JP4250892B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電源装置に係り、より詳しくは、電子写真方式のプリンタ及び複写機などの電源として用いられるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の代表的な力率改善用方式のスイッチング電源装置の構成を図１０に示す。これは、交流電源を全波整流する整流回路Ｄ１０の出力を昇圧型チョッパ回路に加えて、安定な直流出力を得るものである。昇圧チョッパ回路はよく知られた構成で、以下のように交流入力電圧より十分に高い周波数でオン・オフ駆動されるトランジスタＱ１と、このトランジスタＱ１と共に整流回路Ｄ１０の出力間に直列接続されたインダクタンスＬ１と、トランジスタＱ１のオフ時にインダクタンスＬ１を通じて電流が流れるようにトランジスタＱ１の両端に直列接続されたダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる。コンデンサＣ１は相当大きな容量があり、これの両端から平滑化され安定化された直流電圧が取り出される。なお、入力側のコンデンサＣ１８は高周波リップルを吸収するための小容量のコンデンサである。
【０００３】
入力電流波形は電流制御ループ１００で制御され、また出力電圧を一定にするため電圧制御ループ１１０により入力電流の振幅が制御される。そのため、電圧制御ループ１１０の応答周波数は電流波形に影響を与えないようにするため１Ｈｚ程度とし、電流制御ループ１００の応答周波数は入力電流波形を正弦波にするため数ｋＨｚとする必要がある。
【０００４】
チョッパ回路の出力電圧Ｖ２の基準電圧Ｖｓ１に対する比較検出手段１０から誤差増幅器１１で基準電圧Ｖｓ２に対する誤差電圧ΔＶを検出して乗算器１２の一方に入力される。一方、乗算器１２にはチョッパ回路の入力電圧Ｖ１(交流入力電圧の全波整流波形)を、整流電圧検出回路１２０を構成する抵抗Ｒ３とＲ４で分圧した電圧Ｖ１１が入力され、乗算器１２からはチョッパ回路の入力電圧Ｖ１１と同位相の全波整流波形で、かつチョッパ回路の出力電圧Ｖ２の誤差分△Ｖに対応した振幅の基準電圧Ｖａが出力される。
【０００５】
トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は抵抗Ｒ１により検出されたスイッチング電流の検出電圧Ｖｂとの誤差増幅結果と制御回路に内蔵された発振器１４との比較結果を出力するＰＷＭコンバータ１５によりＭＯＳＦＥＴ（以下、トランジスタと言う）からなるトランジスタＱ１を駆動する。
【０００６】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。
【０００７】
なお、抵抗Ｒ１の端子電圧(電流検出信号)を誤差増幅器１３に入力する系に挿入された抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路は、誤差増幅器１３に各種のノイズが入力されるのを阻止するための回路である。電流検出信号Ｖｂの入力ラインにパルス性のノイズが重畳すると、誤差増幅器１３がノイズにより誤動作し、トランジスタＱ１が正しいタイミングでオン・オフされない。この誤動作をできる限り防止するために、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を挿入している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
このようなスイッチングレギュレータにおいては、次のような問題がある。
【０００９】
第１に、出力が一定で入力変動した場合、入力電圧が高い時は入力電流が小さくなる。つまり、入力電圧が高い場合、乗算器１２からの基準電圧Ｖａが小さくなる。このとき、乗算器１２の２つの入力のうち、入力信号Ｖ１１は入力電圧Ｖ１に比例して大きくなっているので、誤差増幅器１１からの誤差電圧△Ｖが極端に小さくなり、その結果乗算器１２が出力する基準電圧Ｖａが小さくなってしまう。このように、交流電源の電圧が高いほど誤差増幅器１１の誤差電圧△Ｖが微小状態で動作しており、ノイズの影響を受けやすい。
【００１０】
第２に、上記第１の問題点の対策として検出抵抗Ｒ３、Ｒ４を大きくして電圧信号Ｖ１１のレベルを小さくすればよいが、入力電圧の低い領域では電圧信号Ｖ１１が非常に小さい状態で動作することになり、この信号系にノイズが乗りやすい。この結果として系が不安定になる。
【００１１】
第３に、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４に温度係数を持つ(Ｒ３には正の温度係数、Ｒ４には負の温度係数)特性を利用して電源電圧に応じて自動的に分圧比を変える方法がある。しかし、この手法では通電後安定するまで時間を要する。
【００１２】
第４に、特開平０５−２１９７２８号公報に記載の技術は上記第１から第３の問題を解決するため、入力電流波形が入力電圧波形に追従するようにチョッパ回路のスイッチング動作を制御する回路を備えたスイッチング電源装置において、整流電圧検出回路１２０の出力を乗算器１２に導く回路系に、前記整流電圧検出回路１２０の過大な出力が乗算器１２に入力されるのを防止するための電圧制限回路を設けている。この電圧制限回路は、抵抗Ｒ４の両端に接続されたツェナーダイオードで構成され、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点の電圧を一定に保持している。
【００１３】
このような回路構成において、ＡＣ全波整流波形を検出している検出抵抗Ｒ３、Ｒ４の検出電圧Ｖ１１と誤差増幅器１１からの誤差電圧△Ｖとの信号波形はそれぞれ図１１及び図１２のようになる。検出電圧Ｖ１１と誤差電圧△Ｖとの乗算式は、式（１）のようになる。
Ｖａ＝Ｖ１１×ΔＶ＝Ｖｍｓｉｎθ（ＶＤＣ＋Ｖｒｓｉｎθ）
＝ＶｍＶＤＣｓｉｎθ＋ＶｍＶｒｓｉｎ２θ （１）
Ｖ１１＝Ｖｍｓｉｎθ （２）
ΔＶ＝ＶＤＣ＋Ｖｒｓｉｎθ （３）
ここで、Ｖｍは入力信号の振幅、ＶＤＣは誤差電圧ΔＶの直流電圧成分、Ｖｒは誤差電圧ΔＶに乗畳したリップル成分の振幅である。
【００１４】
図１２（ａ）は周波数が１Ｈｚの場合の誤差電圧ΔＶを示し、図１２（ｂ）は周波数が３０Ｈｚの場合の誤差電圧ΔＶを示す。これらの図からわかるように、周波数を上げて応答速度を速くすると、図１２（ｂ）に示すように、誤差増幅器１１が出力する誤差電圧△Ｖはリップル成分を多く含むようになる。式（１）の第一項は正弦波成分を示すが、第二項成分は正弦波の２乗の項である。誤差電圧△Ｖが直流成分のみであるならば式（１）は、第一項の正弦波成分だけとなる。しかし、誤差電圧△Ｖにリップル成分が重畳すると式（１）は第二項成分正弦波の２乗の項を含む。従って、誤差電圧△Ｖにリップル成分が重畳する場合は、乗算結果が歪波となる。
【００１５】
特に、負荷応答を速くするほど誤差電圧△Ｖに含まれるリップル成分Ｖｒが大きくなる。この時の出力リップル電圧Ｖｒは、以下の式（４）で表させる。
Ｖｒ＝ＩＯ／ωｏＣ （４）
ここで、ＩＯは誤差増幅器１１を流れる出力電流、Ｃは誤差増幅器１１の出力容量である。
【００１６】
このようなことから、特開平０５−２１９７２８号公報に記載の従来技術は、ＡＣ全波整流波形の検出部である整流電圧検出回路１２０に電圧制限回路を設けているが、ＡＣ全波整流波形に対して電圧制限を行うと乗算器１２の結果が正弦波と隔たる波形となり、力率が低下してしまうという問題点がある。
【００１７】
今、式（１）で基準電圧Ｖａに対して、△Ｖがリップル成分を含む場合と、含まない場合との基準電圧Ｖａを比較したのが図１３である。図１３の横軸は角度、縦軸は電圧である。図１３において、第二項を含む波形の場合は正弦波のピーク付近の頂きが鋭くなっている（「応答速い」と示した波形）。また、第二項を含まない場合は正弦波となっている（「応答遅い」と示した波形）。
【００１８】
一般に、応答が速くなるほど△Ｖのリップル成分が増加するので、正弦波のピーク付近の頂きは鋭くなっていくことにより、力率が低下するという問題があった。
【００１９】
従って、本発明は上記従来技術の問題点を解決し、高速応答可能でかつ高い力率を持つスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１に記載のように、交流入力電圧を整流した整流電圧をスイッチングして出力するスイッチング素子を有するスイッチング電源において、前記整流電圧を検出する第１の検出手段と、前記出力の電圧を検出する第２の検出手段と、前記第１及び第２の検出手段の検出値の演算結果と、前記スイッチング素子に流れる電流とに応じて前記スイッチング素子を制御する制御手段と、前記スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段とを有し、前記第１の検出手段は前記整流電圧を分圧するために直列に接続された複数の回路素子を含み、前記複数の回路素子の一部が前記補正手段を構成し、かつ非線形特性を有し、前記第１の検出手段は抵抗とインダクタンスとの直列回路を含み、該インダクタンスは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記インダクタンスとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力されることを特徴とするスイッチング電源装置である。
また、本発明は、交流入力電圧を整流した整流電圧をスイッチングして出力するスイッチング素子を有するスイッチング電源において、前記整流電圧を検出する第１の検出手段と、
前記出力の電圧を検出する第２の検出手段と、前記第１及び第２の検出手段の検出値の演算結果と、前記スイッチング素子に流れる電流とに応じて前記スイッチング素子を制御する制御手段と、前記スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段とを有し、前記第１の検出手段は前記整流電圧を分圧するために直列に接続された複数の回路素子を含み、前記複数の回路素子の一部が前記補正手段を構成し、かつ非線形特性を有し、前記第１の検出手段は抵抗とダイオードとの直列回路を含み、該ダイオードは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記ダイオードのアノードとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力され、前記補正手段として更に、ダイオードのカソード電圧を調整する調整部が設けられていることを特徴とするスイッチング電源装置である。
