 출력되는 신호를 그대로 SR 래치를 통해 게이트 구동부(240)로 전달하거나 지연된 후 SR 래치를 통해 게이트 구동부(240)로 전달하는 역할을 하며, 지연 여부에 대한 결정은 전술한 비교기(280)로부터 수신된 신호에 근거한다.
이에 의해, 영전류 검출부(210)에 의해 1차측 코일(L1)의 순시 전류값이 0이 되어 전력 스위치(Q1)을 턴-온 시켜야 한다는 신호가 수신되더라도, 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류량(RMS값)이 기설정된 값보다 높은 상태에서 낮아지는 상태로 변환되는 경우라면, 게이트 구동부(240)는 지연부(290)로부터 수신된 신호에 근거하여 스위치(Q1)의 턴-온이 지연되도록 하게 된다. 이와 같이 스위치(Q1)의 턴-온 타이밍이 지연됨으로 인해 궁극적으로 불연속전도모드로 변환될 수 있게 된다.
마찬가지로, 불연속전도모드로 동작하고 있는 상태라고 하더라도, 영전류 검출부(210)에 의해 1차측 코일(L1)의 순시 전류값이 0이 되어 전력 스위치(Q1)을 턴-온 시켜야 한다는 신호가 수신되었고 1차측 코일(L1)에 발생되는 전류량(RMS값)이 기설정된 값보다 낮은 상태에서 높아지는 상태로 변환되는 경우라면, 게이트 구동부(240)는 지연부(290)로부터 수신된 신호에 근거하여 스위치(Q1)의 턴-온이 지연되지 않고 곧바로 게이트 구동부(240)로 전달되도록 하게 된다. 이와 같이 전력 스위치(Q1)의 턴-온 타이밍이 지연되지 않고 1차측 코일(L1)의 순시 전류값이 0이 되는 즉시 전력 스위치(Q1)가 턴-온되도록 함으로 인해 궁극적으로 임계전도모드로 변환될 수 있게 된다.
이와 같이, 플라이백 컨버터를 이용하여 역률보정 회로를 임계전도모드로 동작시킬 때, 인덕터 전류를 감지하여 순수 정현파 형태를 벗어나는 영전류 부근에서 제어모드가 변환되도록 함으로써 역률보정 회로의 역률이 개선되고 전고조파 왜곡 문제를 완화시킬 수 있게 된다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.
또한, 이상에서 어느 한 소자와 다른 한 소자가 연결되었다고 명시된 부분은, 특별한 언급이 없는 이상 도선을 통해 직접 연결되는 경우뿐만 아니라 또 다른 소자를 사이에 두고 전기적으로 간접 연결되어 있는 경우도 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
뿐만 아니라, 이상에서 어느 한 소자에서 다른 한 소자로 신호가 전달된다고 명시된 부분은, 특별한 언급이 없는 이상 도선을 통해 직접 전달되는 경우뿐만 아니라 또 다른 소자를 사이에 두고 가공되거나 변형되어 전달되는 경우도 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
110 : 정류부 120 : 스너버 회로부
130 : 트랜스포머 140 : 스위치 제어기
210 : 영전류 검출부 220 : 과전류 검출부
230 : 톱니파 생성부 240 : 게이트 구동부
250 : 과전압 검출부 260 : 전류검출기
270 : 오차증폭기 280 : 비교기
290 : 지연부 1: INV 핀
2 : MOT 핀 3 : COMP 핀
4 : CS 핀 5 : ZCD 핀
6 : GND 핀 7 : OUT 핀
8 : VCC 핀

Claims (12)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 교류 전원을 입력받아 노이즈를 제거하고 직류전원으로 정류하는 브리지 다이오드가 구비되는 정류부;
    상기 정류부에서 정류된 직류전원이 전달되는 1차측 코일과 출력 전압이 생성되는 2차측 코일로 구성된 트랜스포머, 상기 트랜스포머에 의해 2차측 전압이 생성되면 상기 2차측 전압을 정류화하여 부하로 공급하는 다이오드 및 커패시터, 그리고, 상기 1차측 코일에 연결되어 1차측 코일 전류를 제어하는 전력 스위치를 포함하는 컨버터부; 및
    상기 1차측 코일 전류를 감지하여 상기 1차측 코일 전류가 기설정된 조건을 만족하면 상기 컨버터부의 제어모드가 임계전도모드(CRM : CRitical conduction Mode)에서 불연속전도모드(DCM : Discontinuous Conduction Mode)로 변환되도록 하는 스위치 제어기;를 포함하는 역률보정 제어기.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 기설정된 조건은,
    상기 임계전도모드 상태에서 상기 1차측 코일 전류의 RMS값의 최대치를 기준으로 한 상기 1차측 코일 전류의 RMS값이 특정 레벨 이하로 낮아진 조건인 것을 특징으로 하는 역률보정 제어기.