前記スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段を設けたことで、演算結果に含まれるリップル成分を抑制することができ、高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置が実現できる。
【００２５】
上記スイッチング電源装置において、前記第１の検出手段は抵抗とダイオードとの直列回路を含み、該ダイオードは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記ダイオードとの接続点から前記第１の検出手段の前記検出値が出力されるようにすることもできる。補正手段を非線形素子であるダイオードで構成することとしたため、簡単な回路構成で高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置が実現できる。
【００２７】
上記スイッチング電源装置において、前記第１の検出手段は複数の直列に接続された抵抗を有する直列回路と、少なくとも１つの抵抗の両端に接続されたトランジスタとを含み、該トランジスタは前記補正手段であり、前記整流電圧はバイアス抵抗を介して前記トランジスタのベースに印加されるとともに前記直列回路にも印加され、前記第１の検出手段の検出値が出力されるようにすることもできる。補正手段を非線形素子であるトランジスタで構成することとしたため、簡単な回路構成でスイッチング電流の波形を正弦波に補正することができるとともに、検出値を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
【００２８】
上記スイッチング電源装置において、前記第１の検出手段は抵抗とインダクタンスとの直列回路を含み、該インダクタンスは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記インダクタンスとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力されるようにすることができる。補正手段を非線形素子であるインダクタンスで構成することとしたため、簡単な回路構成でスイッチング電流の波形を正弦波に補正することができるとともに、検出値を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
【００２９】
上記スイッチング電源装置において、前記第１の検出手段は抵抗とダイオードとの直列回路を含み、該ダイオードは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記ダイオードのアノードとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力され、前記補正手段として更に、ダイオードのカソード電圧を調整する調整部が設けられているようにすることもできる。補正手段を非線形素子であるダイオードを用いる構成としたため、簡単な回路構成でスイッチング電流の波形を正弦波に補正することができるとともに、検出値を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
【００３０】
前記調整部は、可変電圧を前記ダイオードのカソードに印加する抵抗を有する。
【００３１】
上記スイッチング電源装置において、その入出力間にトランスを有し、前記第２の検出手段はその入出力間を電気的に絶縁する絶縁手段を有する。これにより、高等性が一層改善されたスイッチング電源装置を実現することができる。前記補正回路は、前記第１の検出手段の検出値及び前記演算結果に基づいて決まる期間内に、補正動作をする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
まず、本発明の原理について説明する。
【００３３】
前述した図１２（ｂ）に示すように、周波数を上げて応答速度を速くすると、誤差増幅器１１が出力する誤差電圧△Ｖはリップル成分を多く含むようになる。この結果、後述する図１４（ａ）に示すように乗算器１２の出力である基準電圧Ｖａが歪む。通常この出力波形は、スイッチング電流を正弦波に制御するための基準電圧Ｖａになるものなので、この基準電圧Ｖａが歪むことにより、スイッチング素子を流れるスイッチング電流が歪み、結果として力率低下の原因になっていた。つまり、前記式（１）の第２項が歪波の原因になっているので、この第２項を極力小さくすれば良い。
【００３４】
そこで本発明は、このようなスイッチング電流の歪みを補正する手段を設け、高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置を実現する。この補正手段は、次の２通りの方法（手段）がある。第１の方法（手段）は、整流電圧の検出を非線形素子を用いて行うことで前記式（１）の第２項を小さくするものであり、受動的方法と言える。以下、この方法（手段）を第１の原理と言う。この非線形素子は、スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段である。第２の方法（手段）は、前記式（１）の第２項を相殺する信号を生成してスイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるようにするために、前記乗算結果とスイッチング素子に流れる電流に対応した電圧との差を制御するもので、能動的方法を言える。以下、この方法を第２の原理と言う。
【００３５】
以下、本発明の実施の形態を説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。図１中、図１０に示す同一構成要素には同一の参照番号を付してある。第１実施形態は本発明の第１の原理を利用するもので、脈流電圧を検出する抵抗Ｒ４（図１０）に代えて、ダイオードＤを用いる。ダイオードＤは非線形素子であり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段として機能する。このダイオードＤと抵抗Ｒ３が整流電圧検出回路１２０Ａを構成する。つまり、整流電圧検出回路１２０Ａは非線形特性を有する。抵抗Ｒ３とダイオードＤは直列に接続され、整流電圧である脈流電圧をダイオードＤの順方向電圧Ｖ１１として検出する。換言すれば、整流電圧検出回路１２０ＡはダイオードＤと抵抗Ｒ３との接続点から検出電圧（ダイオードＤの順方向電圧Ｖ１１）を出力する。ダイオードＤの非線形特性（ダイオードの順方向電圧特性）を利用して、乗算器１２の出力電圧（基準電圧）Ｖａを正弦波に近付ける。脈流電圧を非線形に検出することで、前述した図１３の矢印で示すように、正弦波のピーク付近の電圧を連続に抑制することができ、基準電圧Ｖａの力率を改善することができる。
【００３６】
図２に、ダイオードＤのＩ−ＶＦ特性（電圧−電流特性）を示す。ダイオードＤのＶＦ特性の線形領域をＡＣ入力電圧（脈流電圧）の低い部分(位相的に０〜６０°付近、１２０〜１８０°付近)に適用し、非線形部分をＡＣ入力電圧の高い部分(位相的に６０〜１２０°付近)に適用する。このようにダイオードＤの順方向特性を利用することにより、ＡＣ入力電圧のピーク領域を連続に抑制することが可能となる。
【００３７】
前述したように、応答が速いほどリップル電圧成分が誤差増幅器１１の出力電圧に含まれ、乗算器１２が出力する基準電圧Ｖａは、図１３に示すように正弦波が歪んだ波形となる。そこで、上記の様にダイオードの順方向特性を利用すれば、図１３のように正弦波のピーク領域を連続に抑制することが可能になり、応答速度を速くした状態で力率を改善することが可能となる。
【００３８】
図１４（ａ）、（ｂ）にそれぞれ、図１０に示す回路構成及び図１に示す回路構成の動作実験結果を示す図であって、乗算器１２が出力する基準電圧Ｖａを示す。図１４（ａ）に示す従来回路では、基準電圧Ｖａの波形は歪んでおり力率が低いのに対し、図１４（ｂ）に示す第１実施形態の回路では、基準電圧Ｖａの波形はほぼ正弦波となっており、高い力率が得られる。
【００３９】
図１に示す回路動作は次の通りである。誤差増幅器１１の出力△ＶとダイオードＤの順方向電圧Ｖ１１とは乗算器１２で乗算され、基準電圧Ｖａが生成される。チョッパ回路のトランジスタＱ１を流れる電流の瞬時値は、電流検出用抵抗Ｒ１で検出され、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出信号Ｖｂとして電流誤差増幅器１３に入力される。この誤差増幅器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの基準電圧Ｖａとが比較される。トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は、発振器１４と誤差増幅器１３の出力で動作するＰＷＭコンバータ１５を含む。全波整流の入力電圧Ｖ１からインダクタンスＬ１を通じてトランジスタＱ１に流れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが基準電圧Ｖａのレベルに達したとき誤差増幅器１３の出力が低下し、発振器１４との比較により、ＰＷＭコンパータ１５の信号によってトランジスタＱ１がオフになる。この動作を発振器１４からの高周波パルスに同期して繰り返す。
【００４０】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。このとき、出力リップルが含まれている検出信号△Ｖにより誤差増幅器１３の出力は前述した式（１）の第二項を含むが、整流電圧検出回路１２０Ａの出力である入力信号Ｖ１１はダイオードＤによる順方向特性(線形領域十非線形領域)により補正される。よって、誤差増幅器１３の出力は正弦波に近い波形に成形される。このようにダイオードＤの非線形性を利用することで、簡単な回路構成で高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置が得実現できる。
【００４１】
以上、第１実施形態は、交流入力電圧を整流した整流電圧Ｖ１をスイッチングして出力するスイッチング素子Ｑ１を有するスイッチング電源であって、前記整流電圧Ｖ１を検出する第１の検出手段として機能する整流電圧検出回路１２０Ａと、前記出力Ｖ２の電圧を検出する第２の検出手段として機能する電圧制御ループ１１０と、前記第１及び第２の検出手段の検出値Ｖ１１、ΔＶの演算結果と、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流とに応じてスイッチング素子Ｑ１を制御する制御手段として機能する電流制御ループ１００と、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段として機能するダイオードＤとを有するものである。
（第２実施形態）
図３は、本発明の第２実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。同図において、前述した図に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００４２】
図３に示す回路は前記第１の原理を利用するもので、整流電圧検出回路１２０Ｂを有している。整流電圧検出回路１２０Ｂは、図１に示す整流電圧検出回路１２０ＡのダイオードＤの両端に抵抗Ｒ４を接続した回路構成である。抵抗Ｒ４はダイオードＤの放電及び整流電圧Ｖ１１を分圧するように作用する。つまり、整流電圧検出回路１２０Ｂは、複数の直列に接続された抵抗Ｒ３、Ｒ４を有する直列回路と、少なくとも１つの抵抗Ｒ４の両端に接続されたダイオードＤとを有し、この直列回路に整流電圧が印加される。そして、整流電圧検出回路１２０Ｂは前記ダイオードのアノードから検出電圧を出力する。
【００４３】
チョッパ回路のトランジスタＱ１を流れる電流の瞬時値は電流検出用抵抗Ｒ１で検出され、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出信号Ｖｂとして電流誤差増幅器１３に入力される。この誤差増幅器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの基準電圧Ｖａとが比較される。トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は、発振器１４と誤差増幅器１３の出力を入力とするＰＷＭコンバータ１５を含む。全波整流の入力電圧Ｖ１からインダクタンスＬ１を通じてスイッチング素手Ｑ１に流れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが基準電圧Ｖａのレベルに達したとき誤差増幅器１３の出力が低下し、発振器１４との比較により、ＰＷＭコンパータ１５の信号によってトランジスタＱ１がオフになる。この動作を発振器１４からの高周波パルスに同期して繰り返す。
【００４４】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。このとき、出力リップルが含まれている検出信号△Ｖにより誤差増幅器１３の出力は前述した式（１）の第二項を含むが、整流電圧検出回路１２０Ｂの出力である入力信号Ｖ１１はダイオードＤによる順方向特性(線形領域十非線形領域)により補正される。この結果、誤差増幅器１３の出力は正弦波に近い波形に成形される。
【００４５】
補正手段を構成する非線形素子としてダイオードＤを用いているため、誤差増幅器１３の出力波形を正弦波に整えることができるとともに、抵抗Ｒ４を用いているため検出電圧Ｖ１１を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
（第３実施形態）
図４は、本発明の第３実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。同図において、前述した図に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００４６】
図３に示す回路は前記第１の原理を利用するもので、整流電圧検出回路１２０Ｃを有している。整流電圧検出回路１２０Ｃは、図１０に示す整流電圧検出回路１２０の抵抗Ｒ４の両端にｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ２のコレクタとエミッタを接続し、抵抗Ｒを介してベースを全波整流回路の出力端に接続した回路構成である。抵抗Ｒはバイアス抵抗である。トランジスタＱ２のコレクタで全波整流電圧Ｖ１１を検出し、乗算器１２に入力する。抵抗Ｒ４はトランジスタＱ２の放電及び整流電圧Ｖ１１を分圧するように作用する。つまり、整流電圧検出回路１２０Ｃは、複数の直列に接続された抵抗Ｒ３、Ｒ４を有する直列回路と、少なくとも１つの抵抗Ｒ４の両端に接続されたトランジスタＱ２とを有し、整流電圧はバイアス抵抗Ｒを介してトランジスタＱ２のベースに印加されるとともに前記直列回路にも印加される。そして、整流電圧検出回路１２０ＣはトランジスタＱ２の一端、つまりコレクタから検出電圧を出力する。換言すれば、整流電圧検出回路１２０Ｃは、その非線形特性を制御する手段であるトランジスタＱ２を有している。そして、このトランジスタＱ２は、整流電圧の変動に応じて整流電圧検出回路１２０Ｃの非線形特性を制御する。
【００４７】
チョッパ回路のトランジスタＱ１を流れる電流の瞬時値は電流検出用抵抗Ｒ１で検出され、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出信号Ｖｂとして電流誤差増幅器１３に入力される。この誤差増幅器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの基準電圧Ｖａとが比較される。トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は、発振器１４と誤差増幅器１３の出力を入力とするＰＷＭコンバータ１５を含む。全波整流の入力電圧Ｖ１からインダクタンスＬ１を通じてスイッチング素手Ｑ１に流れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが基準電圧Ｖａのレベルに達したとき誤差増幅器１３の出力が低下し、発振器１４との比較により、ＰＷＭコンパータ１５の信号によってトランジスタＱ１がオフになる。この動作を発振器１４からの高周波パルスに同期して繰り返す。
【００４８】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。このとき、出力リップルが含まれている検出信号△Ｖにより、誤差増幅器１３の出力に前述した式（１）の第二項が含まれているが、整流電圧検出回路１２０Ｃの出力である入力信号Ｖ１１は、ダイオードＤによる順方向特性(線形領域十非線形領域)により補正され、誤差増幅器１３の出力は正弦波に近い波形に成形される。
【００４９】
補正手段を構成する非線形増幅器として動作するトランジスタＱ２を用いているため、誤差増幅器１３の出力波形を正弦波に精度良く整えることができるとともに、抵抗Ｒ４を用いているため検出電圧Ｖ１１を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
（第４実施形態）
図５は、本発明の第４実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。同図において、前述した図に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００５０】
図３に示す回路は前記第１の原理を利用するもので、整流電圧検出回路１２０Ｄを有している。整流電圧検出回路１２０Ｄは、抵抗Ｒ３と線形のチョークコイルＬを直列接続し、チョークコイルＬの両端の電圧Ｖ１１を検出する。一方、出力電圧の検出結果から、誤差増幅器１１の出力△Ｖの信号とチョークコイルＬの両端の電圧Ｖ１１とを乗算器１２により乗算し、基準電圧Ｖａを作る。チョークコイルＬは、線形のチョークコイルを使用し、正弦波のバイアスが印加される時、ピーク付近においては飽和特性になるように抵抗Ｒ３を選定する。また、正弦波の立ち上がり付近では不飽和特性として使用する。これにより、整流電圧検出回路１２０Ｄの入力Ｖ１と出力Ｖ１１とは非線形の関係になる。
【００５１】
チョッパ回路のトランジスタＱ１を流れる電流の瞬時値は電流検出用抵抗Ｒ１で検出され、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出信号Ｖｂとして電流誤差増幅器１３に入力される。この誤差増幅器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの基準電圧Ｖａとが比較される。トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は、発振器１４と誤差増幅器１３の出力を入力とするＰＷＭコンバータ１５を含む。全波整流の入力電圧Ｖ１からインダクタンスＬ１を通じてスイッチング素手Ｑ１に流れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが基準電圧Ｖａのレベルに達したとき誤差増幅器１３の出力が低下し、発振器１４との比較により、ＰＷＭコンパータ１５の信号によってトランジスタＱ１がオフになる。この動作を発振器１４からの高周波パルスに同期して繰り返す。
【００５２】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。このとき、出力リップルが含まれている検出信号△Ｖにより、誤差増幅器１３の出力に前述した式（１）の第二項が含まれているが、整流電圧検出回路１２０Ｄの出力である入力信号Ｖ１１は、補正手段であるダイオードＤによる順方向特性(線形領域十非線形領域)により補正され、誤差増幅器１３の出力は正弦波に近い波形に成形される。
【００５３】
これにより、第３実施形態と同様の効果が得られる。
（第５実施形態）
図６は、本発明の第５実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。図６において、前述した図に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。本実施形態の回路は前記第１の原理を利用するもので、一次側と二次側をトランスＴによって電気的に絶縁し、比較検出手段１０と誤差増幅器１１とを電気的に絶縁したものである。
【００５４】