  5. 제 3항에 있어서,
    상기 기설정된 조건은,
    순수 사인 곡선을 가지는 상기 교류 전원의 입력 전압이 0이 되는 지점들과 상기 1차측 코일 전류의 RMS값이 0이 되는 지점들이 일치되도록 상기 교류 전원의 입력전압 그래프와 상기 1차측 코일 전류의 RMS값을 나타내는 그래프를 오버랩시켰을 때, 상기 0이 되는 지점 이외에, 상기 교류 전원의 입력전압 그래프와 상기 1차측 코일 전류의 RMS값을 나타내는 그래프가 교차하는 지점의 시간이 되는 조건이고,
    상기 교차하는 지점의 시간은,
    상기 1차측 코일 전류의 RMS값을 나타내는 그래프의 피크치가 상기 교류 전원의 입력 전압 그래프의 피크치 대비 기설정된 비율이 되도록 하여 상기 그래프들을 오버랩시킨 후 교차하는 지점의 시간인 것을 특징으로 하는 역률보정 제어기.
  6. 삭제
  7. 제 3항에 있어서,
    상기 전력 스위치가 턴-온되거나 턴-오프되었을 때 발생되는 전압 스파이크 또는 전류 스파이크를 억제하기 위해, 상기 1차측 코일의 양단에 연결되는 스너버 회로부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 역률보정 제어기.
  8. 제 3항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는,
    톱니파를 생성하는 톱니파 생성부;
    상기 역률보정 제어기의 출력 전압의 오차를 검출하여 증폭하는 오차증폭기;
    상기 톱니파와 상기 증폭된 오차를 비교하는 PWM(Pulse Width Mmodulation) 비교기;
    상기 스위치 제어기가 임계전도모드(CRM : CRitical conduction Mode)로 동작하여 상기 전력 스위치를 제어하도록 상기 1차측 코일 전류가 0이 되는지 여부를 검출하는 영전류 검출부; 및
    상기 영전류 검출부에서 출력되는 신호 및 상기 PWM 비교기에서 출력되는 신호를 기초로 상기 전력 스위치를 구동시키기 위한 PWM 구동신호를 생성하는 게이트 구동부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 역률보정 제어기.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는,
    상기 1차측 코일 전류의 RMS값을 검출하는 전류량 검출부; 및
    상기 전류량 검출부에서 검출된 상기 1차측 코일 전류의 RMS값을 기초로, 상기 영전류 검출부에서 출력되는 신호가 지연되어 상기 스위치 제어기가 불연속전도모드(DCM : Discontinuous Conduction Mode)로 동작하도록 하는 지연부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 역률보정 제어기.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 전류량 검출부는,
    상기 영전류 검출부에 연결되며, 상기 영전류 검출부로 출력되는 전류값을 검출함으로써 상기 1차측 코일 전류의 RMS값을 검출하는 것을 특징으로 하는 역률보정 제어기.
  11. 삭제
  12. 삭제
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