本実施形態は、前述した第１ないし第４実施形態で説明したようにして力率改善を行うとともに、後段に絶縁型コンバータを接続する構成としている。交流入力Ｖ１を整流回路Ｄ１０で全波整流した整流電圧はトランスＴの一次側の一端に与えられている。トランスＴの他端は、トランジスタＱ１のドレインに接続されている。トランジスタＱ１のソースは、電流検出用抵抗Ｒ１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、整流電圧検出回路のダイオードＤのカソードとコンデンサＣ１８と整流回路Ｄ１０に接続されている。トランスＴの二次側の一端はダイオードＤ１のアノードに接続され、そのカソードは出力コンデンサＣ１の正極と出力検出用の抵抗Ｒａに接続され、出力端となっている。トランス二次側の他端はコンデンサＣ１の負極及び出力検出用の抵抗Ｒｂに接続され、出力端となっている。
【００５５】
回路の制御動作は第１ないし第４実施形態と同じであるが、比較検出手段１０の結果を絶縁手段３０を介して誤差増幅器１１に入力してい点で、前記第１ないし第４実施形態における非絶縁形とは相違する。絶縁手段３０は例えばフォトカプラであり、出力電圧Ｖ２と誤差電圧ΔＶとの間を電気的に絶縁する機能を持つ。この絶縁手段３０を設けたことで高速動作が可能となり、スイッチング電源装置の応答性が一層良くなる。
【００５６】
なお、図６で検出部Ａとして示すダイオードＤに代えて、第２ないし第４実施形態の回路構成を採用することとしても良い。
（第６実施形態）
図７に、本発明の第６実施形態によるスイッチング電源装置の回路を示す。図７中、前述した構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００５７】
本実施形態は前記第１の原理を利用するもので、整流電圧検出回路１２０Ｅを有する。この整流電圧検出回路１２０Ｅは抵抗Ｒ３、Ｒ４及びダイオードＤを有する。整流電圧検出回路１２０ＥはダイオードＤの非線形応答特性を利用している点で、前述の第１実施形態と同様である。ダイオードＤのカソードは抵抗Ｒ４を介して共通電位（グランド）に接続されるとともに、抵抗Ｒ５を介して可変電圧Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ５はダイオードＤのカソード電圧を調整する調整部として機能する。可変電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ５に印加することで、ダイオードＤのカソード電位を可変させることができる。カソード電位に応じてダイオードＤのアノード電位が決まる。よって、可変電圧Ｖｃｃを変化させることで、ダイオードＤのアノード電位を変化させることができる。つまり、可変電圧Ｖｃｃを変化させることで、検出電圧Ｖ１１の動作レベルを変化させることができる。前述した図２に示すダイオード特性のピーク値抑制領域が不足する場合、可変電圧Ｖｃｃ印加電圧レベルを変える事によって、交流の非線型領域を任意に調整する事が可能になる。この結果、誤差電圧ΔＶに含まれるリップル成分を精度良く抑制して、高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置が得られる。
（第７実施形態）
図８は、本発明の第７実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。図中、前述した構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００５８】
本実施形態は前述した第２の原理を利用するもので、補正回路１２０を有する。補正回路１２０は前記式（１）の第２項を相殺するために、乗算器１２の演算結果である乗算結果と、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流に応じた電圧Ｖｂとの差を制御して、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する。補正回路１２０は、減算器４１、比較器４２、４３、ＮＯＴ回路付ＡＮＤ回路４４を具備する。補正回路１２０の出力は、電流制御ループ１００内に新たに設けられた加算器３２の一方の入力に印加される。加算器３２の他方の入力は、誤差増幅器１３の出力に接続されている。それ以外の回路構成は、前述した本発明の第１実施形態の回路構成と同様である。
【００５９】
図９は、補正回路１２０の動作を示す波形図である。乗算器１２の出力電圧Ｖａは、比較器４２の一方の入力に与えられる。便宜上、この入力電圧をＶ２とする。比較器４２は入力電圧Ｖ２を他方の入力に与えられる基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、比較結果を示す電圧Ｖｏ２をＡＮＤ回路４４の一方の入力に与える。他方、全波整流電圧Ｖ１の検出電圧Ｖ１１は、比較器４３の一方の入力に与えられる。便宜上、この検出電圧Ｖ１１を入力電圧Ｖ１とする。比較器４３は入力電圧Ｖ１を他方の入力に与えられる基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較し、比較結果を示す電圧Ｖｏ１をＡＮＤ回路４４の他方の入力に与える。ＡＮＤ回路４４はＶｏ１とＶｏ２が共にハイの期間を示すパルス信号（Ａ＋Ｂ）を出力し、その反転出力／（Ａ＋Ｂ）を減算器４１に出力する。パルス／（Ａ＋Ｂ）がハイレベルの期間を補正期間とし、減算器４１はＶ１−Ｖ２の電圧を補正信号として加算器３２に出力する。この差電圧Ｖ１−Ｖ２は前記式（１）の第二項を相殺する成分となる。加算器３２はＶ１−Ｖ２と誤差増幅器１３の出力電圧を加算し、加算結果をＰＷＭコンパータ１５に出力する。
【００６０】
この結果、ＰＷＭコンバータ１５の入力信号は正弦波に近い波形（具体的には整流電圧Ｖ１に近い波形）となり、この波形でトランジスタＱ１をスイッチングさせることができる。よって、高速応答が可能でしかも高い力率を持つスイッチング電源装置が得られる。
【００６１】
このように、補正回路１２０は誤差増幅器１３の出力を補正してスイッチング電流の波形を正弦波にすることができる。この観点から言えば、補正回路１２０は、誤差増幅器１３の出力、つまりＶａとＶｂの電圧差を補正してスイッチング電流を正弦波に補正する回路である。また、補正回路１２０により乗算器１２が出力する乗算結果Ｖａの波形を正弦波にすることができるので、この観点から言えば、補正回路１２０は乗算結果を正弦波にする回路である。更に、補正回路１２０により前述の式（１）の第二項成分を相殺することができるので、補正回路１２０は誤差増幅器１１が出力する誤差電圧ΔＶに含まれるリップル成分を補正する回路であるとも言える。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、高速応答可能でかつ高い力率を持つスイッチング電源装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】 ダイオードＤのＩ−ＶＦ特性（電圧−電流特性）を示すグラフである。
【図３】 本発明の第２実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図４】 本発明の第３実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図５】 本発明の第４実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図６】 本発明の第５実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】 本発明の第６実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である
【図８】 本発明の第７実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図９】 図８に示す補正回路の動作を示す波形図である。
【図１０】 従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【図１１】 整流波形を検出して得られる検出電圧を示す波形図である。
【図１２】
誤差電圧の波形図である。
【図１３】 誤差電圧に含まれるリップル成分と力率との関係を説明するための図である。
【図１４】 乗算器の出力電圧を示す図であり、（ａ）は従来技術の場合、（ｂ）は本発明の場合を示す。
【符号の説明】
１０ 比較検出手段 １１ 誤差増幅器
１２ 乗算器 １３ 誤差増幅器
１４ 発振器 １５ ＰＷＭコンバータ
３０ 絶縁手段 ３２ 加算器
１００ 電流制御ループ １１０ 電圧制御ループ
１２０、１２０Ａ、１２０Ｂ、１２０Ｃ、１２０Ｄ、１２０Ｅ 整流電圧検出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は電源装置に係り、より詳しくは、電子写真方式のプリンタ及び複写機などの電源として用いられるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の代表的な力率改善用方式のスイッチング電源装置の構成を図１０に示す。これは、交流電源を全波整流する整流回路Ｄ１０の出力を昇圧型チョッパ回路に加えて、安定な直流出力を得るものである。昇圧チョッパ回路はよく知られた構成で、以下のように交流入力電圧より十分に高い周波数でオン・オフ駆動されるトランジスタＱ１と、このトランジスタＱ１と共に整流回路Ｄ１０の出力間に直列接続されたインダクタンスＬ１と、トランジスタＱ１のオフ時にインダクタンスＬ１を通じて電流が流れるようにトランジスタＱ１の両端に直列接続されたダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる。コンデンサＣ１は相当大きな容量があり、これの両端から平滑化され安定化された直流電圧が取り出される。なお、入力側のコンデンサＣ１８は高周波リップルを吸収するための小容量のコンデンサである。
【０００３】
入力電流波形は電流制御ループ１００で制御され、また出力電圧を一定にするため電圧制御ループ１１０により入力電流の振幅が制御される。そのため、電圧制御ループ１１０の応答周波数は電流波形に影響を与えないようにするため１Ｈｚ程度とし、電流制御ループ１００の応答周波数は入力電流波形を正弦波にするため数ｋＨｚとする必要がある。
【０００４】
チョッパ回路の出力電圧Ｖ２の基準電圧Ｖｓ１に対する比較検出手段１０から誤差増幅器１１で基準電圧Ｖｓ２に対する誤差電圧ΔＶを検出して乗算器１２の一方に入力される。一方、乗算器１２にはチョッパ回路の入力電圧Ｖ１(交流入力電圧の全波整流波形)を、整流電圧検出回路１２０を構成する抵抗Ｒ３とＲ４で分圧した電圧Ｖ１１が入力され、乗算器１２からはチョッパ回路の入力電圧Ｖ１１と同位相の全波整流波形で、かつチョッパ回路の出力電圧Ｖ２の誤差分△Ｖに対応した振幅の基準電圧Ｖａが出力される。
【０００５】
トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は抵抗Ｒ１により検出されたスイッチング電流の検出電圧Ｖｂとの誤差増幅結果と制御回路に内蔵された発振器１４との比較結果を出力するＰＷＭコンバータ１５によりＭＯＳＦＥＴ（以下、トランジスタと言う）からなるトランジスタＱ１を駆動する。
【０００６】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。
【０００７】
なお、抵抗Ｒ１の端子電圧(電流検出信号)を誤差増幅器１３に入力する系に挿入された抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路は、誤差増幅器１３に各種のノイズが入力されるのを阻止するための回路である。電流検出信号Ｖｂの入力ラインにパルス性のノイズが重畳すると、誤差増幅器１３がノイズにより誤動作し、トランジスタＱ１が正しいタイミングでオン・オフされない。この誤動作をできる限り防止するために、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を挿入している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
このようなスイッチングレギュレータにおいては、次のような問題がある。
【０００９】
第１に、出力が一定で入力変動した場合、入力電圧が高い時は入力電流が小さくなる。つまり、入力電圧が高い場合、乗算器１２からの基準電圧Ｖａが小さくなる。このとき、乗算器１２の２つの入力のうち、入力信号Ｖ１１は入力電圧Ｖ１に比例して大きくなっているので、誤差増幅器１１からの誤差電圧△Ｖが極端に小さくなり、その結果乗算器１２が出力する基準電圧Ｖａが小さくなってしまう。このように、交流電源の電圧が高いほど誤差増幅器１１の誤差電圧△Ｖが微小状態で動作しており、ノイズの影響を受けやすい。
【００１０】
第２に、上記第１の問題点の対策として検出抵抗Ｒ３、Ｒ４を大きくして電圧信号Ｖ１１のレベルを小さくすればよいが、入力電圧の低い領域では電圧信号Ｖ１１が非常に小さい状態で動作することになり、この信号系にノイズが乗りやすい。この結果として系が不安定になる。
【００１１】
第３に、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４に温度係数を持つ(Ｒ３には正の温度係数、Ｒ４には負の温度係数)特性を利用して電源電圧に応じて自動的に分圧比を変える方法がある。しかし、この手法では通電後安定するまで時間を要する。
【００１２】
第４に、特開平０５−２１９７２８号公報に記載の技術は上記第１から第３の問題を解決するため、入力電流波形が入力電圧波形に追従するようにチョッパ回路のスイッチング動作を制御する回路を備えたスイッチング電源装置において、整流電圧検出回路１２０の出力を乗算器１２に導く回路系に、前記整流電圧検出回路１２０の過大な出力が乗算器１２に入力されるのを防止するための電圧制限回路を設けている。この電圧制限回路は、抵抗Ｒ４の両端に接続されたツェナーダイオードで構成され、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点の電圧を一定に保持している。
【００１３】
このような回路構成において、ＡＣ全波整流波形を検出している検出抵抗Ｒ３、Ｒ４の検出電圧Ｖ１１と誤差増幅器１１からの誤差電圧△Ｖとの信号波形はそれぞれ図１１及び図１２のようになる。検出電圧Ｖ１１と誤差電圧△Ｖとの乗算式は、式（１）のようになる。
Ｖａ＝Ｖ１１×ΔＶ＝Ｖｍｓｉｎθ（ＶＤＣ＋Ｖｒｓｉｎθ）
＝ＶｍＶＤＣｓｉｎθ＋ＶｍＶｒｓｉｎ２θ （１）
Ｖ１１＝Ｖｍｓｉｎθ （２）
ΔＶ＝ＶＤＣ＋Ｖｒｓｉｎθ （３）
ここで、Ｖｍは入力信号の振幅、ＶＤＣは誤差電圧ΔＶの直流電圧成分、Ｖｒは誤差電圧ΔＶに乗畳したリップル成分の振幅である。
【００１４】
図１２（ａ）は周波数が１Ｈｚの場合の誤差電圧ΔＶを示し、図１２（ｂ）は周波数が３０Ｈｚの場合の誤差電圧ΔＶを示す。これらの図からわかるように、周波数を上げて応答速度を速くすると、図１２（ｂ）に示すように、誤差増幅器１１が出力する誤差電圧△Ｖはリップル成分を多く含むようになる。式（１）の第一項は正弦波成分を示すが、第二項成分は正弦波の２乗の項である。誤差電圧△Ｖが直流成分のみであるならば式（１）は、第一項の正弦波成分だけとなる。しかし、誤差電圧△Ｖにリップル成分が重畳すると式（１）は第二項成分正弦波の２乗の項を含む。従って、誤差電圧△Ｖにリップル成分が重畳する場合は、乗算結果が歪波となる。
【００１５】
特に、負荷応答を速くするほど誤差電圧△Ｖに含まれるリップル成分Ｖｒが大きくなる。この時の出力リップル電圧Ｖｒは、以下の式（４）で表させる。
Ｖｒ＝ＩＯ／ωｏＣ （４）
ここで、ＩＯは誤差増幅器１１を流れる出力電流、Ｃは誤差増幅器１１の出力容量である。
【００１６】
このようなことから、特開平０５−２１９７２８号公報に記載の従来技術は、ＡＣ全波整流波形の検出部である整流電圧検出回路１２０に電圧制限回路を設けているが、ＡＣ全波整流波形に対して電圧制限を行うと乗算器１２の結果が正弦波と隔たる波形となり、力率が低下してしまうという問題点がある。
【００１７】
今、式（１）で基準電圧Ｖａに対して、△Ｖがリップル成分を含む場合と、含まない場合との基準電圧Ｖａを比較したのが図１３である。図１３の横軸は角度、縦軸は電圧である。図１３において、第二項を含む波形の場合は正弦波のピーク付近の頂きが鋭くなっている（「応答速い」と示した波形）。また、第二項を含まない場合は正弦波となっている（「応答遅い」と示した波形）。
【００１８】
一般に、応答が速くなるほど△Ｖのリップル成分が増加するので、正弦波のピーク付近の頂きは鋭くなっていくことにより、力率が低下するという問題があった。
【００１９】
従って、本発明は上記従来技術の問題点を解決し、高速応答可能でかつ高い力率を持つスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１に記載のように、交流入力電圧を整流した整流電圧をスイッチングして出力するスイッチング素子を有するスイッチング電源において、前記整流電圧を検出する第１の検出手段と、前記出力の電圧を検出する第２の検出手段と、前記第１及び第２の検出手段の検出値の演算結果と、前記スイッチング素子に流れる電流とに応じて前記スイッチング素子を制御する制御手段と、前記スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段とを有し、前記第１の検出手段は前記整流電圧を分圧するために直列に接続された複数の回路素子を含み、前記複数の回路素子の一部が前記補正手段を構成し、かつ非線形特性を有し、前記第１の検出手段は抵抗とインダクタンスとの直列回路を含み、該インダクタンスは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記インダクタンスとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力されることを特徴とするスイッチング電源装置である。
また、本発明は、交流入力電圧を整流した整流電圧をスイッチングして出力するスイッチング素子を有するスイッチング電源において、前記整流電圧を検出する第１の検出手段と、
前記出力の電圧を検出する第２の検出手段と、前記第１及び第２の検出手段の検出値の演算結果と、前記スイッチング素子に流れる電流とに応じて前記スイッチング素子を制御する制御手段と、前記スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段とを有し、前記第１の検出手段は前記整流電圧を分圧するために直列に接続された複数の回路素子を含み、前記複数の回路素子の一部が前記補正手段を構成し、かつ非線形特性を有し、前記第１の検出手段は抵抗とダイオードとの直列回路を含み、該ダイオードは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記ダイオードのアノードとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力され、前記補正手段として更に、ダイオードのカソード電圧を調整する調整部が設けられていることを特徴とするスイッチング電源装置である。
前記スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段を設けたことで、演算結果に含まれるリップル成分を抑制することができ、高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置が実現できる。
【００２５】
上記スイッチング電源装置において、前記第１の検出手段は抵抗とダイオードとの直列回路を含み、該ダイオードは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記ダイオードとの接続点から前記第１の検出手段の前記検出値が出力されるようにすることもできる。補正手段を非線形素子であるダイオードで構成することとしたため、簡単な回路構成で高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置が実現できる。
【００２７】
上記スイッチング電源装置において、前記第１の検出手段は複数の直列に接続された抵抗を有する直列回路と、少なくとも１つの抵抗の両端に接続されたトランジスタとを含み、該トランジスタは前記補正手段であり、前記整流電圧はバイアス抵抗を介して前記トランジスタのベースに印加されるとともに前記直列回路にも印加され、前記第１の検出手段の検出値が出力されるようにすることもできる。補正手段を非線形素子であるトランジスタで構成することとしたため、簡単な回路構成でスイッチング電流の波形を正弦波に補正することができるとともに、検出値を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
【００２８】
上記スイッチング電源装置において、前記第１の検出手段は抵抗とインダクタンスとの直列回路を含み、該インダクタンスは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記インダクタンスとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力されるようにすることができる。補正手段を非線形素子であるインダクタンスで構成することとしたため、簡単な回路構成でスイッチング電流の波形を正弦波に補正することができるとともに、検出値を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
【００２９】
上記スイッチング電源装置において、前記第１の検出手段は抵抗とダイオードとの直列回路を含み、該ダイオードは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記ダイオードのアノードとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力され、前記補正手段として更に、ダイオードのカソード電圧を調整する調整部が設けられているようにすることもできる。補正手段を非線形素子であるダイオードを用いる構成としたため、簡単な回路構成でスイッチング電流の波形を正弦波に補正することができるとともに、検出値を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
【００３０】
前記調整部は、可変電圧を前記ダイオードのカソードに印加する抵抗を有する。
【００３１】
上記スイッチング電源装置において、その入出力間にトランスを有し、前記第２の検出手段はその入出力間を電気的に絶縁する絶縁手段を有する。これにより、高等性が一層改善されたスイッチング電源装置を実現することができる。前記補正回路は、前記第１の検出手段の検出値及び前記演算結果に基づいて決まる期間内に、補正動作をする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
まず、本発明の原理について説明する。
【００３３】
前述した図１２（ｂ）に示すように、周波数を上げて応答速度を速くすると、誤差増幅器１１が出力する誤差電圧△Ｖはリップル成分を多く含むようになる。この結果、後述する図１４（ａ）に示すように乗算器１２の出力である基準電圧Ｖａが歪む。通常この出力波形は、スイッチング電流を正弦波に制御するための基準電圧Ｖａになるものなので、この基準電圧Ｖａが歪むことにより、スイッチング素子を流れるスイッチング電流が歪み、結果として力率低下の原因になっていた。つまり、前記式（１）の第２項が歪波の原因になっているので、この第２項を極力小さくすれば良い。
【００３４】
そこで本発明は、このようなスイッチング電流の歪みを補正する手段を設け、高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置を実現する。この補正手段は、次の２通りの方法（手段）がある。第１の方法（手段）は、整流電圧の検出を非線形素子を用いて行うことで前記式（１）の第２項を小さくするものであり、受動的方法と言える。以下、この方法（手段）を第１の原理と言う。この非線形素子は、スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段である。第２の方法（手段）は、前記式（１）の第２項を相殺する信号を生成してスイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるようにするために、前記乗算結果とスイッチング素子に流れる電流に対応した電圧との差を制御するもので、能動的方法を言える。以下、この方法を第２の原理と言う。
【００３５】
以下、本発明の実施の形態を説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。図１中、図１０に示す同一構成要素には同一の参照番号を付してある。第１実施形態は本発明の第１の原理を利用するもので、脈流電圧を検出する抵抗Ｒ４（図１０）に代えて、ダイオードＤを用いる。ダイオードＤは非線形素子であり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段として機能する。このダイオードＤと抵抗Ｒ３が整流電圧検出回路１２０Ａを構成する。つまり、整流電圧検出回路１２０Ａは非線形特性を有する。抵抗Ｒ３とダイオードＤは直列に接続され、整流電圧である脈流電圧をダイオードＤの順方向電圧Ｖ１１として検出する。換言すれば、整流電圧検出回路１２０ＡはダイオードＤと抵抗Ｒ３との接続点から検出電圧（ダイオードＤの順方向電圧Ｖ１１）を出力する。ダイオードＤの非線形特性（ダイオードの順方向電圧特性）を利用して、乗算器１２の出力電圧（基準電圧）Ｖａを正弦波に近付ける。脈流電圧を非線形に検出することで、前述した図１３の矢印で示すように、正弦波のピーク付近の電圧を連続に抑制することができ、基準電圧Ｖａの力率を改善することができる。
【００３６】
図２に、ダイオードＤのＩ−ＶＦ特性（電圧−電流特性）を示す。ダイオードＤのＶＦ特性の線形領域をＡＣ入力電圧（脈流電圧）の低い部分(位相的に０〜６０°付近、１２０〜１８０°付近)に適用し、非線形部分をＡＣ入力電圧の高い部分(位相的に６０〜１２０°付近)に適用する。このようにダイオードＤの順方向特性を利用することにより、ＡＣ入力電圧のピーク領域を連続に抑制することが可能となる。
【００３７】
前述したように、応答が速いほどリップル電圧成分が誤差増幅器１１の出力電圧に含まれ、乗算器１２が出力する基準電圧Ｖａは、図１３に示すように正弦波が歪んだ波形となる。そこで、上記の様にダイオードの順方向特性を利用すれば、図１３のように正弦波のピーク領域を連続に抑制することが可能になり、応答速度を速くした状態で力率を改善することが可能となる。
【００３８】
図１４（ａ）、（ｂ）にそれぞれ、図１０に示す回路構成及び図１に示す回路構成の動作実験結果を示す図であって、乗算器１２が出力する基準電圧Ｖａを示す。図１４（ａ）に示す従来回路では、基準電圧Ｖａの波形は歪んでおり力率が低いのに対し、図１４（ｂ）に示す第１実施形態の回路では、基準電圧Ｖａの波形はほぼ正弦波となっており、高い力率が得られる。
【００３９】
図１に示す回路動作は次の通りである。誤差増幅器１１の出力△ＶとダイオードＤの順方向電圧Ｖ１１とは乗算器１２で乗算され、基準電圧Ｖａが生成される。チョッパ回路のトランジスタＱ１を流れる電流の瞬時値は、電流検出用抵抗Ｒ１で検出され、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出信号Ｖｂとして電流誤差増幅器１３に入力される。この誤差増幅器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの基準電圧Ｖａとが比較される。トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は、発振器１４と誤差増幅器１３の出力で動作するＰＷＭコンバータ１５を含む。全波整流の入力電圧Ｖ１からインダクタンスＬ１を通じてトランジスタＱ１に流れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが基準電圧Ｖａのレベルに達したとき誤差増幅器１３の出力が低下し、発振器１４との比較により、ＰＷＭコンパータ１５の信号によってトランジスタＱ１がオフになる。この動作を発振器１４からの高周波パルスに同期して繰り返す。
【００４０】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。このとき、出力リップルが含まれている検出信号△Ｖにより誤差増幅器１３の出力は前述した式（１）の第二項を含むが、整流電圧検出回路１２０Ａの出力である入力信号Ｖ１１はダイオードＤによる順方向特性(線形領域十非線形領域)により補正される。よって、誤差増幅器１３の出力は正弦波に近い波形に成形される。このようにダイオードＤの非線形性を利用することで、簡単な回路構成で高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置が得実現できる。
【００４１】
以上、第１実施形態は、交流入力電圧を整流した整流電圧Ｖ１をスイッチングして出力するスイッチング素子Ｑ１を有するスイッチング電源であって、前記整流電圧Ｖ１を検出する第１の検出手段として機能する整流電圧検出回路１２０Ａと、前記出力Ｖ２の電圧を検出する第２の検出手段として機能する電圧制御ループ１１０と、前記第１及び第２の検出手段の検出値Ｖ１１、ΔＶの演算結果と、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流とに応じてスイッチング素子Ｑ１を制御する制御手段として機能する電流制御ループ１００と、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段として機能するダイオードＤとを有するものである。
（第２実施形態）
図３は、本発明の第２実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。同図において、前述した図に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００４２】
図３に示す回路は前記第１の原理を利用するもので、整流電圧検出回路１２０Ｂを有している。整流電圧検出回路１２０Ｂは、図１に示す整流電圧検出回路１２０ＡのダイオードＤの両端に抵抗Ｒ４を接続した回路構成である。抵抗Ｒ４はダイオードＤの放電及び整流電圧Ｖ１１を分圧するように作用する。つまり、整流電圧検出回路１２０Ｂは、複数の直列に接続された抵抗Ｒ３、Ｒ４を有する直列回路と、少なくとも１つの抵抗Ｒ４の両端に接続されたダイオードＤとを有し、この直列回路に整流電圧が印加される。そして、整流電圧検出回路１２０Ｂは前記ダイオードのアノードから検出電圧を出力する。
【００４３】
チョッパ回路のトランジスタＱ１を流れる電流の瞬時値は電流検出用抵抗Ｒ１で検出され、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出信号Ｖｂとして電流誤差増幅器１３に入力される。この誤差増幅器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの基準電圧Ｖａとが比較される。トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は、発振器１４と誤差増幅器１３の出力を入力とするＰＷＭコンバータ１５を含む。全波整流の入力電圧Ｖ１からインダクタンスＬ１を通じてスイッチング素手Ｑ１に流れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが基準電圧Ｖａのレベルに達したとき誤差増幅器１３の出力が低下し、発振器１４との比較により、ＰＷＭコンパータ１５の信号によってトランジスタＱ１がオフになる。この動作を発振器１４からの高周波パルスに同期して繰り返す。
【００４４】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。このとき、出力リップルが含まれている検出信号△Ｖにより誤差増幅器１３の出力は前述した式（１）の第二項を含むが、整流電圧検出回路１２０Ｂの出力である入力信号Ｖ１１はダイオードＤによる順方向特性(線形領域十非線形領域)により補正される。この結果、誤差増幅器１３の出力は正弦波に近い波形に成形される。
【００４５】
補正手段を構成する非線形素子としてダイオードＤを用いているため、誤差増幅器１３の出力波形を正弦波に整えることができるとともに、抵抗Ｒ４を用いているため検出電圧Ｖ１１を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
（第３実施形態）
図４は、本発明の第３実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。同図において、前述した図に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００４６】
図３に示す回路は前記第１の原理を利用するもので、整流電圧検出回路１２０Ｃを有している。整流電圧検出回路１２０Ｃは、図１０に示す整流電圧検出回路１２０の抵抗Ｒ４の両端にｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ２のコレクタとエミッタを接続し、抵抗Ｒを介してベースを全波整流回路の出力端に接続した回路構成である。抵抗Ｒはバイアス抵抗である。トランジスタＱ２のコレクタで全波整流電圧Ｖ１１を検出し、乗算器１２に入力する。抵抗Ｒ４はトランジスタＱ２の放電及び整流電圧Ｖ１１を分圧するように作用する。つまり、整流電圧検出回路１２０Ｃは、複数の直列に接続された抵抗Ｒ３、Ｒ４を有する直列回路と、少なくとも１つの抵抗Ｒ４の両端に接続されたトランジスタＱ２とを有し、整流電圧はバイアス抵抗Ｒを介してトランジスタＱ２のベースに印加されるとともに前記直列回路にも印加される。そして、整流電圧検出回路１２０ＣはトランジスタＱ２の一端、つまりコレクタから検出電圧を出力する。換言すれば、整流電圧検出回路１２０Ｃは、その非線形特性を制御する手段であるトランジスタＱ２を有している。そして、このトランジスタＱ２は、整流電圧の変動に応じて整流電圧検出回路１２０Ｃの非線形特性を制御する。
【００４７】
チョッパ回路のトランジスタＱ１を流れる電流の瞬時値は電流検出用抵抗Ｒ１で検出され、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出信号Ｖｂとして電流誤差増幅器１３に入力される。この誤差増幅器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの基準電圧Ｖａとが比較される。トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は、発振器１４と誤差増幅器１３の出力を入力とするＰＷＭコンバータ１５を含む。全波整流の入力電圧Ｖ１からインダクタンスＬ１を通じてスイッチング素手Ｑ１に流れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが基準電圧Ｖａのレベルに達したとき誤差増幅器１３の出力が低下し、発振器１４との比較により、ＰＷＭコンパータ１５の信号によってトランジスタＱ１がオフになる。この動作を発振器１４からの高周波パルスに同期して繰り返す。
【００４８】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。このとき、出力リップルが含まれている検出信号△Ｖにより、誤差増幅器１３の出力に前述した式（１）の第二項が含まれているが、整流電圧検出回路１２０Ｃの出力である入力信号Ｖ１１は、ダイオードＤによる順方向特性(線形領域十非線形領域)により補正され、誤差増幅器１３の出力は正弦波に近い波形に成形される。
【００４９】
補正手段を構成する非線形増幅器として動作するトランジスタＱ２を用いているため、誤差増幅器１３の出力波形を正弦波に精度良く整えることができるとともに、抵抗Ｒ４を用いているため検出電圧Ｖ１１を任意の直流電圧レベルに設定することができる。
（第４実施形態）
図５は、本発明の第４実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。同図において、前述した図に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００５０】
図３に示す回路は前記第１の原理を利用するもので、整流電圧検出回路１２０Ｄを有している。整流電圧検出回路１２０Ｄは、抵抗Ｒ３と線形のチョークコイルＬを直列接続し、チョークコイルＬの両端の電圧Ｖ１１を検出する。一方、出力電圧の検出結果から、誤差増幅器１１の出力△Ｖの信号とチョークコイルＬの両端の電圧Ｖ１１とを乗算器１２により乗算し、基準電圧Ｖａを作る。チョークコイルＬは、線形のチョークコイルを使用し、正弦波のバイアスが印加される時、ピーク付近においては飽和特性になるように抵抗Ｒ３を選定する。また、正弦波の立ち上がり付近では不飽和特性として使用する。これにより、整流電圧検出回路１２０Ｄの入力Ｖ１と出力Ｖ１１とは非線形の関係になる。
【００５１】
チョッパ回路のトランジスタＱ１を流れる電流の瞬時値は電流検出用抵抗Ｒ１で検出され、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出信号Ｖｂとして電流誤差増幅器１３に入力される。この誤差増幅器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの基準電圧Ｖａとが比較される。トランジスタＱ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御回路は、発振器１４と誤差増幅器１３の出力を入力とするＰＷＭコンバータ１５を含む。全波整流の入力電圧Ｖ１からインダクタンスＬ１を通じてスイッチング素手Ｑ１に流れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが基準電圧Ｖａのレベルに達したとき誤差増幅器１３の出力が低下し、発振器１４との比較により、ＰＷＭコンパータ１５の信号によってトランジスタＱ１がオフになる。この動作を発振器１４からの高周波パルスに同期して繰り返す。
【００５２】
その結果、トランジスタＱ１が交流電源より十分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタンスＬ１を流れる電流の包落線波形が基準電圧Ｖａ(交流入力の全波整流波形)に一致するように制御がなされる。このとき、出力リップルが含まれている検出信号△Ｖにより、誤差増幅器１３の出力に前述した式（１）の第二項が含まれているが、整流電圧検出回路１２０Ｄの出力である入力信号Ｖ１１は、補正手段であるダイオードＤによる順方向特性(線形領域十非線形領域)により補正され、誤差増幅器１３の出力は正弦波に近い波形に成形される。
【００５３】
これにより、第３実施形態と同様の効果が得られる。
（第５実施形態）
図６は、本発明の第５実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。図６において、前述した図に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。本実施形態の回路は前記第１の原理を利用するもので、一次側と二次側をトランスＴによって電気的に絶縁し、比較検出手段１０と誤差増幅器１１とを電気的に絶縁したものである。
【００５４】
本実施形態は、前述した第１ないし第４実施形態で説明したようにして力率改善を行うとともに、後段に絶縁型コンバータを接続する構成としている。交流入力Ｖ１を整流回路Ｄ１０で全波整流した整流電圧はトランスＴの一次側の一端に与えられている。トランスＴの他端は、トランジスタＱ１のドレインに接続されている。トランジスタＱ１のソースは、電流検出用抵抗Ｒ１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、整流電圧検出回路のダイオードＤのカソードとコンデンサＣ１８と整流回路Ｄ１０に接続されている。トランスＴの二次側の一端はダイオードＤ１のアノードに接続され、そのカソードは出力コンデンサＣ１の正極と出力検出用の抵抗Ｒａに接続され、出力端となっている。トランス二次側の他端はコンデンサＣ１の負極及び出力検出用の抵抗Ｒｂに接続され、出力端となっている。
【００５５】
回路の制御動作は第１ないし第４実施形態と同じであるが、比較検出手段１０の結果を絶縁手段３０を介して誤差増幅器１１に入力してい点で、前記第１ないし第４実施形態における非絶縁形とは相違する。絶縁手段３０は例えばフォトカプラであり、出力電圧Ｖ２と誤差電圧ΔＶとの間を電気的に絶縁する機能を持つ。この絶縁手段３０を設けたことで高速動作が可能となり、スイッチング電源装置の応答性が一層良くなる。
【００５６】
なお、図６で検出部Ａとして示すダイオードＤに代えて、第２ないし第４実施形態の回路構成を採用することとしても良い。
（第６実施形態）
図７に、本発明の第６実施形態によるスイッチング電源装置の回路を示す。図７中、前述した構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００５７】
本実施形態は前記第１の原理を利用するもので、整流電圧検出回路１２０Ｅを有する。この整流電圧検出回路１２０Ｅは抵抗Ｒ３、Ｒ４及びダイオードＤを有する。整流電圧検出回路１２０ＥはダイオードＤの非線形応答特性を利用している点で、前述の第１実施形態と同様である。ダイオードＤのカソードは抵抗Ｒ４を介して共通電位（グランド）に接続されるとともに、抵抗Ｒ５を介して可変電圧Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ５はダイオードＤのカソード電圧を調整する調整部として機能する。可変電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ５に印加することで、ダイオードＤのカソード電位を可変させることができる。カソード電位に応じてダイオードＤのアノード電位が決まる。よって、可変電圧Ｖｃｃを変化させることで、ダイオードＤのアノード電位を変化させることができる。つまり、可変電圧Ｖｃｃを変化させることで、検出電圧Ｖ１１の動作レベルを変化させることができる。前述した図２に示すダイオード特性のピーク値抑制領域が不足する場合、可変電圧Ｖｃｃ印加電圧レベルを変える事によって、交流の非線型領域を任意に調整する事が可能になる。この結果、誤差電圧ΔＶに含まれるリップル成分を精度良く抑制して、高い力率を保ちつつ高速応答するスイッチング電源装置が得られる。
（第７実施形態）
図８は、本発明の第７実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。図中、前述した構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００５８】
本実施形態は前述した第２の原理を利用するもので、補正回路１２０を有する。補正回路１２０は前記式（１）の第２項を相殺するために、乗算器１２の演算結果である乗算結果と、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流に応じた電圧Ｖｂとの差を制御して、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する。補正回路１２０は、減算器４１、比較器４２、４３、ＮＯＴ回路付ＡＮＤ回路４４を具備する。補正回路１２０の出力は、電流制御ループ１００内に新たに設けられた加算器３２の一方の入力に印加される。加算器３２の他方の入力は、誤差増幅器１３の出力に接続されている。それ以外の回路構成は、前述した本発明の第１実施形態の回路構成と同様である。
【００５９】
図９は、補正回路１２０の動作を示す波形図である。乗算器１２の出力電圧Ｖａは、比較器４２の一方の入力に与えられる。便宜上、この入力電圧をＶ２とする。比較器４２は入力電圧Ｖ２を他方の入力に与えられる基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、比較結果を示す電圧Ｖｏ２をＡＮＤ回路４４の一方の入力に与える。他方、全波整流電圧Ｖ１の検出電圧Ｖ１１は、比較器４３の一方の入力に与えられる。便宜上、この検出電圧Ｖ１１を入力電圧Ｖ１とする。比較器４３は入力電圧Ｖ１を他方の入力に与えられる基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較し、比較結果を示す電圧Ｖｏ１をＡＮＤ回路４４の他方の入力に与える。ＡＮＤ回路４４はＶｏ１とＶｏ２が共にハイの期間を示すパルス信号（Ａ＋Ｂ）を出力し、その反転出力／（Ａ＋Ｂ）を減算器４１に出力する。パルス／（Ａ＋Ｂ）がハイレベルの期間を補正期間とし、減算器４１はＶ１−Ｖ２の電圧を補正信号として加算器３２に出力する。この差電圧Ｖ１−Ｖ２は前記式（１）の第二項を相殺する成分となる。加算器３２はＶ１−Ｖ２と誤差増幅器１３の出力電圧を加算し、加算結果をＰＷＭコンパータ１５に出力する。
【００６０】
この結果、ＰＷＭコンバータ１５の入力信号は正弦波に近い波形（具体的には整流電圧Ｖ１に近い波形）となり、この波形でトランジスタＱ１をスイッチングさせることができる。よって、高速応答が可能でしかも高い力率を持つスイッチング電源装置が得られる。
【００６１】
このように、補正回路１２０は誤差増幅器１３の出力を補正してスイッチング電流の波形を正弦波にすることができる。この観点から言えば、補正回路１２０は、誤差増幅器１３の出力、つまりＶａとＶｂの電圧差を補正してスイッチング電流を正弦波に補正する回路である。また、補正回路１２０により乗算器１２が出力する乗算結果Ｖａの波形を正弦波にすることができるので、この観点から言えば、補正回路１２０は乗算結果を正弦波にする回路である。更に、補正回路１２０により前述の式（１）の第二項成分を相殺することができるので、補正回路１２０は誤差増幅器１１が出力する誤差電圧ΔＶに含まれるリップル成分を補正する回路であるとも言える。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、高速応答可能でかつ高い力率を持つスイッチング電源装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】 ダイオードＤのＩ−ＶＦ特性（電圧−電流特性）を示すグラフである。
【図３】 本発明の第２実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図４】 本発明の第３実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図５】 本発明の第４実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図６】 本発明の第５実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】 本発明の第６実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である
【図８】 本発明の第７実施形態によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図９】 図８に示す補正回路の動作を示す波形図である。
【図１０】 従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【図１１】 整流波形を検出して得られる検出電圧を示す波形図である。
【図１２】
誤差電圧の波形図である。
【図１３】 誤差電圧に含まれるリップル成分と力率との関係を説明するための図である。
【図１４】 乗算器の出力電圧を示す図であり、（ａ）は従来技術の場合、（ｂ）は本発明の場合を示す。
【符号の説明】
１０ 比較検出手段 １１ 誤差増幅器
１２ 乗算器 １３ 誤差増幅器
１４ 発振器 １５ ＰＷＭコンバータ
３０ 絶縁手段 ３２ 加算器
１００ 電流制御ループ １１０ 電圧制御ループ
１２０、１２０Ａ、１２０Ｂ、１２０Ｃ、１２０Ｄ、１２０Ｅ 整流電圧検出回路
Claims (5)
- 交流入力電圧を整流した整流電圧をスイッチングして出力するスイッチング素子を有するスイッチング電源において、
前記整流電圧を検出する第１の検出手段と、
前記出力の電圧を検出する第２の検出手段と、
前記第１及び第２の検出手段の検出値の演算結果と、前記スイッチング素子に流れる電流とに応じて前記スイッチング素子を制御する制御手段と、
前記スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段とを有し、
前記第１の検出手段は前記整流電圧を分圧するために直列に接続された複数の回路素子を含み、
前記複数の回路素子の一部が前記補正手段を構成し、かつ非線形特性を有し、
前記第１の検出手段は抵抗とインダクタンスとの直列回路を含み、該インダクタンスは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記インダクタンスとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力されることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 交流入力電圧を整流した整流電圧をスイッチングして出力するスイッチング素子を有するスイッチング電源において、
前記整流電圧を検出する第１の検出手段と、
前記出力の電圧を検出する第２の検出手段と、
前記第１及び第２の検出手段の検出値の演算結果と、前記スイッチング素子に流れる電流とに応じて前記スイッチング素子を制御する制御手段と、
前記スイッチング素子に流れる電流の波形を正弦波となるように補正する補正手段とを有し、
前記第１の検出手段は前記整流電圧を分圧するために直列に接続された複数の回路素子を含み、
前記複数の回路素子の一部が前記補正手段を構成し、かつ非線形特性を有し、
前記第１の検出手段は抵抗とダイオードとの直列回路を含み、該ダイオードは前記補正手段であり、該直列回路に前記整流電圧が印加され、前記抵抗と前記ダイオードのアノードとの接続点から前記第１の検出手段の検出値が出力され、前記補正手段として更に、ダイオードのカソード電圧を調整する調整部が設けられていることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記調整部は、可変電圧を前記ダイオードのカソードに印加する抵抗を有することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
- 前記スイッチング電源の入出力間にトランスを有し、前記第２の検出手段はその入出力間を電気的に絶縁する絶縁手段を有することを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
- 前記補正手段は、前記第１の検出手段の検出値及び前記演算結果に基づいて決まる期間内に、補正動作をすることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
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